JP2597482B2

JP2597482B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2597482B2
Application number: JP62126875A
Authority: JP
Inventors: 利康鈴木
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-05-26
Filing date: 1987-05-26
Publication date: 1997-04-09
Anticipated expiration: 2012-04-09
Also published as: JPS63294259A

Description

【発明の詳細な説明】技術分野この発明は、第１の巻線の他に帰還用の巻線を必要と
せず、電力用スイッチング手段の種類を問わず、前記第
１の巻線がコアーを持つ場合その飽和特性を問わず、電
力用バイポーラ・トランジスタを使う場合その電流増幅
率にその回路動作が影響されず、過負荷に対して保護機
能を持つ、自励式の電力変換装置に関する。

この発明は、DC−ACインバータとDC−DCコンバータに
使え、特に、比較的容量の大きい電源コンゼンサをその
２次側に持つDC−DCコンバータや、頻繁に充放電を繰り
返す大容量コンデンサの充電を行うDC−DCコンバータに
最適である。

例えば、コンデンサ放電点火（CDI）方式の点火装置
や、コンデンサの充電時にもスパークを発生させるコン
デンサ充放電点火（CCDI）方式を点火装置（参考：日本
特開昭62−5019号）で使うDC−DCコンバータである。

背景技術従来の自励式インバータとして、ブロッキング発振回
路、ロイヤー回路、第２図の回路（日本特開昭49−3902
6号）、第３図の回路がよく知られている。

これらの回路は重負荷に対して弱いという欠点を持
つ。というのは、各ベース電流の大きさに上限があるの
で、各コレクタ電流が大きくなり過ぎると、各電力用バ
イポーラ・トランジスタが飽和状態を維持できない、か
らである。

一方、この欠点を解決した自励式DC−DCコンバータが
第４図の回路（日本特開昭60−66668号）と第５図の回
路（日本特開昭55−993号）である。

どちらの回路も第３図の回路を基本にしており、その
２次側電流が各ベースを流れ、重負荷時に増える各コレ
クタ電流に対して各ベース電流の不足が補われる。

そのために、第４図の回路ではブリッジ整流方式、第
５図の回路ではセンター・タップ整流方式を応用して、
その２次側電流がその電流方向によって所定のトランジ
スタのベースに流れ、正帰還するようになっている。

しかし、かなりの重負荷の場合、これらの回路では各
ベースに過電流が流れ、この正帰還が悪い方向に働くの
で、前述の各回路に整流回路を付けたDC−DCコンバータ
よりむしろ各トランジスタが破損し易い、という欠点が
第４図、第５図の回路にある。

しかも、第２図〜第５図の回路では使用する電力用ス
イッチング手段はバイポーラ・トランジスタに限られて
いる、という欠点もある。

さらに、これらの回路では、その電流増幅率がその最
大コレクタ電流やその回路動作に影響を及ぼす、という
欠点がある。

そこで、本発明は、第１の巻線の他に帰還用の巻線を
必要とせず、電力用スイッチング手段の種類を問わず、
前記第１の巻線がコアーを持つ場合その特性を問わず、
電力用バイポーラ・トランジスタを使う場合その電流増
幅率にその回路動作が影響されず、過負荷に対して保護
機能を持つ、自励式の電力変換装置を提供することを目
的としている。

発明の開示即ち本発明は、直流電源の両出力端子間に第１の巻線
と第１のスイッチング手段を直列接続し、かつ、前記第１のスイッチング手段のターン・オフ時に発生す
る前記第１の巻線の電圧を検出する第１の電圧検出手段
が、前記電圧が所定値より大きいとき、前記第１のスイ
ッチング手段をオフに保ち、そうでなければオンに保
ち、かつ、前記第１の巻線の電流を検出する第１の電流検出手段
が、前記電流が所定値に達したとき、前記第１のスイッ
チング手段をターン・オフさせる、電力変換装置である。

このことによって、第１の巻線の他に帰還用の巻線を
必要とせず、電力用スイッチング手段の種類を問わず、
前記第１の巻線がコアーを持つ場合その特性を問わず、
電力用バイポーラ・トランジスタを使う場合その電流増
幅率にその回路動作が影響されず、過負荷に対して保護
機能を持つ、という効果を本発明は有する。

発明を実施するための最良の形態本発明をより詳細に説明するために、以下添附図面に
従ってこれを説明する。第１図、第６図〜第９図に５つ
の実施例を示す。

第１図の実施例はDC−ACインバータである。この回路
では、第１の巻線は１次巻線2aに、第１のスイッチング
手段はトランジスタQ3などに、第１の電圧検出手段はト
ランジスタQ1、ダイオードD1、D2及び抵抗R2などに、第
１の電流検出手段はトランジスタQ2及び抵抗R3〜R5など
に、それぞれ対応する。

この回路の動作は次の様になる。最初、１次巻線2aの
電圧はゼロなので、トランジスタQ1のベース電流が抵抗
R1を通って流れる。

このため、トランシスタQ1と共にトランジスタQ3がオ
ンしっ放しになり、１次巻線2aの電流が、小さい抵抗値
（コンマ数オーム）の電流検出用の抵抗R5を介して流れ
る。

その後、変圧器の磁束が飽和して、１次巻線2aの電流
が急激に増えて、所定値に達すると、トランジスタQ2が
ターン・オフする。

その結果、トランジスタQ2がトランジスタQ1、Q3をタ
ーン・オフさせるので、１次巻線2aの電流はダイオード
D2、抵抗R2、ダイオードD1及び抵抗R5を通って流れるよ
うになる。

従って、しばらくの期間、トランジスタQ1のベース・
エミッタ間電圧は逆電圧になり、トランジスタQ1、Q3は
オフになる。

この期間は、この逆電圧の源となる１次巻線2aの電圧
がどれくらい長く発生し続けるか、によって決まる。つ
まり、この期間は２次側の負荷抵抗３、抵抗R2及び１次
巻線2a、２次巻線2bのインダクタンスなどによって決ま
る。一方、抵抗R2は数キロ・オーム、抵抗R5はコンマ数
オームだから、トランジスタQ3のターン・オフ後、抵抗
R5はこの期間にほとんど影響を及ぼさない。

さて、１次巻線2aの電圧が小さくなって、トランジス
タQ1、Q3をオフに保てなくなると、再びトランジスタQ
1、Q3がターン・オフし、この回路は前と同じ状態に戻
る。以下同様にしてこの回路は同じ事を繰り返す。

負荷抵抗３にはトランジスタQ3のオン、オフによって
交流電流が流れる。

トランジスタQ2がトランジスタQ1、Q3をターン・オフ
させるときの、１次巻線2aの電流値は、トランジスタQ2
がオンになるベース・エミッタ間電圧と抵抗R3〜R5の値
で決まる。

ツェナー・ダイオードD3はサージ電圧対策である。

尚、負荷抵抗３を２次巻線2bに、ではなく、１次巻線
2aに並列接続しても構わない。従って、この場合２次巻
線2bは不要になるので、トランジスタQ3の負荷は変圧器
２である必要はなく、普通のリアクトルでよい。

第６図の実施例は、定電圧機能を持った、マイナス電
圧出力のDC−DCコンバータである。

トランジスタQ4、Q5、ダイオードD4、抵抗R7〜R11及
びコンデンサC1などがシュミット・トリガー回路を形成
する。

ダイオードD4はコンデンサC1による逆過電圧からトラ
ンジスタQ4の入力側を保護する。

このシュミッタ・トリガー回路が、１次巻線4aの電流
と電圧と共に、２次側の直流出力電圧を検出して、トラ
ンジスタQ3を制御する。

そのために、１次巻線4aの電流と２次側直流出力電圧
をトランジスタQ5側で検出し、１次巻線4aの電圧をトラ
ンジスタQ4側で検出する。

２次側の直流出力電圧は抵抗R11、R14の抵抗比と直流
電源１の電圧で決まる。

トラジスタQ5がトランジスタQ4、Q3をターン・オフさ
せる１次巻線4aの電流値の設定にダイオードD5のオン電
圧も考慮する。

トランジスタQ3のオフ期間中、１次巻線4aの電流は抵
抗R6、ダイオードD2、D1及び抵抗R13を通って流れる。

この回路全体の動作は次の様になる。２次側の直流出
力電圧が所定値に達していれば、トランジスタQ5はオン
で、トランジスタQ4、Q3はオフのままで、この回路は発
振停止状態にある。そうでなければ、第６図の回路は第
１図の回路と同様に発振状態にある。

その他の基本動作は第１図の回路のそれとほとんど同
じである。

１次巻線4aの電流が所定値に達すると、トランジスタ
Q5がトランジスタQ4、Q3をターン・オフさせる。

トランジスタQ3のオフ期間中、１次巻線4aの電流は抵
抗R6、ダイオードD2、D1及び抵抗R13を通って流れ、ト
ランジスタQ4はオフである。

第７図の実施例は、第１のスイッチング手段にパワー
MOS電界効果型のトランジスタQ7を使い、定電圧機能を
持った、マイナス電圧出力のDC−DCコンバータである。

この回路もトランジスタQ4、Q5を中心とするシュミッ
ト・トリガー回路を使用しているが、トランジスタQ2、
Q5がほぼ並列に接続され、トランジスタによるオアーに
なっている。

トランジスタQ2側が１次巻線4aの電流を検出し、トラ
ンジスタQ5側が２次側の直流出力電圧を検出する。

トランジスタQ6はトランジスタQ7のターン・オフを早
めるためのものであり、ダイオードD7はトランジスタQ4
のベース電流が抵抗R15の方へ流れるのを阻止するため
のものである。

ツェナー・ダイオードD8は、ツェナー電圧10ボルト前
後で、トランジスタQ7のゲート・カソード間に過電圧が
印加されるのを防ぐ。

この回路の主な動作は第６図の回路のそれとほとんど
同じである。

第８図の実施例はプッシュ・プル形DC−ACインバータ
である。

直流電源１を除けば、この回路は左右全く対称で、各
回路構成部品は対をなす。

トランジスタQ9、Q10がトランジスタQ7のターン・オ
ン、ターン・オフを早める。

この回路の左半分、右半分の基本動作は第１図の回路
とそれと全く同じである。

ただし、１次巻線5a（又は5b）の磁束がもう一方の１
次巻線5b（又は5a）の電圧に影響を与えるので、２つの
トランジスタQ7のオン、オフ期間は互いに影響を及ぼし
合う。

尚、この回路は当然左半分あるいは右半分だけでも動
作可能である。

また、負荷を２次巻線5cに、ではなく、１次巻線5a又
は5bに並列接続しても構わない。

第９図の実施例は、第８図実施例において、トランジ
スタQ2などで形成される２つの電流検出手段を１つにま
とめたプッシュ・プル形DC−ACインバータである。

そのために、ダイオードD9、D10が新たに２つずつ挿
入されている。ダイオードD10は左右の信号が互いに干
渉するのを防止し、ダイオードD9はトランジスタQ2がト
ランジスタQ8を確実にターン・オフさせるのを助ける。

以上の実施例から分かる通り、本発明では、（ａ）第１、第２の巻線が帰還用の巻線を兼ねるの
で、本発明は帰還用の巻線を必要としない。

（ｂ）第１、第２のスイッチング手段の種類は自己消
弧形ならば何でもよい。

（ｃ）第１、第２の巻線がコアーを持つ場合、ロイヤ
ー回路の様にその飽和特性は角形ヒステリシス特性であ
る必要はなく、本発明はその飽和特性を問わない。

（ｄ）第１、第２の電流検出手段が第１、第２のスイ
ッチング手段のターン・オフのタイミングを決定するの
で、電力用バイポーラ・トランジスタを使う場合、ブロ
ッキング発振回路の様にその回路動作がその電流増幅率
のばらつきなどに影響されない。

（ｅ）第１、第２の電流検出手段が第１、第２の巻線
の電流の大きさを監視して、第１、第２のスイッチング
手段をターン・オフさせるように働くので、本発明は過
負荷に対して保護機能を持っている。

【図面の簡単な説明】

第１図、第６図〜第９図は本発明の各実施例の回路を示
す回路図、第２図〜第５図は従来の各電力変換装置の回路を示す回
路図、である。（符号の説明）１……直流電源、２、４、５……変圧器、2a、4a、5a、
5b……１次巻線、2b、5c……２次巻線、３……負荷抵
抗、D3、D8……ツェナー・ダイオード。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源の両出力端子間に第１の巻線と第
１のスイッチング手段を直列接続し、かつ、前記第１の
スイッチング手段のターン・オフ時に発生する前記第１
の巻線の電圧を検出する第１の電圧検出手段が、前記電
圧が所定値より大きいとき、前記第１のスイッチング手
段をオフに保ち、そうでなければオンに保ち、かつ、前記第１の巻線の電流を検出する第１の電流検出手段
が、前記電流が所定値に達したとき、前記第１のスイッ
チング手段をターン・オフさせる、ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】前記第１の、巻線、スイッチング手段、電
圧検出手段、電流検出手段のそれぞれと対を成し、互い
にこれらと同じ役割を果たす第２の、巻線、スイッチン
グ手段、電圧検出手段、電流検出手段があって、かつ、前記第１、第２の巻線が磁気的に結合して、互いに反対
向きの磁界を発生することを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の電力変換装置。
【請求項３】前記第１、第２の電流検出手段を１つにま
とめたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電
力変換装置。
【請求項４】プッシュ・プル型であることを特徴とする
特許請求の範囲第２項又は第３項記載の電力変換装置。