JP2592536B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直流側が直列接続された複数台の可変電圧
可変周波数制御半導体電力変換器（以下、「VVVFインバ
ータ」という）からなる電力変換装置の制御装置に関
し、前記各VVVFインバータの交流側に接続された各誘導
電動機（以下、単に「モータ」という）の負荷（例え
ば、電気車の駆動車輪等）を駆動する電力変換装置の制
御装置に関する。
可変周波数制御半導体電力変換器（以下、「VVVFインバ
ータ」という）からなる電力変換装置の制御装置に関
し、前記各VVVFインバータの交流側に接続された各誘導
電動機（以下、単に「モータ」という）の負荷（例え
ば、電気車の駆動車輪等）を駆動する電力変換装置の制
御装置に関する。
（従来の技術） 従来、電気車の複数の駆動車輪等を駆動するシステム
として、例えば、電力変換装置から交流電力の供給を受
けたモータにより複数の車輪を駆動する駆動システムが
ある。以下、この駆動システムにつき説明する。
として、例えば、電力変換装置から交流電力の供給を受
けたモータにより複数の車輪を駆動する駆動システムが
ある。以下、この駆動システムにつき説明する。
始めに、この種の電気車としては、直流き電線から直
流電力の供給を受け、VVVFインバータにより直流を交流
に変換してモータを駆動する直流電気車と、交流電源か
ら交流電力の供給を受け、この交流を整流器により一旦
直流に変換した後に直流を再びVVVFインバータにより交
流に変換してモータを駆動する交流電気車とが一般に知
られている。
流電力の供給を受け、VVVFインバータにより直流を交流
に変換してモータを駆動する直流電気車と、交流電源か
ら交流電力の供給を受け、この交流を整流器により一旦
直流に変換した後に直流を再びVVVFインバータにより交
流に変換してモータを駆動する交流電気車とが一般に知
られている。
上記VVVFインバータの制御方式としては、簡単な回路
構成と制御性の良さという利点から電圧形パルス幅変調
（PWM）制御方式が最も多く採用されている（以下、こ
の制御方式を採用したVVVFインバータを「PWMインバー
タ」という）。このPWM制御方式によれば、インバータ
側で出力電圧（または出力電流）及び出力周波数の調節
が行えるため、入力側直流電圧を可変電圧とする必要が
ない。このため、直流電気車の場合にはき電電圧のま
ま、また、交流電気車でもダイオード整流器により整流
された直流電圧を使用することができる。
構成と制御性の良さという利点から電圧形パルス幅変調
（PWM）制御方式が最も多く採用されている（以下、こ
の制御方式を採用したVVVFインバータを「PWMインバー
タ」という）。このPWM制御方式によれば、インバータ
側で出力電圧（または出力電流）及び出力周波数の調節
が行えるため、入力側直流電圧を可変電圧とする必要が
ない。このため、直流電気車の場合にはき電電圧のま
ま、また、交流電気車でもダイオード整流器により整流
された直流電圧を使用することができる。
この場合、直流電圧は、直流電気車において多くはCD
1500Vであり、また、交流電気車においても、交流電圧
を変換器により任意に選べるとはいえ整流後の直流電圧
はやはりDC1500V近辺とすることが多い。
1500Vであり、また、交流電気車においても、交流電圧
を変換器により任意に選べるとはいえ整流後の直流電圧
はやはりDC1500V近辺とすることが多い。
DC1500V級の電圧入力のPWMインバータには、通常、ス
イッチングデバイスとしてゲートターンオフ（GTO）サ
イリスタなどの高耐圧デバイスが採用される。また、１
台のPWMインバータの出力端には、電車駆動力から決ま
る複数台（通常２〜８台）のモータが並列に接続され、
これらのモータはPWMインバータにより一括運転される
ようになっている。
イッチングデバイスとしてゲートターンオフ（GTO）サ
イリスタなどの高耐圧デバイスが採用される。また、１
台のPWMインバータの出力端には、電車駆動力から決ま
る複数台（通常２〜８台）のモータが並列に接続され、
これらのモータはPWMインバータにより一括運転される
ようになっている。
（発明が解決しようとする課題） ところで、DC1500V級を入力電圧とするPWMインバータ
には、定格電圧4500V級のスイッチングデバイスが必要
となるが、このクラスの高耐圧デバイスは高価であるた
めインバータを構成する上で経済的な不利がある。ま
た、１台の大容量PWMインバータに多数台（例えば、８
台）のモータを接続して一括運転すると、空転・滑走の
防止やその復旧が困難になるという問題があり、更に、
車輪径の管理から見ても必ずしも好ましいものではな
い。
には、定格電圧4500V級のスイッチングデバイスが必要
となるが、このクラスの高耐圧デバイスは高価であるた
めインバータを構成する上で経済的な不利がある。ま
た、１台の大容量PWMインバータに多数台（例えば、８
台）のモータを接続して一括運転すると、空転・滑走の
防止やその復旧が困難になるという問題があり、更に、
車輪径の管理から見ても必ずしも好ましいものではな
い。
そこで、より安価な低耐圧デバイス、例えばバイポー
ラトランジスタ等でPWMインバータを構成すると共に、
できれば１台のPWMインバータに対し１台又は２台のモ
ータを接続し、きめ細かい運転制御をすることが要望さ
れる。この場合には、複数台の小容量PWMインバータを
用いることが必要となる。
ラトランジスタ等でPWMインバータを構成すると共に、
できれば１台のPWMインバータに対し１台又は２台のモ
ータを接続し、きめ細かい運転制御をすることが要望さ
れる。この場合には、複数台の小容量PWMインバータを
用いることが必要となる。
即ち、従来から行われている高耐圧スイッチングデバ
イスにより構成される１台の大容量PWMインバータと多
数台のモータとの組合せを採用する代りに、低耐圧スイ
ッチングデバイスによって構成される小容量PWMインバ
ータと各PWMインバータにそれぞれ接続した１〜２台の
モータの組合せを採用することにより、全体として安価
なシステムを構成することが望まれる。
イスにより構成される１台の大容量PWMインバータと多
数台のモータとの組合せを採用する代りに、低耐圧スイ
ッチングデバイスによって構成される小容量PWMインバ
ータと各PWMインバータにそれぞれ接続した１〜２台の
モータの組合せを採用することにより、全体として安価
なシステムを構成することが望まれる。
そこで、例えばDC1500Vの直流電圧に対し、DC375V定
格のPWMインバータ４台を直列接続し、各PWMインバータ
の出力端に１〜２台のモータを接続することが考えられ
る。このシステムによれば、PWMインバータ１台当たり
の入力電圧が低いため、安価なバイポーラ・トランジス
タなどをスイッチングデバイスとして使用できる利点が
あり、前記不都合は一応解決できることになる。
格のPWMインバータ４台を直列接続し、各PWMインバータ
の出力端に１〜２台のモータを接続することが考えられ
る。このシステムによれば、PWMインバータ１台当たり
の入力電圧が低いため、安価なバイポーラ・トランジス
タなどをスイッチングデバイスとして使用できる利点が
あり、前記不都合は一応解決できることになる。
ところが、従来、この種のシステムは電気車には採用
されていない。その理由は、複数台のPWMインバータを
直列接続して運転すると、次の如き新たな問題が発生す
るからであると考えられる。
されていない。その理由は、複数台のPWMインバータを
直列接続して運転すると、次の如き新たな問題が発生す
るからであると考えられる。
ここでは、問題を簡単にするためPWMインバータ１台
にモータ１台が接続されこれが２セット直列接続される
場合を考える（第３図参照）。なお、PWMインバータ１
台にモータが２台以上接続される場合、及び、直列接続
されるPWMインバータ数が更に多い場合にも基本的には
第３図に示す場合と同じである。また、以下では直流電
気車を例にとって説明するが、交流電気車についても同
様に考えることができる。
にモータ１台が接続されこれが２セット直列接続される
場合を考える（第３図参照）。なお、PWMインバータ１
台にモータが２台以上接続される場合、及び、直列接続
されるPWMインバータ数が更に多い場合にも基本的には
第３図に示す場合と同じである。また、以下では直流電
気車を例にとって説明するが、交流電気車についても同
様に考えることができる。
第３図において、PWMインバータ11,21の直流側は直列
接続されており，これらの直流側にはフィルタコンデン
サ14,24がそれぞれ設けられている。また、交流側には
モータ12,22が接続されており、各モータ12,22には図示
しないレールを介して相互に結合された車輪13,23が連
結されている。
接続されており，これらの直流側にはフィルタコンデン
サ14,24がそれぞれ設けられている。また、交流側には
モータ12,22が接続されており、各モータ12,22には図示
しないレールを介して相互に結合された車輪13,23が連
結されている。
いま、直流電源端子P,Nから直流電力がインバータ11,
21に供給されると、インバータ11,21はこの直流電力を
三相交流電力に変換してモータ12,22に供給する。この
とき、インバータ11,21は同一の直流電流値が流れるよ
うに制御される。これらの直流電流はインバータ11,21
の出力側有効電流分にそれぞれ相当するので、モータ1
2,22に流れる各有効電流値は同一となる。
21に供給されると、インバータ11,21はこの直流電力を
三相交流電力に変換してモータ12,22に供給する。この
とき、インバータ11,21は同一の直流電流値が流れるよ
うに制御される。これらの直流電流はインバータ11,21
の出力側有効電流分にそれぞれ相当するので、モータ1
2,22に流れる各有効電流値は同一となる。
仮りに、インバータ11,21に流れる直流電流が同一で
ないとすれば、その差分はいずれかのフィルタコンデン
サ14または24に電荷として蓄積されるので、フィルタコ
ンデンサ14,24の電位に差が生じて電圧分担が変わり、
耐電圧の点で好ましくない。従ってインバータ11,21は
各々に流れる直流電流が同一となるように同一周波数で
制御されなければならない。
ないとすれば、その差分はいずれかのフィルタコンデン
サ14または24に電荷として蓄積されるので、フィルタコ
ンデンサ14,24の電位に差が生じて電圧分担が変わり、
耐電圧の点で好ましくない。従ってインバータ11,21は
各々に流れる直流電流が同一となるように同一周波数で
制御されなければならない。
ところで、文献「すべり周波数制御方式」（昭和53年
電気学会全国大会シンポジウムS7−６参照）によれば、
励磁分電流iMとトルク分電流iTとの関係は、 である。ここで、ωslはすべり周波数（二次周波数と等
しい）であり、lm,l2′及びR2′はそれぞれモータの相
互のインダクタンス，二次漏れインダクタンス及び二次
抵抗である。
電気学会全国大会シンポジウムS7−６参照）によれば、
励磁分電流iMとトルク分電流iTとの関係は、 である。ここで、ωslはすべり周波数（二次周波数と等
しい）であり、lm,l2′及びR2′はそれぞれモータの相
互のインダクタンス，二次漏れインダクタンス及び二次
抵抗である。
一方、モータ発生トルクTmは、iM,iTの大きさをそれ
ぞれIM,ITとすると、 Tm＝Ｋ・IM・IT …（２） で表される。ここで、Ｋは定数である。
ぞれIM,ITとすると、 Tm＝Ｋ・IM・IT …（２） で表される。ここで、Ｋは定数である。
いま、一次、二次漏れインダクタンスを無視すると、
励磁分電流IMは無効電流IBに相当し、トルク分電流ITは
有効電流Iwに相当する。
励磁分電流IMは無効電流IBに相当し、トルク分電流ITは
有効電流Iwに相当する。
ところで、電気車の各車輪と各モータとは歯車を介し
てそれぞれ機械的に連結されている。各車輪径は同一で
あることが望ましいが、実際には車輪径が少しづつ異な
った車輪が同一電気車に用いられている。この場合、車
輪の周辺速度を同一とすれば車輪径の相違により各モー
タの回転数が異なることになる。
てそれぞれ機械的に連結されている。各車輪径は同一で
あることが望ましいが、実際には車輪径が少しづつ異な
った車輪が同一電気車に用いられている。この場合、車
輪の周辺速度を同一とすれば車輪径の相違により各モー
タの回転数が異なることになる。
今、第３図で車輪23の径が車輪13の径よりも小さいと
すれば、モータ22の回転数はモータ12の回転数よりも高
い。このため、インバータ11,21が同一周波数で運転さ
れているとすれば、モータ22のすべり周波数ωsl2がモ
ータ12のすべり周波数ωsl1よりも小さくなる。
すれば、モータ22の回転数はモータ12の回転数よりも高
い。このため、インバータ11,21が同一周波数で運転さ
れているとすれば、モータ22のすべり周波数ωsl2がモ
ータ12のすべり周波数ωsl1よりも小さくなる。
従って、モータ12,22の有効電流Iw1とIw2とが等し
く、Iw1（≒IT1）＝Iw2（≒IT2）となったとすれば、 ωsl1＞ωsl2 …（３） であるから、次（１），（３）により、無効電流I
B1（≒IM1）とIB2（≒IM2）との関係は、 IB1＜IB2 …（４） となる。ここで、車13,23の車輪径の差が小さくても、
すべり周波数の差は大きいことに注意を要する。
く、Iw1（≒IT1）＝Iw2（≒IT2）となったとすれば、 ωsl1＞ωsl2 …（３） であるから、次（１），（３）により、無効電流I
B1（≒IM1）とIB2（≒IM2）との関係は、 IB1＜IB2 …（４） となる。ここで、車13,23の車輪径の差が小さくても、
すべり周波数の差は大きいことに注意を要する。
また、無効電流IB1,IB2は励磁分電流IM1,IM2に相当す
るから、式（４）よりIM1＜IM2となり、モータ22の端子
電圧はモータ12の端子電圧よりも高くなる。更に、IM1
＜IM2なので、式（２）よりモータ12,22のトルクTm1,T
m2は、 Tm1＜Tm2 となる。この関係式は、径の小さい車輪23が接続された
モータ22にトルクが多くかかり、その結果、この径の小
さい車輪23の摩耗は益々増進されることを示している。
るから、式（４）よりIM1＜IM2となり、モータ22の端子
電圧はモータ12の端子電圧よりも高くなる。更に、IM1
＜IM2なので、式（２）よりモータ12,22のトルクTm1,T
m2は、 Tm1＜Tm2 となる。この関係式は、径の小さい車輪23が接続された
モータ22にトルクが多くかかり、その結果、この径の小
さい車輪23の摩耗は益々増進されることを示している。
このような弊害は、複数台のPWMインバータを直列接
続したことにより、各PWMインバータに同一有効電流が
流れるように制御していることに起因するものである。
続したことにより、各PWMインバータに同一有効電流が
流れるように制御していることに起因するものである。
以上、述べた通り、電気車等の電力変換装置の製造コ
ストを低減するために、耐圧の低い複数台のPWMインバ
ータの直列接続によって電気車の駆動系を構成し、これ
らのPWMインバータの直流入力電流が同一になるように
同一周波数で制御すると、車輪径に差がある場合にこの
差が益々増大するようなモータトルクが生じるという問
題が生じていた。
ストを低減するために、耐圧の低い複数台のPWMインバ
ータの直列接続によって電気車の駆動系を構成し、これ
らのPWMインバータの直流入力電流が同一になるように
同一周波数で制御すると、車輪径に差がある場合にこの
差が益々増大するようなモータトルクが生じるという問
題が生じていた。
本発明は、上記問題点を解決するために提案されたも
のであって、直流側が直列接続された複数合の電力変換
器にそれぞれ接続された複数台のモータが、相互に結合
された複数の負荷を駆動しているとき、一部のモータの
すべり周波数が変化した場合であっても、複数台の電力
変換器の直流入力電流を同一値に維持してモータ発生ト
ルクを同一にするようにした電力変換装置の制御装置を
提供することを目的とする。
のであって、直流側が直列接続された複数合の電力変換
器にそれぞれ接続された複数台のモータが、相互に結合
された複数の負荷を駆動しているとき、一部のモータの
すべり周波数が変化した場合であっても、複数台の電力
変換器の直流入力電流を同一値に維持してモータ発生ト
ルクを同一にするようにした電力変換装置の制御装置を
提供することを目的とする。
〔課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、機械的に相互に
結合された複数の負荷を駆動する複数台の誘導電動機
を、直流側が直列接続された複数台の電力変換器の各交
流側に接続してなる電力変換装置であって、前記各電力
変換器を可変電圧可変周波数制御する電力変換装置の制
御装置において、前記各電力変換器に同一の直流電流が
流れるように前記各電力変換器の出力周波数を調節する
周波数調節手段を備えたことを特徴とする。
結合された複数の負荷を駆動する複数台の誘導電動機
を、直流側が直列接続された複数台の電力変換器の各交
流側に接続してなる電力変換装置であって、前記各電力
変換器を可変電圧可変周波数制御する電力変換装置の制
御装置において、前記各電力変換器に同一の直流電流が
流れるように前記各電力変換器の出力周波数を調節する
周波数調節手段を備えたことを特徴とする。
ここで、各電力変換器に同一の直流電流が流れるよう
に、各電力変換器の直流側に接続されたフィルタコンデ
ンサの電圧を同一又は一定範囲内の値とするべく各電力
変換器の出力周波数を調節することが好ましく、周波数
調節手段としては、誘導電動機の二次周波数を調節する
第１の要素と、誘導電動機の一次周波数の二次周波数と
の差である軸回転速度相当周波数を検出する第２の要素
と、前記二次周波数及び軸回転速度相当周波数を加算し
て電力変換器の出力周波数目標値を生成する第３の要素
とから構成することが望ましい。
に、各電力変換器の直流側に接続されたフィルタコンデ
ンサの電圧を同一又は一定範囲内の値とするべく各電力
変換器の出力周波数を調節することが好ましく、周波数
調節手段としては、誘導電動機の二次周波数を調節する
第１の要素と、誘導電動機の一次周波数の二次周波数と
の差である軸回転速度相当周波数を検出する第２の要素
と、前記二次周波数及び軸回転速度相当周波数を加算し
て電力変換器の出力周波数目標値を生成する第３の要素
とから構成することが望ましい。
（作用） 本発明において、複数台のモータ発生トルクを一定と
し、かつ各電力変換器に流れる直流電流を一定にするた
めには、モータの励磁分電流IMとトルク分電流ITとの双
方又は何れかを調整すればよい。ところが、励磁分電流
IM及びトルク分電流ITの調整を比較して考えた場合、励
磁分電流IMの調整はその時定数（例えば、モータの二次
時定数で100msec〜数sec）が大きいため即応性に欠け
る。一方、トルク分電流Ｉの調整は、すべり周波数（即
ちモータの二次周波数）を調整することでほぼ瞬時に行
うことができる。
し、かつ各電力変換器に流れる直流電流を一定にするた
めには、モータの励磁分電流IMとトルク分電流ITとの双
方又は何れかを調整すればよい。ところが、励磁分電流
IM及びトルク分電流ITの調整を比較して考えた場合、励
磁分電流IMの調整はその時定数（例えば、モータの二次
時定数で100msec〜数sec）が大きいため即応性に欠け
る。一方、トルク分電流Ｉの調整は、すべり周波数（即
ちモータの二次周波数）を調整することでほぼ瞬時に行
うことができる。
また、各電力変換器の直流側にフィルタコンデンサが
接続された電力変換装置にあっては、フィルタコンデン
サの電荷蓄積容量と直流電流の値を勘案すると、制御の
応答性が悪い場合にたちまち各フィルタコンデンサ電圧
がアンバランスになる。このため、各電力変換器の直流
電流（＝有効電流トルク分電流IT）の調整はすべり周
波数を調整するこにより行い、励磁電流IMはできる限り
一定に保つことが好ましい。
接続された電力変換装置にあっては、フィルタコンデン
サの電荷蓄積容量と直流電流の値を勘案すると、制御の
応答性が悪い場合にたちまち各フィルタコンデンサ電圧
がアンバランスになる。このため、各電力変換器の直流
電流（＝有効電流トルク分電流IT）の調整はすべり周
波数を調整するこにより行い、励磁電流IMはできる限り
一定に保つことが好ましい。
以下、すべり周波数を調整することによりトルク分電
流ITを調整する場合を、例にとって説明する。
流ITを調整する場合を、例にとって説明する。
いま、機械的に相互に結合された複数の負荷のうち何
れかが変動し、この負荷が接続されたモータのずべりが
変動したとする。
れかが変動し、この負荷が接続されたモータのずべりが
変動したとする。
周波数調整手段は、すべり周波数を一定にするよう
に、即ち当該モータのトルク分電流ITを一定に維持する
べく動作する。トルク分電流ITは電力変換器出力の有効
電流に相当し、更にこの有効電流は電力変換器の直流電
力に相当するので、各電力秋変換器に流れる直流電流は
同一となるか、又はその差が一定範囲内に抑えられる。
に、即ち当該モータのトルク分電流ITを一定に維持する
べく動作する。トルク分電流ITは電力変換器出力の有効
電流に相当し、更にこの有効電流は電力変換器の直流電
力に相当するので、各電力秋変換器に流れる直流電流は
同一となるか、又はその差が一定範囲内に抑えられる。
また、各電力変換器の直流側にフィルタコンデンサが
接続された電力変換装置においては、各フィルタコンデ
ンサの電圧も同一のままであるか、又は電圧差が一定範
囲内に抑えられる。
接続された電力変換装置においては、各フィルタコンデ
ンサの電圧も同一のままであるか、又は電圧差が一定範
囲内に抑えられる。
なお、すべりを元に戻したために、このモータの逆起
電力が変動するが、この変動が比較的に大きく無視でき
ないときには、これを補償するために励磁電流IMの調整
が行われる。
電力が変動するが、この変動が比較的に大きく無視でき
ないときには、これを補償するために励磁電流IMの調整
が行われる。
また必要に応じ、周波数調整手段を構成する第１の要
素によりすべり周波数が調整され、また、第２の要素に
よりモータの一次周波数と二次周波数との差である軸回
転速度周波数が検出され、更に、第３の要素により前記
すべり周波数及び軸回転速度相当周波数が加算されて電
力変換器の出力周波数設定値が生成される。
素によりすべり周波数が調整され、また、第２の要素に
よりモータの一次周波数と二次周波数との差である軸回
転速度周波数が検出され、更に、第３の要素により前記
すべり周波数及び軸回転速度相当周波数が加算されて電
力変換器の出力周波数設定値が生成される。
以下、第３図に示した電力変換装置に本発明を適用す
る場合を例にとり、本発明の作用を詳細に説明する。
る場合を例にとり、本発明の作用を詳細に説明する。
今、何等かの理由で車輪23の径が車輪13の径よりも小
さくなったとする。モータ22にかかる励磁電流IM2が一
定に保たれているとすると、径が小さい車輪26が接続さ
れたモータ22の回転数がモータ12の回転数より高くな
り、モータ22のすべり周波数が相対的に減少する。従っ
て、式（１）からわかるようにモータ22の有効電流Iw2
がモータ12の有効電流Iw1より小さくなり、インバータ2
1の直流電流は減少する。
さくなったとする。モータ22にかかる励磁電流IM2が一
定に保たれているとすると、径が小さい車輪26が接続さ
れたモータ22の回転数がモータ12の回転数より高くな
り、モータ22のすべり周波数が相対的に減少する。従っ
て、式（１）からわかるようにモータ22の有効電流Iw2
がモータ12の有効電流Iw1より小さくなり、インバータ2
1の直流電流は減少する。
これを放置すると、インバータ11,21の直流電流に差
が生じ、これに伴ってフィルタコンデンサ24の電位が上
昇してしまうことになる。
が生じ、これに伴ってフィルタコンデンサ24の電位が上
昇してしまうことになる。
そこで、本発明における周波数調整手段は、モータ52
のすべり周波数が大きくなるようにインバータ21の出力
周波数を上昇させ、すべり周波数をモータ12のすべり周
波数に一致させるように動作する。この結果、インバー
タ21を流れる直流電流は大きくなり、インバータ11を流
れる直流電流とバランスさせることができる。
のすべり周波数が大きくなるようにインバータ21の出力
周波数を上昇させ、すべり周波数をモータ12のすべり周
波数に一致させるように動作する。この結果、インバー
タ21を流れる直流電流は大きくなり、インバータ11を流
れる直流電流とバランスさせることができる。
ここで、インバータ21の出力周波数を上昇させたた
め、その分モータ逆起電力が無視できない程に大きくな
ってしまう場合もある。そこで、このような場合にはモ
ータ22の励磁電流IM2が減少するようにインバータ21の
出力電圧を調整する。なお、ここで、モータ逆起電力の
変動が大きくないと見込めれば、励磁電流一定の制御を
行ってもよい。
め、その分モータ逆起電力が無視できない程に大きくな
ってしまう場合もある。そこで、このような場合にはモ
ータ22の励磁電流IM2が減少するようにインバータ21の
出力電圧を調整する。なお、ここで、モータ逆起電力の
変動が大きくないと見込めれば、励磁電流一定の制御を
行ってもよい。
このような制御の結果、トルク分電流IT2は一定であ
るが、励磁分電流IM2は減少し又は一定値に止まるの
で、車輪径の小さい法のモータ22の発生トルクは車輪径
の大きい方のモータ12に比較して増加することがなくな
り、径の小さい車輪23の摩耗は抑制される。
るが、励磁分電流IM2は減少し又は一定値に止まるの
で、車輪径の小さい法のモータ22の発生トルクは車輪径
の大きい方のモータ12に比較して増加することがなくな
り、径の小さい車輪23の摩耗は抑制される。
なお、ここでは２台のインバータを直列接続してそれ
ぞれ１台のモータを駆動する場合の作用について説明し
たが、更に多数台のインバータを直列接続し、或いは各
インバータにそれぞれ複数台（例えば２台）のモータが
接続された場合においても、上記と同様の作用が果たさ
れる。
ぞれ１台のモータを駆動する場合の作用について説明し
たが、更に多数台のインバータを直列接続し、或いは各
インバータにそれぞれ複数台（例えば２台）のモータが
接続された場合においても、上記と同様の作用が果たさ
れる。
更に、本発明は、電気車に載設された電力変換装置の
みならず、相互に連関して結合した複数の負荷をそれぞ
れ複数台のモータにより駆動する場合の電力変換装置に
も適用可能であり、この場合にも各電力変換器の直流電
流のバランスを取りつつモータ発生トルクを同一に制御
するべく作用する。
みならず、相互に連関して結合した複数の負荷をそれぞ
れ複数台のモータにより駆動する場合の電力変換装置に
も適用可能であり、この場合にも各電力変換器の直流電
流のバランスを取りつつモータ発生トルクを同一に制御
するべく作用する。
（実施例） 以下、本発明の実施例を説明する。
まず、第１図は本発明の一実施例を示すものである。
同図において、誘導電動機等のモータ12,22がそれぞれ
接続されたPWMインバータ11,21は、各直流側が直列接続
されており、これらのインバータ11,21によって電力変
換装置が構成されている。また、各インバータ11,21の
直流側にはフィルタコンデンサ14,24がそれぞれ接続さ
れている。なお、図示されていないが、モータ12,22
は、相互に機械的に結合された駆動車輪等の負荷を有し
ている。
同図において、誘導電動機等のモータ12,22がそれぞれ
接続されたPWMインバータ11,21は、各直流側が直列接続
されており、これらのインバータ11,21によって電力変
換装置が構成されている。また、各インバータ11,21の
直流側にはフィルタコンデンサ14,24がそれぞれ接続さ
れている。なお、図示されていないが、モータ12,22
は、相互に機械的に結合された駆動車輪等の負荷を有し
ている。
更に、一方のインバータ11は公知の構成の制御装置19
（例えば、富士時報57巻10号612ページ参照）により制
御され、インバータ21はこれに従属して本発明にかかる
制御装置29により制御されるものとする。
（例えば、富士時報57巻10号612ページ参照）により制
御され、インバータ21はこれに従属して本発明にかかる
制御装置29により制御されるものとする。
そして、制御装置29は、フィルタコンデンサ14,24の
各両端に接続された電圧検出器18,28の各出力が入力さ
れる周波数調節器292と、モータ22の入力側に接続され
た電圧，電流検出器26,27の各出力が入力される演算器2
96と、この演算器296から出力されるモータ22の空隙磁
束実際値｜Ψ0|及び空隙磁束設定値｜Ψ０ ＊｜が入力さ
れる電圧調節器291と、この電圧調節器291から出力され
るインバータ21の出力電圧目標値|V1 ＊｜及び周波数調
節器292からの出力周波数目標値f1 ＊が入力されるPWM信
号発生器294と、その出力が入力される分配器295とから
なっており、分配器295から出力されるパルスがインバ
ータ21に加えられている。
各両端に接続された電圧検出器18,28の各出力が入力さ
れる周波数調節器292と、モータ22の入力側に接続され
た電圧，電流検出器26,27の各出力が入力される演算器2
96と、この演算器296から出力されるモータ22の空隙磁
束実際値｜Ψ0|及び空隙磁束設定値｜Ψ０ ＊｜が入力さ
れる電圧調節器291と、この電圧調節器291から出力され
るインバータ21の出力電圧目標値|V1 ＊｜及び周波数調
節器292からの出力周波数目標値f1 ＊が入力されるPWM信
号発生器294と、その出力が入力される分配器295とから
なっており、分配器295から出力されるパルスがインバ
ータ21に加えられている。
以下、この動作を説明する。
まず、インバータ11,21は直流電源端子P,Nから電力の
供給を受けると共に、制御装置19,29からはゲート信号
パルス（スイッチングデバイスとしてパワートランジス
タを用いたインバータの場合にはベース信号）を受け
て、電力変換動作を行い、交流電力をモータ12,22に供
給している。いま、モータ12,22は同一のすべりで車輪
をそれぞれ駆動しているものとする。
供給を受けると共に、制御装置19,29からはゲート信号
パルス（スイッチングデバイスとしてパワートランジス
タを用いたインバータの場合にはベース信号）を受け
て、電力変換動作を行い、交流電力をモータ12,22に供
給している。いま、モータ12,22は同一のすべりで車輪
をそれぞれ駆動しているものとする。
ここで、例えば、各モータ12,22の何れかのすべりが
変化したとする。
変化したとする。
インバータ21をインバータ11に従属させるべく両者に
流れる直流電流を同一とすため、フィルタコンデンサ1
4,24の電圧が電圧検出器18,28で検出され、両検出値は
周波数調節器292に入力される。周波数調節器292はイン
バータ21の出力の周波数調節手段を構成し、上記両検出
値を比較・増幅して出力周波数目標値f1 ＊を出力する。
流れる直流電流を同一とすため、フィルタコンデンサ1
4,24の電圧が電圧検出器18,28で検出され、両検出値は
周波数調節器292に入力される。周波数調節器292はイン
バータ21の出力の周波数調節手段を構成し、上記両検出
値を比較・増幅して出力周波数目標値f1 ＊を出力する。
即ち、モータ22のすべりがモータ12に比較して減少し
た場合には、その有効電流（トルク分電流）が減少する
と同時に、インバータ21に流れる直流電流も減少する。
このときフィルタコンデンサ24には余分の電荷が流れ込
みその電圧が高くなるが、周波数調節器292は出力周波
数目標値f1 ＊を上昇させてインバータ21の出力周波数f1
を高めるように作用する。これにより、モータ22のすべ
り及びトルク分電流が変化前の値に戻ることになる。
た場合には、その有効電流（トルク分電流）が減少する
と同時に、インバータ21に流れる直流電流も減少する。
このときフィルタコンデンサ24には余分の電荷が流れ込
みその電圧が高くなるが、周波数調節器292は出力周波
数目標値f1 ＊を上昇させてインバータ21の出力周波数f1
を高めるように作用する。これにより、モータ22のすべ
り及びトルク分電流が変化前の値に戻ることになる。
また、逆の場合（モータ22のすべりがモータ12に比較
して増加した場合）には、周波数調節器292は出力周波
数目標値f1 ＊を低下させてインバータ21の出力周波数f1
を低めるように作用する。
して増加した場合）には、周波数調節器292は出力周波
数目標値f1 ＊を低下させてインバータ21の出力周波数f1
を低めるように作用する。
また、モータ22の入力電圧及び入力電流は各検出器2
6,27により検出されており、各検出値は演算器296に入
力されている。この演算器296は、両検出値に基づき公
知の方法（例えば、富士時報53巻９号640ページ参照）
によりモータ22の空隙磁束実際値｜Ψ0|を作り、これを
電圧調節器291に向けて出力する。電圧調節器291では、
モータ21の空隙磁束設定値｜Ψ０ ＊｜と上記実際値｜Ψ
0|とを比較・増幅し、インバータ21の出力電圧目標値|V
1 ＊｜を生成してPWM信号発生器294に供給する。
6,27により検出されており、各検出値は演算器296に入
力されている。この演算器296は、両検出値に基づき公
知の方法（例えば、富士時報53巻９号640ページ参照）
によりモータ22の空隙磁束実際値｜Ψ0|を作り、これを
電圧調節器291に向けて出力する。電圧調節器291では、
モータ21の空隙磁束設定値｜Ψ０ ＊｜と上記実際値｜Ψ
0|とを比較・増幅し、インバータ21の出力電圧目標値|V
1 ＊｜を生成してPWM信号発生器294に供給する。
ここで、空隙磁束設定値｜Ψ０ ＊｜の代わりにf1に比
例するものとしてモータ電圧設定値|E＊｜を、また、空
隙磁束実際値｜Ψ0|の代わりにモータ電圧実際値|E|を
採用して出力電圧目標値|V1 ＊｜を生成してもよい。こ
の場合には、演算器296及び電圧調節器291による電圧調
節系に代えて、上記|E＊|,|E|を入力として出力電圧目
標値|V1 ＊｜を出力する電圧調節器（図示せず）により
電圧調節系を構成する。
例するものとしてモータ電圧設定値|E＊｜を、また、空
隙磁束実際値｜Ψ0|の代わりにモータ電圧実際値|E|を
採用して出力電圧目標値|V1 ＊｜を生成してもよい。こ
の場合には、演算器296及び電圧調節器291による電圧調
節系に代えて、上記|E＊|,|E|を入力として出力電圧目
標値|V1 ＊｜を出力する電圧調節器（図示せず）により
電圧調節系を構成する。
このようにして作られた出力電圧目標値|V1 ＊｜の前
記出力周波数目標値f1 ＊｜とはPWM信号発生器294に入力
されてインバータ21の出力の目標値となり、分配器295
ではこの目標値に応じたゲートパルスを生成してインバ
ータ21に出力する。
記出力周波数目標値f1 ＊｜とはPWM信号発生器294に入力
されてインバータ21の出力の目標値となり、分配器295
ではこの目標値に応じたゲートパルスを生成してインバ
ータ21に出力する。
次に、本発明の他の実施例を第２図により説明する。
この実施例においては、第１図の周波数調節器292に
変えて、モータ22のすべり周波数（二次周波数）に相当
する設定値を出力する第１の要素としての周波数調節器
292′が第２図に示す如く設けられている。また、モー
タ22には、軸回転速度相当周波数fr（モータ22の一次周
波数と二次周波数との差）を検出する第２の要素として
のタコダイナモ25が取り付けられている。更に、前記す
べり周波数に相当する設定値及び軸回転速度相当周波数
を加算してインバータ21の出力周波数目標値f1 ＊を生成
する第３の要素としての加算器293が設けられている。
変えて、モータ22のすべり周波数（二次周波数）に相当
する設定値を出力する第１の要素としての周波数調節器
292′が第２図に示す如く設けられている。また、モー
タ22には、軸回転速度相当周波数fr（モータ22の一次周
波数と二次周波数との差）を検出する第２の要素として
のタコダイナモ25が取り付けられている。更に、前記す
べり周波数に相当する設定値及び軸回転速度相当周波数
を加算してインバータ21の出力周波数目標値f1 ＊を生成
する第３の要素としての加算器293が設けられている。
ここで、タコタイナモ25は軸回転速度相当周波数frを
検出する一方、周波数調節器292′はフィルタコンデン
サ14,24の電圧からすべり周波数に相当する設定値を出
力し、加算器293ではこれらの値を加算する。なお、周
波数調節器292′からの出力は二次周波数に相当し、タ
コダイナモ25からの出力frは軸回転速度相当周波数であ
るので、加算器293の出力はモータ22の一次周波数指令
値f1 ＊となり、より精度の高い調整ができる。
検出する一方、周波数調節器292′はフィルタコンデン
サ14,24の電圧からすべり周波数に相当する設定値を出
力し、加算器293ではこれらの値を加算する。なお、周
波数調節器292′からの出力は二次周波数に相当し、タ
コダイナモ25からの出力frは軸回転速度相当周波数であ
るので、加算器293の出力はモータ22の一次周波数指令
値f1 ＊となり、より精度の高い調整ができる。
上記各実施例では、２台のインバータを直列接続した
場合について説明したが、本発明は、更に多数台のイン
バータを直列接続する場合にも同様に適用可能である。
この場合には、例えば１台のインバータに従属させて他
のインバータを制御することになる。
場合について説明したが、本発明は、更に多数台のイン
バータを直列接続する場合にも同様に適用可能である。
この場合には、例えば１台のインバータに従属させて他
のインバータを制御することになる。
なお、本発明による電力変換装置の制御は、電気車の
力行動作及び回生動作の双方について適用されることは
言うまでもなく、また、本発明は電気車以外に利用され
る電力変換装置に適用することができる。
力行動作及び回生動作の双方について適用されることは
言うまでもなく、また、本発明は電気車以外に利用され
る電力変換装置に適用することができる。
（発明の効果） 以上のように本発明によれば、各電力変換器の直流電
流を同一にすることにより、例えば、電気車における径
小の車輪にトルクがより多くかかる等の不都合を解消す
ることができる。この結果、低価格のスイッチングデバ
イスにより構成した複数の電力変換器を直列接続した電
力変換装置によって電気車等の駆動系を構成することが
可能となり、システム全体の製造コストの低減を図るこ
とができる。特にモータのすべりが変動しても直流電流
を同一に保つことができるため、フィルタコンデンサ電
圧が耐圧を越える程増大するおそれもない。
流を同一にすることにより、例えば、電気車における径
小の車輪にトルクがより多くかかる等の不都合を解消す
ることができる。この結果、低価格のスイッチングデバ
イスにより構成した複数の電力変換器を直列接続した電
力変換装置によって電気車等の駆動系を構成することが
可能となり、システム全体の製造コストの低減を図るこ
とができる。特にモータのすべりが変動しても直流電流
を同一に保つことができるため、フィルタコンデンサ電
圧が耐圧を越える程増大するおそれもない。
また、必要に応じてモータの軸回転速度相当周波数を
制御パラメータに加えたため、より高精度な制御が可能
になる等の効果を有する。
制御パラメータに加えたため、より高精度な制御が可能
になる等の効果を有する。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は同じ
く他の実施例を示す構成図、第３図はPWMインバータに
よる電気車の駆動システムの構成図である。 11,21……インバータ、12,22……モータ 14,24……フィルタコンデンサ 18,28……電圧検出器、19,29……制御装置 25……タコダイナモ、26,27……検出器 291……電圧調節器、292,292′……周波数調節器 293……加算器、294……PWM信号発生器 295……分配器、296……演算器
く他の実施例を示す構成図、第３図はPWMインバータに
よる電気車の駆動システムの構成図である。 11,21……インバータ、12,22……モータ 14,24……フィルタコンデンサ 18,28……電圧検出器、19,29……制御装置 25……タコダイナモ、26,27……検出器 291……電圧調節器、292,292′……周波数調節器 293……加算器、294……PWM信号発生器 295……分配器、296……演算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中野 孝良 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−154483（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−82397（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128699（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−299499（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−231993（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−164097（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】機械的に相互に結合された複数の負荷を駆
動する複数台の誘導電動機を、直流側が直列接続された
複数台の電力変換器の各交流側に接続してなる電力変換
装置であって、前記各電力変換器を可変電圧可変周波数
制御する電力変換装置の制御装置において、 前記各電力変換器に同一の直流電流が流れるように前記
各電力変換器の出力周波数を調節する周波数調節手段を
備えたことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10618189 | 1989-04-26 | ||
| JP1-106181 | 1989-04-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0349590A JPH0349590A (ja) | 1991-03-04 |
| JP2592536B2 true JP2592536B2 (ja) | 1997-03-19 |
Family
ID=14427060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2102686A Expired - Lifetime JP2592536B2 (ja) | 1989-04-26 | 1990-04-18 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2592536B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02299499A (ja) * | 1989-05-12 | 1990-12-11 | Fuji Electric Co Ltd | 直列接続形インバータの制御方法 |
| JP6379817B2 (ja) * | 2014-01-09 | 2018-08-29 | 富士電機株式会社 | 電気推進システムの制御方法および制御装置 |
-
1990
- 1990-04-18 JP JP2102686A patent/JP2592536B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0349590A (ja) | 1991-03-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |