JPH0667045B2 - Ｐｗｍコンバ−タの制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍコンバ−タの制御方法Info
- Publication number
- JPH0667045B2 JPH0667045B2 JP5271486A JP5271486A JPH0667045B2 JP H0667045 B2 JPH0667045 B2 JP H0667045B2 JP 5271486 A JP5271486 A JP 5271486A JP 5271486 A JP5271486 A JP 5271486A JP H0667045 B2 JPH0667045 B2 JP H0667045B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pwm
- pwm converter
- main transformer
- power supply
- converters
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、可変電圧可変周波数の交流電力を供給されて
可変速駆動される電動機にて推進される車両上に、集電
装置に一次側を接続される主変圧器と、該主変圧器の二
次側に接続されるＰＷＭコンバータと、該ＰＷＭコンバ
ータに直流中間回路を介して接続されるインバータとか
らなる電源装置ユニットが搭載されているような交流車
両システムにおけるＰＷＭコンバータの制御方法に関す
る。
可変速駆動される電動機にて推進される車両上に、集電
装置に一次側を接続される主変圧器と、該主変圧器の二
次側に接続されるＰＷＭコンバータと、該ＰＷＭコンバ
ータに直流中間回路を介して接続されるインバータとか
らなる電源装置ユニットが搭載されているような交流車
両システムにおけるＰＷＭコンバータの制御方法に関す
る。
近年ＧＴＯサイリスタあるいはトランジスタなどのよう
に素子自身が消弧能力を持つ所謂自己消弧形素子とし
て、高耐圧かつ大容量のものが次々と開発，実用化さ
れ、これらを大容量の電力変換装置に適用することが可
能となってきた。電力変換装置に自己消弧形素子を適用
した場合、素子の消弧は任意の位相で行うことができ、
また１サイクル中に何回も点弧，消弧をさせることがで
きるなど制御上の自由度が増加するため、これによって
交流側電流波形の改善を図ることが可能となる。
に素子自身が消弧能力を持つ所謂自己消弧形素子とし
て、高耐圧かつ大容量のものが次々と開発，実用化さ
れ、これらを大容量の電力変換装置に適用することが可
能となってきた。電力変換装置に自己消弧形素子を適用
した場合、素子の消弧は任意の位相で行うことができ、
また１サイクル中に何回も点弧，消弧をさせることがで
きるなど制御上の自由度が増加するため、これによって
交流側電流波形の改善を図ることが可能となる。
自己消弧形素子を用いた回路方式には何種類かのものが
考えられる。なかでも、ブリッジ結線されたダイオード
のそれぞれに自己消弧形素子を逆並列接続してなるＰＷ
Ｍコンバータは、交流から直流への順変換および直流か
ら交流への逆変換が同一の回路で切り換えなしで行える
こと、交流側電流波形が正弦波に近く低次高調波の含有
率が少ないこと、交流側の力率がほゞ１に近い状態で運
転できることなど、これまでの他励転流形のコンバータ
方式にはなかった数多くの利点を持っている。
考えられる。なかでも、ブリッジ結線されたダイオード
のそれぞれに自己消弧形素子を逆並列接続してなるＰＷ
Ｍコンバータは、交流から直流への順変換および直流か
ら交流への逆変換が同一の回路で切り換えなしで行える
こと、交流側電流波形が正弦波に近く低次高調波の含有
率が少ないこと、交流側の力率がほゞ１に近い状態で運
転できることなど、これまでの他励転流形のコンバータ
方式にはなかった数多くの利点を持っている。
この種のＰＷＭコンバータでは、電源電圧から得た正弦
波形の変調波と、その変調波と同期したそれよりも高い
周波数の三角波形の搬送波との比較結果により、自己消
弧形素子のオン・オフ制御が行われる。その場合に、主
変圧器二次側には基本波電流にリップル電流が重畳して
流れ、これにより、一次電流に高調波成分が含まれる。
波形の変調波と、その変調波と同期したそれよりも高い
周波数の三角波形の搬送波との比較結果により、自己消
弧形素子のオン・オフ制御が行われる。その場合に、主
変圧器二次側には基本波電流にリップル電流が重畳して
流れ、これにより、一次電流に高調波成分が含まれる。
この高調波成分は、主変圧器の複数の二次巻線の一つに
共振フィルタを接続して高調波の流出を防ぐことによっ
て低減することができる。しかしながら、この解決策の
場合には、高調波の次数に合わせて数種類のフィルタの
設置が必要であるため、車両重量の増加につながるとい
う問題点がある。
共振フィルタを接続して高調波の流出を防ぐことによっ
て低減することができる。しかしながら、この解決策の
場合には、高調波の次数に合わせて数種類のフィルタの
設置が必要であるため、車両重量の増加につながるとい
う問題点がある。
第５図は、車両重量の増加を招くことなく高調波を低減
する従来の実施例を示す。これによれば、交流き電線１
に集電装置２を介して接続される主変圧器３は多数（例
えば３つ）に分割された二次巻線を有し、各二次巻線に
はそれぞれＰＷＭコンバータ31，32，33が接続されてい
る。これらのＰＷＭコンバータの互いに並列接続された
直流出力端子に、平滑コンデンサ４を含む直流中間回路
を介して２つのインバータ51，52が接続されている。誘
導電動機である主電動機６は二群に分けられていて、第
１群の４つの主電動機がインバータ51から給電され、第
２群の４つの主電動機がインバータ52から給電されるよ
うになっている。
する従来の実施例を示す。これによれば、交流き電線１
に集電装置２を介して接続される主変圧器３は多数（例
えば３つ）に分割された二次巻線を有し、各二次巻線に
はそれぞれＰＷＭコンバータ31，32，33が接続されてい
る。これらのＰＷＭコンバータの互いに並列接続された
直流出力端子に、平滑コンデンサ４を含む直流中間回路
を介して２つのインバータ51，52が接続されている。誘
導電動機である主電動機６は二群に分けられていて、第
１群の４つの主電動機がインバータ51から給電され、第
２群の４つの主電動機がインバータ52から給電されるよ
うになっている。
ＰＷＭコンバータ内のスイッチング素子のオンオフ制御
信号は、周波数ｆｓの交流電源電圧に対応する正弦波形
の変調波と、それよりも高い周波数，特に整数倍の周波
数の三角波形の搬送波との比較結果により得られる。こ
の場合に、ＰＷＭコンバータが発生する高調波は搬送波
の側帯波である。この側帯波の成分を低減すれば、等価
妨害電流Ｊｐを低減できる。このために、各ＰＷＭコン
バータ31，32，33間において、それぞれに使用する搬送
波としての三角波信号を、180°／ｎ（ｎは二次分割数
で、ここの例では60°である。）ずつ位相をずらしてい
る。これにより、各ＰＷＭコンバータが発生する低次高
調波電流を主変圧器一次側では互いに相殺させることが
できる。
信号は、周波数ｆｓの交流電源電圧に対応する正弦波形
の変調波と、それよりも高い周波数，特に整数倍の周波
数の三角波形の搬送波との比較結果により得られる。こ
の場合に、ＰＷＭコンバータが発生する高調波は搬送波
の側帯波である。この側帯波の成分を低減すれば、等価
妨害電流Ｊｐを低減できる。このために、各ＰＷＭコン
バータ31，32，33間において、それぞれに使用する搬送
波としての三角波信号を、180°／ｎ（ｎは二次分割数
で、ここの例では60°である。）ずつ位相をずらしてい
る。これにより、各ＰＷＭコンバータが発生する低次高
調波電流を主変圧器一次側では互いに相殺させることが
できる。
しかし、上述のように多分割された二次巻線を持つ主変
圧器に接続されたＰＷＭインバータの制御では、巻線間
の相互干渉があるため、主変圧器としては、このことを
考慮する必要がある。つまり、等価妨害電流Ｊｐを期待
どおり低減するためには、次の二点を満足する必要があ
る。
圧器に接続されたＰＷＭインバータの制御では、巻線間
の相互干渉があるため、主変圧器としては、このことを
考慮する必要がある。つまり、等価妨害電流Ｊｐを期待
どおり低減するためには、次の二点を満足する必要があ
る。
主変圧器の各二次巻線に流れる電流を等しくするため
に、各等価二次リアクタンス値を等しくする。
に、各等価二次リアクタンス値を等しくする。
主変圧器の二次巻線電流の基本波成分に重畳される電
流リップルを小さくするため、リアクタンスマトリック
スの対角線要素（自己漏れリアクタンス）に対する非対
角線要素（相互リアクタンス）の値をできるだけ小さく
抑える。
流リップルを小さくするため、リアクタンスマトリック
スの対角線要素（自己漏れリアクタンス）に対する非対
角線要素（相互リアクタンス）の値をできるだけ小さく
抑える。
しかしながら、主変圧器の二次巻線の分割数が増すほど
上記の条件を満足するような主変圧器の設計は困難とな
り、また一方、重量増加の原因となる。
上記の条件を満足するような主変圧器の設計は困難とな
り、また一方、重量増加の原因となる。
本発明の目的は、上記の問題点に鑑み、主変圧器の多分
割化を極力抑えて、等価妨害電流Ｊｐの低減を図るとと
もに、主変圧器重量減、コンバータ全体としての素子使
用個数の減少を図り、車両搭載電源装置の重量減を図る
ことにある。
割化を極力抑えて、等価妨害電流Ｊｐの低減を図るとと
もに、主変圧器重量減、コンバータ全体としての素子使
用個数の減少を図り、車両搭載電源装置の重量減を図る
ことにある。
上記目的は、本発明によれば、産業上の利用分野の項で
定義したような交流車両システムにおけるＰＷＭコンバ
ータの制御方法において、すべてのＰＷＭコンバータに
おけるパルス幅変調制御に用いる変調波は電源電圧と同
相とし、列車を編成する各車両における電源装置ユニッ
トのＰＷＭコンバータ間で、それぞれのＰＷＭコンバー
タのパルス幅変調制御に用いる搬送波に所定の位相差を
持たせることによって達成される。
定義したような交流車両システムにおけるＰＷＭコンバ
ータの制御方法において、すべてのＰＷＭコンバータに
おけるパルス幅変調制御に用いる変調波は電源電圧と同
相とし、列車を編成する各車両における電源装置ユニッ
トのＰＷＭコンバータ間で、それぞれのＰＷＭコンバー
タのパルス幅変調制御に用いる搬送波に所定の位相差を
持たせることによって達成される。
本発明による問題解決原理は、等価回路的には従来と同
様であるが、相違する点は従来の技術では単一車両独自
で高調波成分相殺を図るために、各車両の主変圧器に厳
しいリアクタンス条件が必要であるのに対し、本発明の
場合には列車編成された個々の車両同士で高調波成分相
殺を図ることから、各車両の主変圧器は高調波低減の観
点からは二次巻線を多分割する必要はなく、このような
多分割は、ＰＷＭコンバータを構成するＧＴＯサイリス
タの電圧・電流の定格に合わせた経済的設計のみを考慮
して行われる。
様であるが、相違する点は従来の技術では単一車両独自
で高調波成分相殺を図るために、各車両の主変圧器に厳
しいリアクタンス条件が必要であるのに対し、本発明の
場合には列車編成された個々の車両同士で高調波成分相
殺を図ることから、各車両の主変圧器は高調波低減の観
点からは二次巻線を多分割する必要はなく、このような
多分割は、ＰＷＭコンバータを構成するＧＴＯサイリス
タの電圧・電流の定格に合わせた経済的設計のみを考慮
して行われる。
第１図は本発明による制御方法を適用される交流車両シ
ステムの要部を示す概略構成図であり、第２図ないし第
４図は本発明の制御方法において用いられる搬送波信号
の互いに異なる例を示す波形図、第５図は従来の実施例
を説明するための主回路接続図である。
ステムの要部を示す概略構成図であり、第２図ないし第
４図は本発明の制御方法において用いられる搬送波信号
の互いに異なる例を示す波形図、第５図は従来の実施例
を説明するための主回路接続図である。
第１図には、列車を編成するｍ台の駆動車両のうち、１
番目の駆動車両とｍ番目の駆動車両に搭載される電源装
置ユニットについてのみ、主変圧器Ｔ１，ＴｍおよびＰ
ＷＭコンバータＣ１，Ｃｍのみが示されている。各車両
の電源装置ユニットにおけるＰＷＭコンバータＣ１〜Ｃ
ｍは、同じように、それらを構成する半導体素子の電圧
・電流の定格に合わせた経済的設計にしたがって、複数
の並列接続された単位コンバータからなり、これに合わ
せて交流き電線から集電器を介して給電される各主変圧
器Ｔ１〜Ｔｍの二次巻線も分割されている。並列接続さ
れている単位コンバータの直流出力端子以降の接続は第
５図は従来例と同様であってよい。
番目の駆動車両とｍ番目の駆動車両に搭載される電源装
置ユニットについてのみ、主変圧器Ｔ１，ＴｍおよびＰ
ＷＭコンバータＣ１，Ｃｍのみが示されている。各車両
の電源装置ユニットにおけるＰＷＭコンバータＣ１〜Ｃ
ｍは、同じように、それらを構成する半導体素子の電圧
・電流の定格に合わせた経済的設計にしたがって、複数
の並列接続された単位コンバータからなり、これに合わ
せて交流き電線から集電器を介して給電される各主変圧
器Ｔ１〜Ｔｍの二次巻線も分割されている。並列接続さ
れている単位コンバータの直流出力端子以降の接続は第
５図は従来例と同様であってよい。
列車を編成するｍ台の駆動車両はｋ個のグループに均等
に分けられる。各グループの中では単位コンバータは同
じＰＷＭ制御信号によって制御される。したがって、変
調波信号発生部と、搬送波信号発生部と、変調波と搬送
波との比較を行う比較部とからなるＰＷＭ制御装置は共
通化可能である。グループ間においては、変調波信号発
生部の変調波信号は互いに同相であるが、搬送波信号発
生部の搬送波信号は互いに所定位相だけずらされてい
る。
に分けられる。各グループの中では単位コンバータは同
じＰＷＭ制御信号によって制御される。したがって、変
調波信号発生部と、搬送波信号発生部と、変調波と搬送
波との比較を行う比較部とからなるＰＷＭ制御装置は共
通化可能である。グループ間においては、変調波信号発
生部の変調波信号は互いに同相であるが、搬送波信号発
生部の搬送波信号は互いに所定位相だけずらされてい
る。
第２図は２グループに分けられている場合における三角
波状の搬送波信号の位相関係を示している。一方のグル
ープの搬送波信号a1に対して他方のグループの搬送波信
号a2は90°だけ位相を遅らされている。
波状の搬送波信号の位相関係を示している。一方のグル
ープの搬送波信号a1に対して他方のグループの搬送波信
号a2は90°だけ位相を遅らされている。
第３図は３グループに分けられている場合における搬送
波信号の位相関係を示している。第１のグループの搬送
波信号a1に対して、第２グループの搬送波信号a2は60°
だけ位相を遅らされ、第３のグループの搬送波信号a3は
120°だけ位相を遅らされている。
波信号の位相関係を示している。第１のグループの搬送
波信号a1に対して、第２グループの搬送波信号a2は60°
だけ位相を遅らされ、第３のグループの搬送波信号a3は
120°だけ位相を遅らされている。
第４図は４グループに分けられている場合における搬送
波信号a1〜a4の位相関係を示している。この場合には、
順次45°ずつ位相をずらされている。
波信号a1〜a4の位相関係を示している。この場合には、
順次45°ずつ位相をずらされている。
一般にグループ数ｋに対しては、グループ間において搬
送波信号の位相が180°／ｋずつずらされる。
送波信号の位相が180°／ｋずつずらされる。
以上のように、本発明によれば、すべてのＰＷＭコンバ
ータにおけるパルス幅変調制御に用いる変調波は電源電
圧と同相とし、列車を編成する各車両における電源装置
ユニットのＰＷＭコンバータ間で、それぞれのＰＷＭコ
ンバータのパルス幅変調制御に用いる搬送波に所定の位
相差を持たせている。
ータにおけるパルス幅変調制御に用いる変調波は電源電
圧と同相とし、列車を編成する各車両における電源装置
ユニットのＰＷＭコンバータ間で、それぞれのＰＷＭコ
ンバータのパルス幅変調制御に用いる搬送波に所定の位
相差を持たせている。
従来の技術では単一車両独自で高調波成分相殺を図るた
めに、各車両の主変圧器に厳しいリアクタンス条件が必
要であるのに対し、本発明の場合には列車編成された個
々の車両同士で高調波成分相殺を図ることから、各車両
の主変圧器は高調波低減の観点からは二次巻線を多分割
する必要はなく、このような多分割は、ＰＷＭコンバー
タを構成するＧＴＯサイリスタの電圧・電流の定格に合
わせた経済的設計のみを考慮して行われる。
めに、各車両の主変圧器に厳しいリアクタンス条件が必
要であるのに対し、本発明の場合には列車編成された個
々の車両同士で高調波成分相殺を図ることから、各車両
の主変圧器は高調波低減の観点からは二次巻線を多分割
する必要はなく、このような多分割は、ＰＷＭコンバー
タを構成するＧＴＯサイリスタの電圧・電流の定格に合
わせた経済的設計のみを考慮して行われる。
したがって、各電源ユニットにおける主変圧器の二次巻
線の多分割化を抑えて、等価妨害電流Ｊｐの低減を図る
ことができ、二次分割数の低減によって電源ユニットに
おけるＰＷＭコンバータ全体の使用素子数を削減するこ
とができ、余分の重量増を避けることができる。
線の多分割化を抑えて、等価妨害電流Ｊｐの低減を図る
ことができ、二次分割数の低減によって電源ユニットに
おけるＰＷＭコンバータ全体の使用素子数を削減するこ
とができ、余分の重量増を避けることができる。
第１図は本発明による制御方法を適用される交流車両シ
ステムの要部を示す概略構成図であり、第２図ないし第
４図は本発明の制御方法において用いられる搬送波信号
の互いに異なる例を示す波形図、第５図は従来例を説明
するための主回路接続図である。 Ｔ１〜Ｔｍ…主変圧器、 Ｃ１〜Ｃｍ…ＰＷＭコンバータ、 a1，a2，a3，a4…搬送波信号。
ステムの要部を示す概略構成図であり、第２図ないし第
４図は本発明の制御方法において用いられる搬送波信号
の互いに異なる例を示す波形図、第５図は従来例を説明
するための主回路接続図である。 Ｔ１〜Ｔｍ…主変圧器、 Ｃ１〜Ｃｍ…ＰＷＭコンバータ、 a1，a2，a3，a4…搬送波信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 諸星 幸信 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−128870（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−221576（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】可変電圧可変周波数の交流電力を供給され
て可変速駆動される電動機にて推進される車両上に、集
電装置に一次側を接続される主変圧器と、該主変圧器の
二次側に接続されるＰＷＭコンバータと、該ＰＷＭコン
バータに直流中間回路を介して接続されるインバータと
からなる電源装置ユニットが搭載されているような交流
車両システムにおけるＰＷＭコンバータの制御方法にお
いて、すべてのＰＷＭコンバータにおけるパルス幅変調
制御に用いる変調波は電源電圧と同相とし、列車を編成
する各車両における電源装置ユニットのＰＷＭコンバー
タ間で、それぞれのＰＷＭコンバータのパルス幅変調制
御に用いる搬送波に所定の位相差を持たせたことを特徴
とするＰＷＭコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5271486A JPH0667045B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | Ｐｗｍコンバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5271486A JPH0667045B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | Ｐｗｍコンバ−タの制御方法 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7200139A Division JP2783204B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | Ｐｗｍコンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62210804A JPS62210804A (ja) | 1987-09-16 |
| JPH0667045B2 true JPH0667045B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=12922571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5271486A Expired - Lifetime JPH0667045B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | Ｐｗｍコンバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0667045B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3066969B2 (ja) * | 1989-01-05 | 2000-07-17 | 株式会社東芝 | 電気車の駆動装置 |
| CN1064011C (zh) * | 1997-03-31 | 2001-04-04 | 三菱电机株式会社 | Pwm变换器控制装置 |
| EP0906846A4 (en) * | 1997-03-31 | 2001-03-07 | Mitsubishi Electric Corp | CONTROL DEVICE FOR A PWM CONVERTER |
| CN103988409B (zh) | 2011-12-12 | 2016-06-29 | 三菱电机株式会社 | 功率转换装置 |
-
1986
- 1986-03-12 JP JP5271486A patent/JPH0667045B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62210804A (ja) | 1987-09-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5298848A (en) | Large capacity variable speed PWM spatial vector type sub-harmonic system for driving AC electric motor | |
| JP3723983B2 (ja) | 直列多重３相ｐｗｍサイクロコンバータ | |
| US5625545A (en) | Medium voltage PWM drive and method | |
| US6301130B1 (en) | Modular multi-level adjustable supply with parallel connected active inputs | |
| US6166513A (en) | Four-quadrant AC-AC drive and method | |
| US5933339A (en) | Modular static power converter connected in a multi-level, multi-phase, multi-circuit configuration | |
| US20210058003A1 (en) | Filter and afe power cell phase control | |
| EP0650862B1 (en) | Electric vehicle control device | |
| US11469685B2 (en) | Filter and AFE power cell phase control | |
| JP2783204B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御方法 | |
| JP3247539B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JPH0667045B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ−タの制御方法 | |
| JP2685256B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS62104481A (ja) | 直流電源装置の駆動方式 | |
| JP3937236B2 (ja) | 直列多重３相ｐｗｍサイクロコンバータ装置および直列多重３相ｐｗｍサイクロコンバータ装置の運転方法および直列多重３相ｐｗｍ電力変換装置 | |
| JP4069460B2 (ja) | 直列多重３相ｐｗｍサイクロコンバータ | |
| JP3675124B2 (ja) | パルス幅変調制御コンバータの制御装置 | |
| JPH11146657A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH041366B2 (ja) | ||
| JPH0527344B2 (ja) | ||
| JPS6117231B2 (ja) | ||
| JPH0919161A (ja) | 交流電気車駆動用電力変換装置 | |
| JPH0775344A (ja) | 電流ループ制御形ｐｗｍインバータ | |
| JPS61258676A (ja) | 多重化電流形インバ−タ装置 | |
| JPS636000B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |