JP2646835B2 - 自動周波数制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、位相偏移変調を用いたディジタル通信シス
テムにおいて、伝送路上で生じる搬送波周波数の不確定
な変動を受信器側で補償する自動周波数制御方式に関す
る。

（従来の技術） 数GHzの高い搬送波周波数を用いるディジタル通信シ
ステムでは、伝送路上で行われる周波数変換や移動通信
を行うことで生じるドップラー効果等が原因となり搬送
波周波数に大きな変動が生じる。特に、低変調速度の通
信システムでは、最大周波数オフセットが変調周波数の
数倍になる場合もある。一般に、この搬送波周波数の変
動は、受信器側での自動周波数制御によって補償され
る。

従来の自動周波数制御方式としては、第４図に示すよ
うなクロスプロダクト型周波数弁別器を用いた自動周波
数制御方式がある。第４図中で、細線は実信号、太線は
直交信号を示す。複素乗算器19は、PSK（位相偏移変
調）信号を準同期検波した直交信号を入力し、VCO（電
圧制御発振器）28から供給される補償信号により入力す
る直交信号の周波数変動の補償を行う。サンプラ20は、
複素乗算器19から出力される信号を受け、該信号を外部
から供給される変調クロックでサンプルし、変調周期Ｔ
毎に1/2変調周期の時刻T/2におけるサンプルＳ（T/
2）、すなわち信号点のサンプルを出力する。このサン
プルＳ（T/2）は、周波数変動が補償された受信信号と
して外部に出力される。変調除去手段21は、サンプラ20
から出力されるサンプルKS（T/2）を受け、逓倍操作に
より入力信号であるサンプルＳ（T/2）の変調を除去す
る。遅延手段22は、変調除去手段21から出力される信号
の実部を受け、該実部に変調周期Ｔの時間だけ遅延を与
えて出力する。遅延手段23は、変調除去手段21から出力
される信号の虚部を受け、該虚部に変調周期Ｔの時間だ
け遅延を与えて出力する。乗算器24は、遅延手段22の出
力と変調除去手段21から出力される信号の虚部とを乗算
する。乗算器25は、遅延手段23の出力と変調除去手段21
から出力される信号の実部とを乗算する。減算器26は、
乗算器24の出力から乗算器25の出力を減算する。この減
算器26の出力が搬送波の周波数変動の情報を示す周波数
誤差信号である。ループフィルタ27は、この周波数誤差
信号を平均する。VCO28は、ループフィルタ27から出力
される信号により出力信号の周波数が制御され、該出力
信号を周波数変動を補償する補償信号として複素乗算器
19に出力する。ここで、受信搬送波の周波数変動をΔ
ｆ、PSK信号の変調相数をＭ（Ｍは正の整数）とおく
と、変調除去手段21で変調を除去された信号ｒ（nT）
は、 ｒ（nT）＝ｅ×ｐ（j2πＭΔfnT） （ｎ＝0,1,2,・・・） と表される。よって、減算器26の出力ｄ（nT）は、 ｄ（nT）＝sin（２πＭΔfT） （ｎ＝0,1,2,・・・） となる。上式より、引き込み可能な周波数変動の範囲｜
Δf|は、 ｜Δf|＜fs/2M となる。ここで、fsは変調周波数で1/Tで表される。

また、第５図に初期の周波数引き込み時に入力信号に
対して周波数掃引を行うことにより周波数引き込み範囲
を拡大する方式を示す。複素乗算器29は、PSK（位相偏
移変調）信号を準同期検波した直交信号を入力し、VCO
（電圧制御発振器）37から供給される補償信号により入
力する直交信号の周波数変動の補償を行う。復調手段30
は、複素乗算器29から出力される信号を受け、クロック
およびキャリア同期を行い、復調信号を出力する。また
復調手段30は、入力信号の周波数偏差が比較的小さい場
合にはキャリア同期を行うことができ、このキャリア同
期が確立すると周波数誤差信号を出力するようになる。
誤り訂正復号手段31は、復調手段30から出力される信号
を受け、誤り訂正復号処理を行う。同期判定手段32は、
誤り訂正復号手段31から出力される信号を受け、該信号
を用いて誤り訂正復号手段31が同期したかどうかの判定
を行い、同期したと判定するとモード切り替え信号を出
力する。同期判定方法には、受信信号系列と復号信号再
符号化系列との相関に着目する方法、誤り訂正復号手段
31におけるパスメトリックの大小関係に着目する方法等
がある。スイッチ33は復調手段30から出力される周波数
誤差信号を入力しており、同期判定手段32から出力され
るモード切り替え信号に従って、周波数誤差信号または
零レベル信号のいずれか一方を選択して出力する。ルー
プフィルタ34は、スイッチ33から出力される信号を受
け、該信号を平均する。周波数掃引手段35は、同期判定
手段32から出力されるモード切り替え信号に従って、鋸
波状信号を出力する。周波数掃引手段35は、固定周波数
クロック発生器とその出力クロックでカウント動作を行
うカウンタとで構成される。加算器36は、周波数掃引手
段35から出力される信号とループフィルタ34から出力さ
れる信号とを加算する。VCO37は、加算器36から出力さ
れる信号により出力信号の周波数が制御され、該出力信
号を周波数変動を補償する信号として複素乗算器29に出
力する。ここで初期の周波数引を込みを行うモードにお
いては、スイッチ33は零レベル信号を出力するように切
り替わる。また周波数掃引手段35周波数を掃引する鋸波
状信号を出力することにより、電圧制御発振器37は周波
数掃引信号を複素乗算器29に出力する。ここで同期判定
手段32からモード切り替え信号が出力されると、周波数
掃引手段35は周波数掃引を停止する。またスイッチ33は
復調手段30から出力される周波数誤差信号がループフィ
ルタ34の入力となるように切り替わる。これにより、電
圧制御発振器37はループフィルタ34から出力される信号
により周波数が制御される出力信号を周波数変動を補償
する補償信号として複素乗算器29に出力する。

（発明が解決しようとする課題） 以上に説明した様に、第４図に示す従来の自動周波数
制御方式では、周波数誤差を検出するために、受信信号
の変調を逓倍操作により除去する必要がある。そのため
変調相数が増加するにしたがって周波数引き込み範囲が
狭くなる。さらに、逓倍操作による非線形損失が問題と
なる。また第５図に示す従来の自動周波数制御方式で
は、初期の周波数引き込みモードにおいて、入力信号に
対して周波数掃引を行うことにより周波数引き込み範囲
をVCO37の出力可変周波数範囲内で広く拡張することが
できる。しかし、この方式には、いくつかの欠点があ
る。まず第１に入力信号に対して周波数掃引を停止する
モード切り替え信号に誤り訂正復号手段31の同期情報を
用いるから、誤り訂正制御を併用する通信系においての
み適用できる。第２に制御ループ中に復調手段30、誤り
訂正復号手段31および同期判定手段32をはさむため系が
複雑になる。第３に同期判定手段32による同期判定に比
較的長い時間を必要とし、特に低いS/N条件では同期、
非同期の判定が困難になる。第４に比較的高いS/N条件
において、ある特定の疑似同期周波数において復調デー
タ系列が符号語となり疑似同期が生じるという問題があ
る。

そこで本発明は、変調周期内の異なる時刻において、
それぞれ別別に等化した２点の収束信号を用いて周波数
誤差信号を検出し、その周波数誤差信号に微少なオフセ
ットを与えた信号でVCOを制御して周波数変動を補償す
ることでVCOの可変周波数範囲でのみ決定される広い周
波数引き込み範囲を実現する自動周波数制御方式と、初
期の周波数引き込みモードでは、入力信号に対して周波
数掃引を行い、同時に変調周期内の異なる時刻におい
て、それぞれ別別に等化した２点の収束信号を用いて周
波数誤差信号を検出し、その周波数誤差信号を平均して
しきい値と比較し、周波数誤差信号の平均値がしきい値
を越えた時にモードを切り替え、検出した周波数誤差信
号でVCOを制御して周波数変動を補償することでVCOの可
変周波数範囲でのみ決定される広い周波数引き込み範囲
を実現する自動周波数制御方式とを提 することを目的
とする。

（課題を解決するための手段） 本発明の第１の自動周波数制御方式は、搬送波周波数
が不確定に変動する位相偏移変調信号を準同期検波した
信号を入力信号として入力、外部から供給される補償信
号により前記入力信号の周波数変動の補償を行う周波数
変動補償手段と、 該周波数変動補償手段から出力される信号を受け、該
信号を外部から供給される変調クロックに同期したクロ
ックでサンプルし、変調周期毎に変調周期内の第１の時
刻と第２の時刻と1/2変調周期の時刻におけるサンプル
をそれぞれ第１のサンプル、第２のサンプルおよび周波
数変動を補償した受信信号として出力するサンプラと、 該サンプラから出力される第１の時刻のサンプルの実
部を受け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等
化を行う第１のフィルタと、 該第１のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから
出力される第１のサンプルの虚部を受け、該虚部に対し
て符号間干渉をなくすように等化を行う第２のフィルタ
と、 前記サンプラから出力される第２のサンプルの実部を
受け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を
行う第３のフィルタと、 該第３のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから
出力される第２のサンプルの虚部を受け、該虚部に対し
て符号間干渉をなくすように等化を行う第４のフィルタ
と、 前記第１のフィルタから出力される信号を受け、該信
号に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅
延を与える第１の遅延手段と、 前記第２のフィルタから出力される信号を受け、該信
号に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅
延を与える第２の遅延手段と、 前記第１の遅延手段から出力される信号と前記第４の
フィルタから出力される信号とを乗算する第１の乗算器
と、 前記第２の遅延手段から出力される信号と前記第３の
フィルタから出力される信号とを乗算する第２の乗算器
と、 前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の出力と
の差を生成し、該差を前記周波数変動の情報をあらわす
信号として出力する減算器と、 該減算器から出力される信号を受け、該信号を平均す
るローパスフィルタと、 該ローパスフィルタから出力される信号を受け、該信
号とあらかじめ設定されているしきい値とを比較し、前
記信号が前記しきい値を越えた時にモード切り替え信号
を出力する比較手段と、 前記減算器から出力される信号を入力しており、前記
比較手段から出力される前記モード切り替え信号に従っ
て、前記減算器から出力される信号または零レベル信号
のいずれか一方を選択して出力するスイッチと、 該スイッチから出力される信号を受け、該信号を平均
するループフィルタと、 前記比較手段から出力される前記モード切り替え信号
に従って、周波数を掃引する鋸波状信号を出力する周波
数掃引手段と、 該周波数掃引手段から出力される前記鋸波状信号と前
記ループフィルタから出力される信号とを加算する加算
器と、 該加算器から出力される信号により出力信号の周波数
が制御され、該出力信号を前記周波数変動を補償する前
記補償信号として前記周波数補償手段に出力する電圧制
御発振器とを備えている。

（実施例） 次に本発明について図面を参照して説明する。第１図
は本発明の第１の自動周波数制御方式の一実施例の構成
を示すブロック図である。本実施例においては、サンプ
ラ２に供給するクロックとして変調クロックの４倍のク
ロックを用いると回路構成が容易になり、最も実用的で
あるから、ここではサンプラ２に供給するクロックは変
調クロックの４倍のクロックとする。搬送波周波数が不
確定に変動するPSK（位相偏移変調）信号の周波数変動
を補償するために、複素乗算器１は、PSK信号を準同期
復調した直交信号を入力として、VCO（電圧制御発振
器）14から供給される補償信号でその周波数変動の補償
を行う。サンプラ２は、複素乗算器１から出力される信
号を受け、該信号を変調クロックの４倍のクロックでサ
ンプルし、変調周期Ｔ毎に1/4変調周期の時刻T/4と、3/
4変調周期の時刻3T/4と、1/2変調周期の時刻T/2におけ
るサンプルＳ（T/4）101、Ｓ（3T/4）102、Ｓ（T/2）10
3を出力する。サンプルＳ（T/2）103は、信号点のサン
プルとなり、周波数変動が補償された受信信号として外
部に出力される。フィルタ３は、サンプラ２から出力さ
れる1/4変調周期の時刻T/4のサンプル（T/4）101の実部
Re［Ｓ（T/4）］を受け、該実部に対して符号間干渉を
なくすように等化を行う。フィルタ４は、フィルタ３と
同特性を有し、サンプラ２から出力される1/4変調周期
の時刻T/4のサンプルＳ（T/4）101の虚部Im［Ｓ（T/
4）］を受け、該虚部に対して符号間干渉をなくすよう
に等化を行う。フィルタ５は、サンプラ２から出力され
る3/4変調周期の時刻3T/4のサンプルＳ（3T/4）102の実
部Re［Ｓ（3T/4）］を受け、該実部に対して符号間干渉
をなくすように等化を行う。フィルタ６は、フィルタ５
と同特性を有し、サンプラ２から出力される3/4変調周
期の時刻3T/4のサンプルＳ（3T/4）102の虚部Im［Ｓ（3
T/4）］を受け、該虚部に対して符号間干渉をなくすよ
うに等化を行う。遅延手段７は、フィルタ３から出力さ
れる信号を受け、該信号に1/2変調周期の時間T/2だけ遅
延を与える。遅延手段８は、フィルタ４から出力される
信号を受け、1/2変調周期の時間T/2だけ遅延を与える。
乗算器９は、遅延手段７の出力とフィルタ６の出力とを
乗算する。乗算器10は、遅延手段８の出力とフィルタ５
の出力とを乗算する。減算器11は、乗算器９の出力から
乗算器10の出力を減算する。この減算器11の出力が周波
数変動の情報を示す周波数誤差信号である。加算器12
は、減算器11から出力される信号を受け、該信号に微少
なオフセットΔｖを与える。ループフィルタ13は、加算
器12から出力される信号を受け、該信号を平均する。VC
O14は、ループフィルタ13から出力される信号により出
力信号の周波数が制御され、該出力信号を周波数変動を
補償する補償信号として複素乗算器１に出力する。

第６図は、雑音がない場合の周波数誤差信号特性を示
している。減算器11の出力信号にオフセットΔｖを与え
ない場合には、周波数偏差が−fsより小さい領域および
fsより大きい領域では、周波数誤差信号は検出されな
い。そこで減算器11の出力信号にわずかなオフセットΔ
ｖを与えて新たな周波数誤差信号とすることにより第６
図に示すような周波数誤差信号特性が得られる。従って
VCO14は矢印の方向に引き込み動作を行う。ここで周波
数偏差が−fsより小さい領域では、VCO14は、一旦、ロ
ック点に対して逆方向に動くが、やがてループフィルタ
がオーバーフローして周波数偏差が正の領域に折り返
り、引き込み動作を続行する。本実施例においては、周
波数誤差信号にオフセットΔｖを与えることでロック点
がずれて残留周波数誤差feが生じる。しかし、この周波
数誤差は後段のキャリア再生回路により補償される。

本実施例において、ヤフセットΔｖは、極力小さく設
定することが好ましい。従って、周波数偏差が−fsより
小さい領域およびfsより大きい領域では、周波数誤差信
号が小さく、周波数引き込みに時間がかかる。第２図は
本発明の第１の自動周波数制御方式のその他の実施例の
構成を示すブロック図である。第２図において、周波数
誤差信号の検出を行う部分は第１図の構成と変わりな
い。またループフィルタ13は、リミッタ15、ディジタル
フィルタ16およびアップダウンカウンタ17で構成されて
いる。リミッタ15は、加算器12においてオフセットΔｖ
が与えられた周波数誤差信号を受け、該周波数誤差信号
を２値レベル信号に変換する。ディジタルフィルタ16
は、リミッタ15から出力される信号を受け、該信号を平
均する。ディジタルフィルタ16は、２値レベル信号を平
均するから、ランダムウォークフィルタ、ANDフィルタ
等が用いられる。アップダウンカウンタ17は、ディジタ
ルフィルタ16から出力される信号を受け、該出力積分す
る。VCO14は、アップダウンカウンタ17から出力される
信号により出力信号の周波数が制御され、該出力信号を
周波数変動を補償する補償信号として複素乗算器１に出
力する。第７図は、リミッタ15により２値レベル信号に
変換された周波数誤差信号特性を示している。周波数誤
差信号が小さい領域において、該信号は１または０に判
定されるから、この領域での周波数引き込み速度は改善
される。

第３図は本発明の第２の自動周波数制御方式の一実施
例の構成を示すブロックである。本実施例において、複
素乗算器１、サンプラ２、フィルタ3,4,5,6、遅延手段
7,8、乗算器9,10および減算器11の動作は、第１図およ
び第２図の実施例と全く同じである。ローパスフィルタ
12は、減算器11から出力される信号を受け、該信号を平
均する。比較手段13は、ローパスフィルタ12から出力さ
れる信号を受け、該信号とあらかじめ設定されているし
きい値とを比較し、ローパスフィルタ12から出力される
信号がしきい値を越えた時にモードの切り替えを指示す
るモード切り替え信号を出力する。スイッチ14は、減算
器11から出力される信号を受け、比較手段13から出力さ
れるモード切り替え信号に従って、減算器11から出力さ
れる信号または零レベル信号のいずれか一方を選択し
て、出力する。ループフィルタ15は、スイッチ14から出
力される信号を受け、該信号を平均する。周波数掃引手
段16は、比較手段13から出力されるモード切り替え信号
に従って、周波数を掃引する鋸波状信号を出力する。加
算器17は、周波数掃引手段16から出力される鋸波状信号
とルーブフィルタ15から出力される信号とを加算する。
VCO18は、加算器17から出力される信号により周波数が
制御される出力信号を周波数変動を補償する補償信号と
して複素乗算器１に出力する。ここで初期の周波数引き
込みを行うモードにおいては、スイッチ14は零レベル信
号を出力するように切り替わる。また周波数掃引手段16
は、周波数を掃引する鋸波状信号を出力する。これによ
りVCO18は、出力信号である補償信号を周波数掃引信号
として複素乗算器１に出力する。ここで比較手段13から
モード切り替え信号が出力されると、周波数掃引手段16
は周波数掃引を停止する。またスイッチ14は減算器11か
ら出力される周波数変動を示す周波数誤差信号がループ
フィルタ15の入力となるように切り替わる。するとVCO1
8は、ループフィルタ15から出力される信号により出力
信号の周波数が制御され、該出力信号を周波数変動を補
償する補償信号として複素乗算器１に出力する。第８図
は、雑音がない場合の減算器11から出力される信号の周
波数特性すなわち周波数誤差信号特性を示している。第
８図から明らかな様に、本実施例では、入力信号に対し
て周波数掃引を行わなくとも、ほぼ変調周波数fsにわた
る広い周波数引き込み範囲を有している。そして周波数
偏差が変調周波数fsを越える場合には、周波数誤差信号
が検出されるまで入力信号は周波数掃引される。周波数
掃引を停止し、周波数誤差信号による制御にモードを切
り替えるタイミングは、周波数誤差信号が第８図におけ
るしきい値を越えた場合である。しきい値には、正負双
方の値または正負どちらか一方の値が用いられるが、正
負双方の値を用いれば引き込み時間をより短縮できる。

なお、第３図において、減算器11から出力される周波
数誤差信号をリミッタで２値信号または３値信号に変換
してループフィルタに２値ディジタルフィルタを用いる
構成なども考えられるが、本質的には第３図と変わりな
い。また、第３図は、全ディジタル的に処理を行う自動
周波数制御方式の構成でるが、一部にアナログ処理を取
り入れることもできる。例えば、複素乗算器１と加算器
17をアナログ素子に置き換え、VCO18にIF帯域のアナロ
グVCOを用いて、乗算器１とサンプラ２との間にA/D変換
器を、ループフィルタ15および周波数掃引手段16と加算
器17との間にD/A変換器を置く構成も当然考えられる
が、本質的には第３図と変わりない。

（発明の効果） 以上に説明したように本発明の第１の自動周波数制御
方式によれば、変調周期内の異なる時刻において、それ
ぞれ別別に等化した２点の収束信号を用いて周波数誤差
信号を検出し、その周波数誤差信号に微少なオフセット
を与えた信号でVCOを制御して周波数変動を補償するこ
とでVCOの可変周波数範囲でのみ決定される広い周波数
引き込み範囲を実現することができる。さらに初期の周
波数引き込み時にモードの切り替えを必要としないか
ら、同期損失後の再引き込みを起動信号なしに自動的に
行うことができる。また、周波数誤差検出特性におい
て、平均周波数誤差がほぼ零となる同期終了時には、変
調によるパターンジッタがなくなり、さらに変調除去手
段を用いないから逓倍操作による非線形損失が回避でき
る等の効果が期待できる。

また本発明の第２の自動周波数制御方式によれば、初
期の周波数引き込みを行うモードでは、入力信号に対し
て周波数掃引を行い、同期に変調周期内の異なる時刻に
おいて、それぞれ別別に等化した２点の収束信号を用い
て周波数誤差信号を検出し、その周波数誤差信号を平均
してしきい値と比較し、周波数誤差信号の平均値がしき
い値を越えた時にモードを切り替え、検出した周波数誤
差信号でVCOを制御して周波数変動を補償することでVCO
の可変周波数範囲でのみ決定される広い周波数引き込み
範囲を実現することができる。また、周波数誤差検出特
性において、平均周波数誤差がほぼ零となる同期終了時
には、変調によるパターンジッタがなくなり、さらに変
調除去手段を用いないから、逓倍操作による非線形損失
が回避できる等の効果が期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の自動周波数制御方式の一実施例
の構成を示すブロック図、第２図は本発明の第１の自動
周波数制御方式のその他の実施例の構成を示すブロック
図、第３図は本発明の第２の自動周波数制御方式の一実
施例の構成を示すブロック図、第４図は従来の自動周波
数制御方式の一例を示すブロック図、第５図は従来の自
動周波数制御方式のその他の例を示すブロック図、第６
図は第１図の実施例の周波数誤差信号特性を示す図、第
７図は第２図の実施例において周波数誤差信号特性をリ
ミッタ15で判定した特性を示す図、第８図は第３図の実
施例の周波数誤差信号特性とモード切り替えを行うしき
い値とを示す図である。 1,19,29……複素乗算器、2,20……サンプラ、3,4,5,6…
…フィルタ、7,8,22,23……遅延手段、9,10,24,25……
乗算器、11,26……減算器、12,36,45……加算器、13,2
7,34,44……ループフィルタ、14,28,37,46……VCO（電
圧制御発振器）、15……リミッタ、16……ディジタルフ
ィルタ、17……アップダウンカウンタ、21……変調除去
手段、30……復調手段、31……誤り訂正復号手段、32…
…同期判定手段、33,42……スイッチ、35,43……周波数
掃引手段、40……ローパスフィルタ、41……比較手段。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】搬送周波数が不確定に変動する位相偏移変
   調信号を準同期検波した信号を入力信号として入力し、
   外部から供給される補償信号により前記入力信号の周波
   数変動の補償を行う周波数変動補償手段と、 該周波数変動補償手段から出力される信号を受け、該信
   号を外部から供給される変調クロックに同期したクロッ
   クでサンプルし、変調周期毎に変調周期内の第１の時刻
   と第２の時刻と1/2変調周期の時刻におけるサンプルを
   それぞれ第１のサンプル、第２のサンプルおよび周波数
   変動を補償した受信信号として出力するサンプラと、 該サンプラから出力される第１の時刻のサンプルの実部
   を受け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化
   を行う第１のフィルタと、 該第１のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから出
   力される第１のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
   符号間干渉をなくすように等化を行う第２のフィルタ
   と、 前記サンプラから出力される第２のサンプルの実部を受
   け、該実部に対して符号間干渉をなくすように等化を行
   う第３のフィルタと、 該第３のフィルタと同特性を有し、前記サンプラから出
   力される第２のサンプルの虚部を受け、該虚部に対して
   符号間干渉をなくすように等化を行う第４のフィルタ
   と、 前記第１のフィルタから出力される信号を受け、該信号
   に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
   を与える第１の遅延手段と、 前記第２のフィルタから出力される信号を受け、該信号
   に前記第１の時刻から前記第２の時刻までの時間の遅延
   を与える第２の遅延手段と、 前記第１の遅延手段から出力される信号と前記第４のフ
   ィルタから出力される信号とを乗算する第１の乗算器
   と、 前記第２の遅延手段から出力される信号と前記第３のフ
   ィルタから出力される信号とを乗算する第２の乗算器
   と、 前記第１の乗算器の出力と前記第２の乗算器の出力との
   差を生成し、該差を前記周波数変動の情報をあらわす信
   号として出力する減算器と、 該減算器から出力される信号を受け、該信号を平均する
   ローパスフィルタと、 該ローパスフィルタから出力される信号を受け、該信号
   とあらかじめ設定されているしきい値とを比較し、前記
   信号が前記しきい値を越えた時にモード切り替え信号を
   出力する比較手段と、 前記減算器から出力される信号を入力しており、前記比
   較手段から出力される前記モード切り替え信号に従っ
   て、前記減算器から出力される信号または零レベル信号
   のいずれか一方を選択して出力するスイッチと、 該スイッチから出力される信号を受け、該信号を平均す
   るループフィルタと、 前記比較手段から出力される前記モード切り替え信号に
   従って、周波数を掃引する鋸波状信号を出力する周波数
   掃引手段と、 該周波数掃引手段から出力される前記鋸波状信号と前記
   ループフィルタから出力される信号とを加算する加算器
   と、 該加算器から出力される信号により出力信号の周波数が
   制御され、該出力信号を前記周波数変動を補償する前記
   補償信号として前記周波数補償手段に出力する電圧制御
   発振器と、 を備えることを特徴とする自動周波数制御方式。
2. 【請求項２】初期の周波数引き込みを行うモードにおい
   ては、前記スイッチが前記零レベル信号を出力し、前記
   周波数掃引手段が周波数を掃引する前記鋸波状信号を出
   力することにより、前記電圧制御発振器は前記補償信号
   を周波数掃引信号として前記周波数補償手段に出力し、
   この状態において前記比較手段から前記モード切り替え
   信号が出力されると、前記周波数掃引手段は周波数掃引
   を停止し、前記スイッチは前記減算器から出力される信
   号を前記ループフィルタに出力し、前記電圧制御発振器
   は前記ループフィルタから出力される信号により出力信
   号の周波数が制御され、該出力信号を前記周波数変動を
   補償する前記補償信号として前記周波数補償手段に出力
   することを特徴とする請求項１に記載の自動周波数制御
   方式。