JP2687370B2

JP2687370B2 - オートアイリス回路

Info

Publication number: JP2687370B2
Application number: JP62260110A
Authority: JP
Inventors: 隆中村; 忠正倉重
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1987-10-15
Filing date: 1987-10-15
Publication date: 1997-12-08
Anticipated expiration: 2012-12-08
Also published as: JPH01103074A

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野本発明は、カラービデオカメラにおけるオートアイリ
ス回路に関するものである。 B.発明の概要本発明は、Ｒ、Ｇ、Ｂ入力信号の最もレベルの高い色
信号を検波回路に送り、この検波回路からの出力と設定
目標値とを比較した誤差出力に基づきビデオカメラの光
学系のアイリス（絞り）を制御するオートアイリス回路
において、上記検波回路の検波特性を変更可能となすと
ともに、該検波特性を切換変更したときに、設定目標値
に対応する検波回路入力が一定となるようにレベル制御
することにより、撮影条件等に応じて適正なオートアイ
リス動作を選択したときに、撮影された画面の明るさが
変化しないようにするものである。 C.従来の技術一般に、カラービデオカメラにおいては、光学系内
に、絞り羽根等を用いた機械的絞り機構や光透過率が電
気的に制御される光学−電気変換素子を用いた絞り機構
等のいわゆるアイリス機構が設けられていることが多
く、被写体の明るさあるいは光量に応じて手動で又は自
動的に絞り量を調整するようにしている。この場合、入
射光量等に応じて自動的に絞り量を調整するためには、
いわゆるオートアイリス回路が必要とされる。このオートアイリス回路においては、いわゆる露出量
あるいは入射光量のデータを得るために、例えば第８図
に示すような回路を用いている。この第８図において、
３つの入力端子1R、1G、1Bには、カラービデオカメラの
撮像部からのＲ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）信号がそれ
ぞれ供給されている。これらのＲ、Ｇ、Ｂ信号は、NAM
（非加算混合）回路２により最もレベルの高い色信号が
取り出され、ピーク検波回路41及び平均値検波回路42に
送られている。これらのピーク検波回路41及び平均値検
波回路42からの各出力は、可変抵抗器43により任意のレ
ベル比で混合されて、出力端子44より取り出される。そして、この出力端子44からの検波出力信号を、制御
目標となる設定電圧と比較し、その誤差電圧が０となる
ように上記アイリス機構を駆動制御することにより、オ
ートアイリス動作が行われるわけである。ここで、ピーク検波回路41の入出力特性は、第９図の
実線のように表れ、また平均値検波回路42の入出力特性
は、第９図の破線のように表れる。この第９図における
横軸は、光量が映像信号のペデスタルレベル（01RE）に
対応する背景に対し、ホワイトピーク（100IRE）に対応
する被写体の撮像画面中での面積比をパーセント（％）
で表しており、これを、以下APL（平均ピクチャレベ
ル）と称する。また第９図の縦軸は、各回路41、42から
の出力レベル（電圧）をmV単位で示している。この第９図から明らかなように、横軸のAPLが約38％
の位置で各曲線が交わっており、上記可変抵抗器43によ
る混合比を変化させることにより、これらの曲線の間の
領域に位置する曲線に対応するような入出力特性が得ら
れることになる。このような特性の変化に応じてオート
アイリスの制御動作が変化することから、撮像状況や被
写体等に応じて上記混合比を切り換えて、オートアイリ
スのモード切換を可能にしている。また、オートアイリスの制御目標となるレベル設定値
を、上記交点の約540mVとすることにより、モードを切
り換えたときにもAPL値の変化を少なく抑えることがで
きる。 D.発明が解決しようとする問題点しかしながら、現実には、検波回路内部のダイオード
やコンデンサの温度特性等によりピーク検波特性が変動
し、上記平均値検波特性曲線との交点が変動するため、
モードを切り換えたときに上記設定値に対応するAPL値
が変わってしまうことになる。また、ディジタル信号処理によるオートアイリスにお
いては、検波特性曲線が一定に保たれているので、例え
ば複数種類の検波特性を切り換えることによりオートア
イリスモードの切り換えを実現しているが、これらの複
数種類の検波特性の間では上記制御目標となる設定値に
対応するAPL値が一定しておらず、上記モード切り換え
の際に上記設定値に対応するAPL値が大幅に変化してし
まう虞れがある。このようなモード切り換えに伴い上記設定値に対応す
るAPL値が変化することにより、同じAPL値の入力信号に
対する検波出力の上記設定値に対する誤差分が異なるこ
とになり、オートアイリス動作に乱れが生じ、モニタ画
面の明るさが変化して見苦しくなる等の欠点がある。本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであ
り、オートアイリスモードの切り換えを行っても上記設
定値に対応するAPL値の変動が少なく抑えられ、安定し
たオートアイリス動作が得られるようなオートアイリス
回路の提供を目的とする。 E.問題点を解決するための手段本発明に係るオートアイリス回路は、上述の問題点を
解決するために、R,G,Bの３原色の入力信号を入力する
入力手段と、上記３原色の入力信号の最大レベルの信号
を出力する非加算混合回路と、この非加算混合回路から
の出力信号を検波すると共に、第１の検波特性から第２
の検波特性に変更可能な検波回路と、この検波回路から
の出力信号と設定値とを比較することによりアイリス補
正データを得る回路と、このアイリス補正データに基づ
きアイリス機構を駆動制御する回路と、上記検波回路の
検波特性を上記第１の検波特性から上記第２の検波特性
に切換変更したときに、上記設定値に対応する上記非加
算混合回路の出力レベルが一定となるように制御するレ
ベル制御回路とを有して成ることを特徴としている。 F.作用オートアイリスのモード切換操作等に応じて上記検波
回路の検波特性を切換変更したときには、上記レベル制
御回路により、上記設定値に対応する上記非加算混合回
路の出力レベルが一定に制御されるから、安定したオー
トアイリス動作が実現できる。 G.実施例第１図は本発明の一実施例としてのオートアイリス回
路の概略構成を示している。この第１図において、各入力端子1R、1G、1Bには、例
えばディジタルカラービデオカメラからのＲ（赤色）、
Ｇ（緑色）、Ｂ（青色）の３原色のディジタル入力信号
がそれぞれ供給されている。これらのＲ、Ｇ、Ｂディジ
タル入力信号は、NAM（非加算混合）回路２に供給され
て、最もレベルの高い信号が取り出され、垂直方向の重
み付け回路３に送られている。この垂直方向の重み付け
回路３は、一般に画面上部には明るい空が配されること
が多いことを考慮して、画面上部の映像信号については
アイリス制御の対象としないように、あるいは重みを低
く抑えるためのものである。垂直方向重み付け回路３か
らの出力信号は、検波回路４で検波処理された後、本発
明の要部となるレベル制御回路９に送られて信号レベル
が制御される。検波回路４の検波特性及びレベル制御回
路９のレベル制御量は、端子10に供給されるモード切換
信号に応じて切換変更されるようになっている。レベル
制御回路９からの出力信号は、フィールド平均回路５に
送られて１フィールド分の加算平均データが求められ、
比較回路６の一方の入力端子（例えば非反転入力端子）
に送られる。この比較器４の他方の入力端子（例えば反
転入力端子）７には、予め設定されたアイリス制御の目
標値に対応する基準電圧データV_Tが供給されており、こ
の設定データ（制御目標値）V_Tに対する上記加算平均デ
ータの誤差データがアイリス補正データとしてアイリス
駆動制御回路８に送られている。このアイリス駆動制御
回路８からの出力により、ビデオカメラの光学系に設け
られたアイリス機構（絞り羽根等を用いた機械的絞り機
構や光透過率が電気的に制御される電気−光学変換素子
を用いた絞り機構等）が駆動され、上記検波データのフ
ィールド平均データが上記設定値（制御目標データV_T）
となるように制御される。なお、上記端子10へのモード
切換信号は、ビデオカメラのシステムコントローラやい
わゆるCPU等から得られるものであり、本発明実施例に
おいては、主としてオートアイイス動作モードの切換制
御信号を想定している。ここで上記検波回路４は。上記NAM回路２から垂直方
向重み付け回路３を介して得られた出力を充放電制御す
ることによりレベル検波出力を得るためのものであり、
このときの検波特性がオートアイリスのモード切換操作
等に応じて切換設定可能になっている。この場合のモー
ド切換制御信号が、上述した端子10を介して検波回路４
に供給されるわけである。すなわち、この検波回路４は、例えば第２図に示すよ
うな構成を有し、入力端子21には上記NAM回路２から垂
直方向重み付け回路３を介して得られた信号が入力され
る。この検波回路４は、該回路４の出力信号と入力信号
との大小を比較する比較器11と、この比較器11からの出
力に応じて該回路４の上記入力信号をゲート制御するス
イッチ12と、このスイッチ12からの出力に第１の係数α
を乗算する係数乗算器13と、この係数乗算器13からの出
力と回路４の出力とを加算する加算器14と、この加算器
14からの出力に第２の係数βを乗算する係数乗算器15と
を有して成っている。上記係数乗算器13の係数αは、上
記端子10に対応する制御端子16からの制御信号に応じて
設定変更可能となっており、また係数乗算器15の係数β
は、上記端子10に対応する制御端子17からの制御信号に
応じて設定変更可能となっている。そして、係数乗算器
15からの出力が検波回路４の出力として出力端子19から
取り出され、上記レベル制御回路９に送られている。このような構成の検波回路４において、該回路４の入
力が出力より大のとき、入力信号に第１の係数αを乗じ
て出力信号に加算し、この加算出力に第２の係数βを乗
じて出力するとともに加算器14に送ることになる。ここ
で、上記第１の係数αは、通常１より充分小さな値とな
っており、例えばアナログ充放電回路における充電時定
数に対応するものである。すなわち、回路４の入力が出
力より大のときには、入力のα倍の信号が加算器14にて
クロック毎に累算されるから、加算器14からはαに応じ
た傾きでレベル上昇する出力が得られる。上記第２の係
数βは、１より小さいが１に極めて近い値（例えば0.99
等）に設定されており、例えばアナログ充放電回路にお
ける放電時定数に対応するものである。すなわち、回路
４の出力が入力より大となって上記スイッチ12がオフさ
れ、係数乗算器13からの出力が加算器14に送られてなく
なったときには、各クロック毎に加算器14からの出力に
βが乗算されて加算器14に戻されるため、その出力はβ
に応じた比率で略々等比数列的にレベルが低下してゆく
ことになる。ここで、これらの各係数α、βはそれぞれ
制御端子16、17からの制御信号に応じて設定制御できる
から、等価的に充電時定数、放電時定数を可変設定でき
ることになり、結果的に検波特性を切り換えることにな
る。このような検波回路４は、DSP（ディジタル信号処理
装置）を用いてソフトウェアにより実現することも考え
られるが、一般にディジタル映像信号のクロック周波数
は数MHz〜数十MHzと極めて高いため、現状ではハードウ
ェアで構成することが多い。この場合、上記係数乗算器
13、15として通常の乗算器構成を用いるよりは、いわゆ
るビットシフタを用いて２の巾乗の単位の係数を乗算す
る方が回路構成を大幅に簡略化できる。このビットシフ
タを係数乗算器として用いた具体的なハードウェア構成
の一例を第３図に示す。この第３図において、上記第２図の入力端子21からの
入力信号はラッチ回路22に供給されており、このラッチ
回路22からの出力は、比較器11の一方の入力端子、及び
スイッチ（あるいはセレクタ）12にそれぞれ送られてい
る。スイッチ（セレクタ）12は、比較器11からの出力に
応じて切換制御されるようになっており、スイッチ12か
らの出力は加算器24に送られている。加算器24、カウン
タ25、ラッチ回路26、セレクタ27、28、加算器30、セレ
クタ31及びラッチ回路32より成る部分は、第２図の係数
乗算器13、加算器14及び係数乗算器15より成る部分に対
応しており、上述したように係数乗算をビットシフトに
よる2ⁿ倍で置き換えることにより、構成を大幅に簡略化
するとともに、演算の高速化を実現している。すなわ
ち、セレクタ27は、ラッチ回路26からの出力の2^-10,2
^-11,2^-12のいずれかを切換選択して次のセレクタ28に送
っており、このセレクタ28は、加算器30への入力レベル
として2^-1、2^-2、2^-3、2^-4のいずれかを切換選択するよ
うになっている。ここで、セレクタ28からの出力は、反
転されて加算器30に供給されており、これと同時に端子
29からの“1"が加算器30に供給されることでいわゆる２
の補数表示形態となり、加算器30においては、ラッチ回
路26からの出力のうちその僅かの部分が減算されること
になって、結果的に例えば0.99等のような１より小さく
１に近い数値を乗算することになる。従って、これらの
セレクタ27、28におけるビットシフトによる乗算係数を
γ（2^-11〜2^-16）とするとき、上記係数乗算器15の係数
βは、β＝１−γにて表されることになる。次に、セレ
クタ31は、セレクタ27と同様なビットシフト量切換、す
なわち、加算器30からの出力の2^-10,2^-11,2^-12のいずれ
かを切換選択して次段のラッチ回路32に送るものであ
る。これらのセレクタ27、31は連動しており、上記乗算
係数αの係数乗算器13に対応するものとなっている。次
に、ラッチ回路32からの出力は、ラッチ回路23を介して
上記比較器11の他方の入力端子に送られ、上記端子21へ
の入力との大小比較が行われることは、前述した第１図
の説明と同様である。この第３図の構成を有する検波回路の具体的な検波特
性に対する上記レベル制御回路９によるレベル制御動作
の具体例を、第４図ないし第７図を参照しながら説明す
る。これらの図における横軸は、光量が映像信号のペデ
スタルレベル（0IRE）に対応する背景に対し、ホワイト
ピーク（100IRE）に対応する被写体の撮像画面中での面
積比をパーセント（％）で表したものであり、これを以
下APL（平均ピクチャレベル）と称する。また第４図な
いし第７図の縦軸は、各回路41、42からの出力レベル
（IRE値）を示している。先ず、第４図及び第５図は、上記レベル制御回路９と
して、増幅度（利得、ゲイン）が変化するような回路
（例えば可変利得増幅器等）を用いた場合の例を示して
おり、各図の実線がレベル制御前の検波特性を、破線が
レベル制御後の検波特性をそれぞれ示している。ここ
で、第４図は、上記セレクタ27、31の切り換えにより選
択される係数αを2^-11とし、セレクタ27、28の切り換え
により選択される係数γを2^-12とした場合（係数βは１
−2^-12となる。）の検波特性を示している。また第５図
は、上記係数αを2^-12とし、上記係数γを2^-16（β＝１
−2^-16）とした場合の検波特性を示している。これらの第４図及び第５図においては、縦軸の出力
（IRE値）が90を制御目標に設定しており、横軸のAPL値
が50％のとき出力が90IREとなるように増幅度制御を行
っている。すなわち、具体的に第４図のモードが切換選
択された場合には、APL値が50％の出力値65を90にゲイ
ンアップするために、レベル制御回路９での増幅度を90
/65に切換制御しており、また第５図が切換選択された
場合には、APL値50％の出力値84を90にするために、レ
ベル制御回路９での増幅度を90/84に切換制御して、そ
れぞれ各図の破線に示すような検波特性としている。こ
のように、切換選択されたモードに応じてレベル制御回
路９でのレベル制御量（この例では増幅度）を切り換え
ることにより、上記制御目標設定値（90IRE）に対応す
るAPL値が50％で一定となるようにしている。ところで、レベル制御回路９でのレベル制御動作とし
ては、上記増幅度を変化させる以外に、例えばDC的に所
定レベルだけ変化させるようないわゆるレベルシフトを
行わせてもよく、このレベルシフトによるレベル制御の
具体例を第６図及び第７図に示している。ここで、第６
図は上記第４図のモード（α＝2^-11、β＝１−2^-12）が
選択された場合を、また第７図は上記第５図のモード
（α＝2^-12、β＝１−2^-16）が選択された場合をそれぞ
れ示している。そして、レベル制御回路９においては、
第６図のモードが選択された場合にDCレベルを上記IRE
値で25（＝90−65）だけ持ち上げ、第７図の場合にDCレ
ベルをIRE値で６（＝90−84）だけ持ち上げることによ
り、制御目標設定値（90IRE）に対応するAPL値が50％で
一定となるようにしている。なお、上記以外のモード、すなわちセレクタ27、28、
31が上記以外の組み合わせに切換制御された場合にも、
上記APL値50％の出力値が90となるようにレベル制御回
路９での増幅度やレベルシフト量等の制御量を切換制御
すればよいことは勿論である。この場合、上記レベル制御回路９でのレベル制御量
は、予めROM（リード・オンリ・メモリ）等に書き込ん
でおき、上記モード切換操作に応じてCPU等が自動的に
対応するレベル制御量データを上記ROMから読み出して
レベル制御回路９に送るようなROMを利用したソフトウ
ェアでの処理が考えられる。この他、ハード的に、所定
の基準のモードとの検波出力値の差からレベル制御量を
求めるような方法も可能である。このように、モード切換を行っても、制御目標設定値
に対応するAPL値（例えばNAM回路２の出力レベル）が一
定に保たれるため、モード切換時にはオートアイリス制
御動作に何ら悪影響を与えることがない。また、ディジ
タル回路で構成できるため、集積回路化（IC化）するこ
とで、小規模、ローパワー化が実現でき、将来のディジ
タルビデオカメラに対応することができる。なお、本発明は、上記実施例のみに限定されるもので
はなく、例えば第１図のレベル制御回路９は、NAM回路
２と検波回路４との間の任意の位置に設けてもよい。ま
た、第２図の加算器14の帰還ループの出力側に係数乗算
器を配置してもよく、第３図の各セレクタ27、28、31の
ビットシフト量や選択端子数等は任意に設定できる。こ
の他、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々
の変更が可能である。 H.発明の効果本発明に係るオートアイリス回路によれば、上記検波
回路の検波特性を切換変更したときには、上記レベル制
御回路により、上記設定値に対応する上記非加算混合回
路の出力レベルが一定に制御されるから、安定したオー
トアイリス動作が実現できる。

【図面の簡単な説明】第１図は本発明の一実施例となるオートアイリス回路の
概略構成を示すブロック回路図、第２図は第１図中の検
波回路の一例を示すブロック回路図、第３図は該検波回
路のより具体的な構成を示すブロック回路図、第４図な
いし第７図は切換変更される検波特性に対するレベル制
御動作の例を示す特性図、第８図はオートアイリス回路
の従来例の要部を示すブロック回路図、第９図は第８図
の回路における検波特性を示す特性図である。１……Ｒ、Ｇ、Ｂ原色信号入力端子２……NAM（非加算混合）回路４……検波回路５……フィールド平均回路６……比較器８……アイリス駆動制御回路９……レベル制御回路 10……モード切換信号入力端子

Claims

(57)【特許請求の範囲】１．R,G,Bの３原色の入力信号を入力する入力手段と、入力された上記３原色の入力信号の最大レベルの信号を
出力する非加算混合回路と、この非加算混合回路からの出力信号を検波すると共に、
第１の検波特性から第２の検波特性に変更可能な検波回
路と、この検波回路からの出力信号と設定値とを比較すること
によりアイリス補正データを得る回路と、このアイリス補正データに基づきアイリス機構を駆動制
御する回路と、上記検波回路の検波特性を上記第１の検波特性から上記
第２の検波特性に切換変更したときに、上記設定値に対
応する上記非加算混合回路の出力レベルが一定となるよ
うに制御するレベル制御回路と、を有して成るオートアイリス回路。