JP2593916B2 - コンバーゼンス・ドライブ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、プロジェクションテレビ受像機等におい
て、スクリーン上で３本（赤、緑、青色）の電子ビーム
が一つに集まるようにするためのコンバーゼンス補正に
関連したものである。

更に詳しくは、そのためのコンバーゼンス補正電流を
電力増幅用トランジスタで増幅した後、コンバーゼンス
補正コイルへ向けて出力するが、その際の電力増幅用ト
ランジスタに電源電圧を供給する電源回路に関するもの
である。

〔従来の技術〕

第３図はプロジェクションテレビ受像機の光学系を示
す概略図である。同図において、51,52,53は赤、緑、青
の投写管、511,512,513はそれぞれ投写レンズ、451,45
2,453はそれぞれコンバーゼンス補正コイル、81はスク
リーン、である。

第３図に示すプロジェクションテレビ受像機におい
て、スクリーン81上に３本（赤、緑、青色）の電子ビー
ムを一つに集めさせてコンバーゼンスさせるためには、
コンバーゼンス補正コイル451,452,453に所要の波形を
もったコンバーゼンス補正電流を流さなくてはならな
い。

この場合、コンバーゼンス補正コイル451,452,453に
流す補正電流波形の一例としては、第４図（A1）に示し
た鋸歯状波と、（A2）に示したパラボラ波と、の加算波
形がある。

一般にコンバーゼンス補正コイルに印加される端子電
圧をＶとし、流れる電流をｉとし、そのコイルのインダ
クタンスをＬとすると、 Ｖ≒Ｌ（di/dt） の関係にあるので、第４図（A1）に示した鋸歯状波電流
を流すための端子電圧としては、その微分波形である第
４図（B1）に示したパルス電圧を印加しなくてはならな
い。

同様に第４図（A2）に示したパラボラ波電流を流すた
めの電子電圧としては、その微分波形である第４図（B
2）に示した鋸歯状波電圧を印加しなくてはならない。

コンバーゼンス補正コイルに流す補正電流波形は、実
際には第４図（A1）に示した鋸歯状波と（A2）に示した
パラボラ波との加算波形であるから、印加端子電圧は、
第４図（B1）に示したパルス電圧と（A2）に示した鋸歯
状波電圧との合成電圧（第４図のB3）ということにな
る。

実際にコンバーゼンス補正コイルにかかる電圧、電流
を印加するには、その前にこのような電圧、電流を電力
増幅してやる必要がある。かかる電力増幅回路として
は、一般的にSEPP（Single Ended Push Pull）回路が用
いられていることは良く知られている通りである。

かかるSEPP回路の低損失化を図った発明としては、例
えば特開昭51−96219号公報、特開昭59−91775号公報に
記載の発明を挙げることができる。

前者の従来例は、SEPP回路を用いた垂直偏向回路の低
損失化の例であり、SEPP回路と電源間に抵抗をそう入
し、この抵抗を垂直帰線期間のみスイッチ回路で短絡せ
しめ、垂直帰線期間で高い電源電圧を発生させる回路方
式である。又、後者の従来例はSEPP回路を用いた水平偏
向回路の低損失化の例であり、偏向コイルの両端に、コ
ンデンサとスイッチング素子の直列回路を並列に接続
し、帰線期間にスイッチング素子を導通させ偏向コイル
に高電圧を発生させる方式である。

これらの方式はいずれも帰線期間に必要な高電圧をス
イッチング素子を用いて発生させているために、回路構
成が複雑となり、低損失化によるコストメリットが少な
いものとなっていた。又、前記の従来例特開昭51−9621
9号公報のそれはSEPP回路を構成するトランジスタの低
損失化は可能であるが、供給電源の低消費電力化は不可
能な構成であった。

〔発明が解決しようとする課題〕

従って、従来技術は上述したように出力トランジスタ
自身の低損失化は可能であるが、供給電源の低消費電力
化はできず、部品点数及び基板占有面積の増大をともな
い、量産性及びコストの点で問題があった。

本発明の目的は、上述した問題点を解決することので
きる電源回路を備えたコンバーゼンス・ドライブ回路を
提供する事にある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的達成のため、本発明では、入力されるコンバ
ーゼンス補正電流を電力増幅用トランジスタで増幅した
後コンバーゼンス補正コイルへ向けて出力するコンバー
ゼンス・ドライブ回路において、前記電力増幅用トラン
ジスタに対する電源電圧として、１水平走査周期の走査
期間では直流電圧を発生し、帰線期間では直流電圧に水
平パルス電圧を重畳した重畳電圧を発生して、１水平走
査周期の帰線期間では走査期間のそれよりも絶対値にお
いて高い電圧を電源電圧として前記電力増幅用トランジ
スタに供給する電源回路を具備した。

〔作用〕

従って本発明によれば、水平パルス電圧を所要のトラ
ンスにより直接得、比較的低い直流電圧に該水平パルス
電圧を重畳して電力増幅用トランジスタに電源電圧とし
て供給する方法であるために、１水平走査周期の全期間
にわたって比較的高い直流電圧（比較的低い直流電圧と
水平パルス電圧とを重畳した大きさをもつ直流電圧）を
電源電圧として供給する従来技術に比し、出力トランジ
スタの低損失化と同時に、供給電源の低消費電力が図ら
れ、従来技術で適用された低損失化用スイッチングトラ
ンジスタ等が削除出来、又基板占有面積が低減するため
量産性が向上する。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例としてのコンバーゼンス・
ドライブ回路を示す回路図である。同図において、１は
水平偏向出力回路、２はチョークトランス、３はコンバ
ーゼンス・ドライブ回路、４はコンバーゼンス出力回路
を示す。

第２図は第１図の回路における各部の電圧波形を示す
波形図である。

第１図の水平偏向出力回路１において、10は水平出力
トランジスタ、11は共振コンデンサ、12,13,14は赤，
緑，青用偏向コイル、15はＳ字補正コンデンサを示し、
水平出力トランジスタ10のコレクタはチョークトランス
２の１次側コイル21に接続され、接続点ａの電圧は第２
図（ａ）で示すような水平パルス電圧が発生している。
又、ショークトランス２の２次側には、ドライブ回路３
及び出力回路４の駆動電源用２次巻線22,23が巻かれ、
各々２次巻線22,23の片端は直流電源82,83に接続され、
２次巻線22は＋（プラス）電源用、23は−（マイナス）
電源用巻線であり、各々出力端b,cの電圧波形は第２図
（ｂ），（ｃ）に示されている。

又、ドライブ回路３において、301,302は整流ダイオ
ード、311,312はコンデンサ、324,325は差動増幅トラン
ジスタ、321,322,323,326,336は差動増幅器用抵抗、331
はドライブトランジスタ、332,335はドライブ抵抗を示
す。

入力端子30にはコンバーゼンス補正波形が加えられて
おり、差動増幅トランジスタ324,325及びドライブトラ
ンジスタ331によって入力波形は増幅され、ドライブ回
路３の出力は、出力回路４に加えられる。

又、出力回路４において、41,44はSEPP回路を構成す
る出力トランジスタ42,43はエミッタ抵抗、45はコンバ
ーゼンス・コイル、46は帰還抵抗を示し、SEPP回路の出
力端子ｆの電圧波形を第２図（ｆ）に示し、この電圧波
形は先に説明した第４図の（B3）の波形と同一である。

第３図で示した如きプロジェクションテレビ受像機に
おいては、第２図の（ｆ）で示す出力電圧波形で、１水
平走査周期中の帰線期間電圧vrは、走査期間電圧vsの1.
2〜2.0倍比となっている。従って、第１図で示すSEPP回
路を構成する出力トランジスタ41,44の駆動電源は、第
２図の（ｂ），（ｃ）で示す電圧波形のように、帰線期
間trの方を走査期間tsよりも高くすれば、第２図の
（ｇ），（ｈ）で示す従来技術の直流電圧駆動に比べ、
斜線部分相当の低消費電力化及び出力トランジスタ41,4
4の低損失化が可能である。

又、第２図の（ｂ），（ｃ）電圧において、走査期間
電圧vsは第１図で示した直流電源82,83の電圧＋Vcc,−V
ccで決まり、又帰線期間電圧vrは第１図で示したチョー
クトランス２の２次巻線22及び23の両端に発生する水平
パルス電圧で決定される。

又、第１図において、ドライブ回路３の駆動電圧は、
２次巻線22,23の片端に整流ダイオード301,302を接続
し、発生した水平パルス電圧をコンデンサ311,312によ
り平滑し、第２図の（ｄ），（ｅ）で示す直流電圧とし
ている。

第５図は本発明の他の実施例を示した回路図であり、
大きな特徴は第１図で示した直流電源82,83を削除して
いる点にある。第５図において、第１図におけるのと同
一番号を付している部品は同様の働きを有している。

第６図は、第５図の出力トランジスタ41の＋電源電圧
及び、ドライブ回路用の＋電源電圧を発生させるための
主要部電圧波形を示している。

以下、特に第５図の電源電圧発生部85の動作を詳細に
説明する。第５図のチョークトランス２の２次巻線24の
ｇ、ｈ端子には、第６図の（ｇ），（ｈ）で示すように
ｇ側に負パルス、ｈ側に正パルスが発生する。走査期間
では整流ダイオード362により、第６図（ｇ）の斜線部
が、平滑コンデンサ382に充電され整流ダイオード362の
カソードには（ｉ）で示す直流電圧Vsが発生する。

一方、帰線期間では、ｈ端子に発生する正パルスによ
り、ダイオード351は導通し、ｂ点には第６図（ｂ）で
示すように帰線期間に正パルスVrが発生する。又、帰線
期間時ダイオード372はカットオフし、正パルスのコン
デンサ382への充電を阻止する。従って、第５図で示す
出力トランジスタ41のコレクタには、第６図（ｂ）で示
すように、帰線期間では正パルス電圧Vrが、走査期間で
は電圧Vsが加えられ、第１図で述べた事と同様、低消費
電力化及び出力トランジスタ41,44の低損失化が可能と
なる。又、ドライブ回路への＋（プラス）電源電圧は、
第５図のｈ端子の正パルスを整流ダイオード301と整流
コンデンサ311により平滑し、第６図（ｄ）に示してい
るような直流電圧Vrとし、出力回路電源と分離してい
る。

以上の説明は電源電圧発生部85の中で、＋（プラス）
電源電圧発生の動作について述べているが、ダイオード
361,371,352,302、及びコンデンサ381,312によって構成
される−（マイナス）電源電圧発生の動作も上述したと
同様である。

第７図は本発明の更に他の実施例を示した回路図であ
り、チョークトランス２の２次巻線24の端子数を低減
し、より安価なシステム構成にしている点に特徴があ
る。第７図において、第５図におけるのと同一番号を付
している部品は同様の働きを有している。

第７図の回路が、第５図の回路と異なる点は、第６図
で示した走査期間電圧Vs及び帰線期間電圧Vrの両者の値
を任意に設定出来ず、いずれか一方の値は一義的に決定
されるために、第６図の（ｂ）で示す電源電圧波形のVr
/Vrの値を決定される点である。

従って、第６図（ｂ）で示すような出力電圧波形に合
った最良電源電圧波形が得られないために、低消費電力
化及び出力トランジスタ41,42の低損失化の効果は第５
図の回路よりも少ない。

第８図は本発明の別の実施例を示した回路図であり、
チョークトランスの代わりにフライバックトランス87を
用いた場合を示している。

第８図において、フライバックトランス87の３次巻線
22,23には第１図のチョークトランス２の２次巻線22,23
と同様水平パルス電圧が発生し、この水平パルス電圧を
用い、出力回路４の電源電圧としている。従って、第１
図で示した内容と同一の動作を行い、低消費電力化及び
出力トランジスタ41,44の低損失化が可能となる。

以上説明した出力回路は、SEPP回路で構成されている
が、SRPP回路又はＡ級動作で構成された出力回路を用い
た場合でも同様な効果が得られる。

第９図は本発明の更に別の実施例を示した回路図であ
り、過負荷時出力トランジスタ41,44を保護するダイオ
ード47,48が存在する点に特徴がある。

第９図において、第１図におけるのと同一番号を付し
ている部品は同様の働きを有している。第９図におい
て、出力回路４の負荷45はインダクタンスであるため
に、スイッチON・OFF時に出力トランジスタ41,42のエミ
ッタ電圧の絶対値がベース電圧の絶対値よりも高くな
り、ベース・エミッタ間に逆電圧が加わり、出力トラン
ジスタ41又は42を破壊する場合が有る。しかしながら、
本発明によればダイオード47及び48の存在により逆電流
が阻止されるために出力トランジスタ41,42の破壊は生
じない。第９図で示す回路は、上述したほかは第１図と
同一であり、第１図と同様の効果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、コンバーゼンス・ドライブ回路にお
いて、容易な回路構成で電源の低消費電力化および出力
トランジスタの低損失化が出来るために、信頼性の向
上、基板占有面積の縮小及びコスト低減が可能となる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の回路の主要部の電圧波形を示す波形図、第３図はプ
ロジェクションテレビ受像機の光学系概略説明図、第４
図はプロジェクションテレビ受像機におけるコンバーゼ
ンス電流及び電圧波形を示す波形図、第５図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第６図は第５図の回路の主要
部の電圧波形を示す波形図、第７図、第８図、第９図は
それぞれ本発明の更に他の実施例を示す回路図、であ
る。 符号の説明 １……水平偏向回路、２……チョークトランス、３……
ドライブ回路、４……出力回路、41,44……出力トラン
ジスタ、82,83……直流電源

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力されるコンバーゼンス補正電流を電力
   増幅用トランジスタで増幅した後、コンバーゼンス補正
   コイルへ向けて出力するコンバーゼンス・ドライブ回路
   において、 前記電力増幅用トランジスタに対する電源電圧として、
   １水平走査周期の走査期間では直流電圧を発生し、帰線
   期間では直流電圧に水平パルス電圧を重畳した重畳電圧
   を発生して、１水平走査周期の帰線期間では走査期間の
   それよりも絶対値において高い電圧を電源電圧として前
   記電力増幅用トランジスタに供給する電源回路を具備し
   たことを特徴とするコンバーゼンス・ドライブ回路。