JP2783204B2 - Ｐｗｍコンバータの制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの制御方法Info
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- JP2783204B2 JP2783204B2 JP7200139A JP20013995A JP2783204B2 JP 2783204 B2 JP2783204 B2 JP 2783204B2 JP 7200139 A JP7200139 A JP 7200139A JP 20013995 A JP20013995 A JP 20013995A JP 2783204 B2 JP2783204 B2 JP 2783204B2
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- Japan
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- pwm converter
- pwm
- main transformer
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- power supply
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、可変電圧可変周波
数の交流電力を供給されて可変速駆動される電動機にて
推進される車両上に、集電装置に一次側を接続される主
変圧器と、該主変圧器の二次側に接続されるＰＷＭコン
バータと、該ＰＷＭコンバータに直流中間回路を介して
接続されるインバータとからなる電源装置ユニットが搭
載されているような交流車両システムにおけるＰＷＭコ
ンバータの制御方法に関する。 【０００２】 【従来の技術】近年ＧＴＯサイリスタあるいはトランジ
スタなどのように素子自身が消弧能力を持つ所謂自己消
弧形素子として、高耐圧かつ大容量のものが次々と開
発，実用化され、これらを大容量の電力変換装置に適用
することが可能となってきた。電力変換装置に自己消弧
形素子を適用した場合、素子の消弧は任意の位相で行う
ことができ、また１サイクル中に何回も点弧，消弧をさ
せることができるなど制御上の自由度が増加するため、
これによって交流側電流波形の改善を図ることが可能と
なる。 【０００３】自己消弧形素子を用いた回路方式には何種
類かのものが考えられる。なかでも、ブリッジ結線され
たダイオードのそれぞれに自己消弧形素子を逆並列接続
してなるＰＷＭコンバータは、交流から直流への順変換
および直流から交流への逆変換が同一の回路で切り換え
なしで行えること、交流側電流波形が正弦波に近く低次
高調波の含有率が少ないこと、交流側の力率がほぼ１に
近い状態で運転できることなど、これまでの他励転流形
のコンバータ方式にはなかった数多くの利点を持ってい
る。 【０００４】この種のＰＷＭコンバータでは、電源電圧
から得た正弦波形の変調波と、その変調波と同期したそ
れよりも高い周波数の三角波形の搬送波との比較結果に
より、自己消弧形素子のオン・オフ制御が行われる。そ
の場合に、主変圧器二次側には基本波電流にリップル電
流が重畳して流れ、これにより、一次電流に高調波成分
が含まれる。 【０００５】この高調波成分は、主変圧器の複数の二次
巻線の一つに共振フィルタを接続して高調波の流出を防
ぐことによって低減することができる。しかしながら、
この解決策の場合には、高調波の次数にあわせて数種類
のフィルタの設置が必要であるため、車両重量の増加に
つながるという問題点がある。第５図は、車両重量の増
加を招くことなく高調波を低減する従来の実施例を示
す。これによれば、交流き電線１に集電装置２を介して
接続される主変圧器３は多数（例えば３つ）に分割され
た二次巻線を有し、各二次巻線にはそれぞれＰＷＭコン
バータ３１，３２，３３が接続されている。これらのＰ
ＷＭコンバータの互いに並列接続された直流出力端子
に、平滑コンデンサ４を含む直流中間回路を介して２つ
のインバータ５１，５２が接続されている。誘導電動機
である主電動機６は二群に分けられていて、第１群の４
つの主電動機がインバータ５１から給電され、第２群の
４つの主電動機がインバータ５２から給電されるように
なっている。 【０００６】ＰＷＭコンバータ内のスイッチング素子の
オンオフ制御信号は、周波数ｆs の交流電源電圧に対応
する正弦波形の変調波と、それよりも高い周波数，特に
整数倍の周波数の三角波形の搬送波との比較結果により
得られる。この場合に、ＰＷＭコンバータが発生する高
調波は搬送波の側帯波である。この側帯波の成分を低減
すれば、等価妨害電流Ｊp を低減できる。このために、
各ＰＷＭコンバータ３１，３２，３３間において、それ
ぞれに使用する搬送波としての三角波信号を、１８０°
／ｎ（ｎは二次分割数で、ここの例では６０°であ
る。）ずつ位相をずらしている。これにより、各ＰＷＭ
コンバータが発生する低次高調波電流を主変圧器一次側
では互いに相殺させることができる。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】しかし、上述のように
多分割された二次巻線を持つ主変圧器に接続されたＰＷ
Ｍインバータの制御では、巻線間の相互干渉があるた
め、主変圧器としては、このことを考慮する必要があ
る。つまり、等価妨害電流Ｊp を期待どおり低減するた
めには、次の二点を満足する必要がある。 主変圧器の各二次巻線に流れる電流を等しくするため
に、各等価二次リアクタンス値を等しくする。 主変圧器の二次巻線電流の基本波成分に重畳される電
流リップルを小さくするため、リアクタンスマトリック
スの対角線要素（自己漏れリアクタンス）対する非対角
線要素（相互リアクタンス）の値をできるだけ小さく抑
える。 【０００８】しかしながら、主変圧器の二次巻線の分割
数が増すほど上記の条件を満足するような主変圧器の設
計は困難となり、また一方、重量増加の原因となる。本
発明の目的は、上記の問題点に鑑み、主変圧器の多分割
化を極力抑えて、等価妨害電流Ｊp の低減を図るととも
に、主変圧器重量減、コンバータ全体としての素子使用
個数の減少を図り、車両搭載電源装置の重量減を図るこ
とにある。 【０００９】 【課題を解決するための手段】上記目的は、本発明によ
れば、発明の属する技術分野の項で定義したような交流
車両システムにおけるＰＷＭコンバータの制御方法にお
いて、複数台の可変電圧可変周波数の交流電力を供給さ
れて可変速駆動される電動機にて推進される車両によっ
て列車を編成し、該列車を複数のグループに分割し、同
一編成内のすべてのＰＷＭコンバータにおけるパルス幅
変調制御に用いる変調波は電源電圧と同相とし、ＰＷＭ
コンバータのパルス幅変調制御に用いる搬送波に、前記
グループ間で、所定の位相差を持たせることによって達
成される。 【００１０】本発明による問題解決原理は、等価回路的
には従来と同様であるが、相違する点は従来の技術では
単一車両独自で高調波成分相殺を図るために、各車両の
主変圧器に厳しいリアクタンス条件が必要であるのに対
し、本発明の場合には列車編成された個々の車両同士あ
るいは、列車を編成する駆動車両を均等分割した複数の
グループ間で高調波成分相殺を図ることから、各車両の
主変圧器は高調波低減の観点からは二次巻線を多分割す
る必要はない。このような多分割は、ＰＷＭコンバータ
を構成するＧＴＯサイリスタの電圧・電流の定格に合わ
せた経済的設計のみを考慮して行われる。 【００１１】 【発明の実施の形態】第１図は本発明による制御方法を
適用される交流車両システムの要部を示す概略構成図で
あり、第２図ないし第４図は本発明の制御方法において
用いられる搬送波信号の互いに異なる例を示す波形図、
第５図は従来の実施例を説明するための主回路接続図で
ある。 【００１２】第１図には、列車を編成するｍ台の駆動車
両のうち、１番目の駆動車両とｍ番目の駆動車両に搭載
される電源装置ユニットについてのみ、主変圧器Ｔ１，
ＴmおよびＰＷＭコンバータＣ１，Ｃm のみが示されて
いる。各車両の電源装置ユニットにおけるＰＷＭコンバ
ータＣ１〜Ｃm は、同じように、それらを構成する半導
体素子の電圧・電流の定格に合わせた経済的設計にした
がって、複数の並列接続された単位コンバータからな
り、これに合わせて交流き電線から集電器を介して給電
される各主変圧器Ｔ１〜Ｔm の二次巻線も分割されてい
る。並列接続されている単位コンバータの直流出力端子
以降の接続は第５図の従来例と同様であってよい。 【００１３】列車を編成するｍ台の駆動車両はｋ個のグ
ループに均等に分けられる。各グループの中では単位コ
ンバータは同じＰＷＭ制御信号によって制御される。し
たがって、変調波信号発生部と、搬送波信号発生部と、
変調波と搬送波との比較を行う比較部とからなるＰＷＭ
制御装置は共通化可能である。グループ間においては、
変調波信号発生部の変調波信号は互いに同相であるが、
搬送波信号発生部の搬送波信号は互いに所定位相だけず
らされている。 【００１４】第２図は２グループに分けられている場合
における三角波状の搬送波信号の位相関係を示してい
る。一方のグループの搬送波信号ａ１に対して他方のグ
ループの搬送波信号ａ２は９０°だけ位相を遅らされて
いる。第３図は３グループに分けられている場合におけ
る搬送波信号の位相関係を示している。第１のグループ
の搬送波信号ａ１に対して、第２グループの搬送波信号
ａ２は６０°だけ位相を遅らされ、第３のグループの搬
送波信号ａ３は１２０°だけ位相を遅らされている。 【００１５】第４図は４グループに分けられている場合
における搬送波信号ａ１〜ａ４の位相関係を示してい
る。この場合には、順次４５°ずつ位相をずらされてい
る。一般にグループ数ｋに対しては、グループ間におい
て搬送波信号の位相が１８０°／ｋずつずらされる。以
上のように、本発明によれば、すべてのＰＷＭコンバー
タにおけるパルス幅変調制御に用いる変調波は電源電圧
と同相とし、列車を編成する駆動車両を均等分割したグ
ループのＰＷＭコンバータ間で、ＰＷＭコンバータのパ
ルス幅変調制御に用いる搬送波に所定の位相差を持たせ
ている。 【００１６】 【発明の効果】従来の技術では単一車両独自で高調波成
分相殺を図るために、各車両の主変圧器に厳しいリアク
タンス条件が必要であるのに対し、本発明の場合には列
車編成された個々の車両同士で高調波成分相殺を図るこ
とから、各車両の主変圧器は高調波低減の観点からは二
次巻線を多分割する必要はなく、このような多分割は、
ＰＷＭコンバータを構成するＧＴＯサイリスタの電圧・
電流の定格に合わせた経済的設計のみを考慮して行われ
る。 【００１７】したがって、各電源ユニットにおける主変
圧器の二次巻線の多分割化を抑えて、等価妨害電流Ｊp
の低減を図ることができ、二次分割数の低減によって電
源ユニットにおけるＰＷＭコンバータ全体の使用素子数
を削減することができ、余分の重量増を避けることがで
きる。
数の交流電力を供給されて可変速駆動される電動機にて
推進される車両上に、集電装置に一次側を接続される主
変圧器と、該主変圧器の二次側に接続されるＰＷＭコン
バータと、該ＰＷＭコンバータに直流中間回路を介して
接続されるインバータとからなる電源装置ユニットが搭
載されているような交流車両システムにおけるＰＷＭコ
ンバータの制御方法に関する。 【０００２】 【従来の技術】近年ＧＴＯサイリスタあるいはトランジ
スタなどのように素子自身が消弧能力を持つ所謂自己消
弧形素子として、高耐圧かつ大容量のものが次々と開
発，実用化され、これらを大容量の電力変換装置に適用
することが可能となってきた。電力変換装置に自己消弧
形素子を適用した場合、素子の消弧は任意の位相で行う
ことができ、また１サイクル中に何回も点弧，消弧をさ
せることができるなど制御上の自由度が増加するため、
これによって交流側電流波形の改善を図ることが可能と
なる。 【０００３】自己消弧形素子を用いた回路方式には何種
類かのものが考えられる。なかでも、ブリッジ結線され
たダイオードのそれぞれに自己消弧形素子を逆並列接続
してなるＰＷＭコンバータは、交流から直流への順変換
および直流から交流への逆変換が同一の回路で切り換え
なしで行えること、交流側電流波形が正弦波に近く低次
高調波の含有率が少ないこと、交流側の力率がほぼ１に
近い状態で運転できることなど、これまでの他励転流形
のコンバータ方式にはなかった数多くの利点を持ってい
る。 【０００４】この種のＰＷＭコンバータでは、電源電圧
から得た正弦波形の変調波と、その変調波と同期したそ
れよりも高い周波数の三角波形の搬送波との比較結果に
より、自己消弧形素子のオン・オフ制御が行われる。そ
の場合に、主変圧器二次側には基本波電流にリップル電
流が重畳して流れ、これにより、一次電流に高調波成分
が含まれる。 【０００５】この高調波成分は、主変圧器の複数の二次
巻線の一つに共振フィルタを接続して高調波の流出を防
ぐことによって低減することができる。しかしながら、
この解決策の場合には、高調波の次数にあわせて数種類
のフィルタの設置が必要であるため、車両重量の増加に
つながるという問題点がある。第５図は、車両重量の増
加を招くことなく高調波を低減する従来の実施例を示
す。これによれば、交流き電線１に集電装置２を介して
接続される主変圧器３は多数（例えば３つ）に分割され
た二次巻線を有し、各二次巻線にはそれぞれＰＷＭコン
バータ３１，３２，３３が接続されている。これらのＰ
ＷＭコンバータの互いに並列接続された直流出力端子
に、平滑コンデンサ４を含む直流中間回路を介して２つ
のインバータ５１，５２が接続されている。誘導電動機
である主電動機６は二群に分けられていて、第１群の４
つの主電動機がインバータ５１から給電され、第２群の
４つの主電動機がインバータ５２から給電されるように
なっている。 【０００６】ＰＷＭコンバータ内のスイッチング素子の
オンオフ制御信号は、周波数ｆs の交流電源電圧に対応
する正弦波形の変調波と、それよりも高い周波数，特に
整数倍の周波数の三角波形の搬送波との比較結果により
得られる。この場合に、ＰＷＭコンバータが発生する高
調波は搬送波の側帯波である。この側帯波の成分を低減
すれば、等価妨害電流Ｊp を低減できる。このために、
各ＰＷＭコンバータ３１，３２，３３間において、それ
ぞれに使用する搬送波としての三角波信号を、１８０°
／ｎ（ｎは二次分割数で、ここの例では６０°であ
る。）ずつ位相をずらしている。これにより、各ＰＷＭ
コンバータが発生する低次高調波電流を主変圧器一次側
では互いに相殺させることができる。 【０００７】 【発明が解決しようとする課題】しかし、上述のように
多分割された二次巻線を持つ主変圧器に接続されたＰＷ
Ｍインバータの制御では、巻線間の相互干渉があるた
め、主変圧器としては、このことを考慮する必要があ
る。つまり、等価妨害電流Ｊp を期待どおり低減するた
めには、次の二点を満足する必要がある。 主変圧器の各二次巻線に流れる電流を等しくするため
に、各等価二次リアクタンス値を等しくする。 主変圧器の二次巻線電流の基本波成分に重畳される電
流リップルを小さくするため、リアクタンスマトリック
スの対角線要素（自己漏れリアクタンス）対する非対角
線要素（相互リアクタンス）の値をできるだけ小さく抑
える。 【０００８】しかしながら、主変圧器の二次巻線の分割
数が増すほど上記の条件を満足するような主変圧器の設
計は困難となり、また一方、重量増加の原因となる。本
発明の目的は、上記の問題点に鑑み、主変圧器の多分割
化を極力抑えて、等価妨害電流Ｊp の低減を図るととも
に、主変圧器重量減、コンバータ全体としての素子使用
個数の減少を図り、車両搭載電源装置の重量減を図るこ
とにある。 【０００９】 【課題を解決するための手段】上記目的は、本発明によ
れば、発明の属する技術分野の項で定義したような交流
車両システムにおけるＰＷＭコンバータの制御方法にお
いて、複数台の可変電圧可変周波数の交流電力を供給さ
れて可変速駆動される電動機にて推進される車両によっ
て列車を編成し、該列車を複数のグループに分割し、同
一編成内のすべてのＰＷＭコンバータにおけるパルス幅
変調制御に用いる変調波は電源電圧と同相とし、ＰＷＭ
コンバータのパルス幅変調制御に用いる搬送波に、前記
グループ間で、所定の位相差を持たせることによって達
成される。 【００１０】本発明による問題解決原理は、等価回路的
には従来と同様であるが、相違する点は従来の技術では
単一車両独自で高調波成分相殺を図るために、各車両の
主変圧器に厳しいリアクタンス条件が必要であるのに対
し、本発明の場合には列車編成された個々の車両同士あ
るいは、列車を編成する駆動車両を均等分割した複数の
グループ間で高調波成分相殺を図ることから、各車両の
主変圧器は高調波低減の観点からは二次巻線を多分割す
る必要はない。このような多分割は、ＰＷＭコンバータ
を構成するＧＴＯサイリスタの電圧・電流の定格に合わ
せた経済的設計のみを考慮して行われる。 【００１１】 【発明の実施の形態】第１図は本発明による制御方法を
適用される交流車両システムの要部を示す概略構成図で
あり、第２図ないし第４図は本発明の制御方法において
用いられる搬送波信号の互いに異なる例を示す波形図、
第５図は従来の実施例を説明するための主回路接続図で
ある。 【００１２】第１図には、列車を編成するｍ台の駆動車
両のうち、１番目の駆動車両とｍ番目の駆動車両に搭載
される電源装置ユニットについてのみ、主変圧器Ｔ１，
ＴmおよびＰＷＭコンバータＣ１，Ｃm のみが示されて
いる。各車両の電源装置ユニットにおけるＰＷＭコンバ
ータＣ１〜Ｃm は、同じように、それらを構成する半導
体素子の電圧・電流の定格に合わせた経済的設計にした
がって、複数の並列接続された単位コンバータからな
り、これに合わせて交流き電線から集電器を介して給電
される各主変圧器Ｔ１〜Ｔm の二次巻線も分割されてい
る。並列接続されている単位コンバータの直流出力端子
以降の接続は第５図の従来例と同様であってよい。 【００１３】列車を編成するｍ台の駆動車両はｋ個のグ
ループに均等に分けられる。各グループの中では単位コ
ンバータは同じＰＷＭ制御信号によって制御される。し
たがって、変調波信号発生部と、搬送波信号発生部と、
変調波と搬送波との比較を行う比較部とからなるＰＷＭ
制御装置は共通化可能である。グループ間においては、
変調波信号発生部の変調波信号は互いに同相であるが、
搬送波信号発生部の搬送波信号は互いに所定位相だけず
らされている。 【００１４】第２図は２グループに分けられている場合
における三角波状の搬送波信号の位相関係を示してい
る。一方のグループの搬送波信号ａ１に対して他方のグ
ループの搬送波信号ａ２は９０°だけ位相を遅らされて
いる。第３図は３グループに分けられている場合におけ
る搬送波信号の位相関係を示している。第１のグループ
の搬送波信号ａ１に対して、第２グループの搬送波信号
ａ２は６０°だけ位相を遅らされ、第３のグループの搬
送波信号ａ３は１２０°だけ位相を遅らされている。 【００１５】第４図は４グループに分けられている場合
における搬送波信号ａ１〜ａ４の位相関係を示してい
る。この場合には、順次４５°ずつ位相をずらされてい
る。一般にグループ数ｋに対しては、グループ間におい
て搬送波信号の位相が１８０°／ｋずつずらされる。以
上のように、本発明によれば、すべてのＰＷＭコンバー
タにおけるパルス幅変調制御に用いる変調波は電源電圧
と同相とし、列車を編成する駆動車両を均等分割したグ
ループのＰＷＭコンバータ間で、ＰＷＭコンバータのパ
ルス幅変調制御に用いる搬送波に所定の位相差を持たせ
ている。 【００１６】 【発明の効果】従来の技術では単一車両独自で高調波成
分相殺を図るために、各車両の主変圧器に厳しいリアク
タンス条件が必要であるのに対し、本発明の場合には列
車編成された個々の車両同士で高調波成分相殺を図るこ
とから、各車両の主変圧器は高調波低減の観点からは二
次巻線を多分割する必要はなく、このような多分割は、
ＰＷＭコンバータを構成するＧＴＯサイリスタの電圧・
電流の定格に合わせた経済的設計のみを考慮して行われ
る。 【００１７】したがって、各電源ユニットにおける主変
圧器の二次巻線の多分割化を抑えて、等価妨害電流Ｊp
の低減を図ることができ、二次分割数の低減によって電
源ユニットにおけるＰＷＭコンバータ全体の使用素子数
を削減することができ、余分の重量増を避けることがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による制御方法を適用される交流車両シ
ステムの要部を示す概略構成図 【図２】本発明における搬送波信号を示す波形図 【図３】本発明における搬送波信号を示す波形図 【図４】本発明における搬送波信号を示す波形図 【図５】従来例を示す主回路接続図 【符号の説明】 Ｔ１〜Ｔm 主変圧器 Ｃ１〜Ｃm ＰＷＭコンバータ ａ１，ａ２，ａ３，ａ４ 搬送波信号
ステムの要部を示す概略構成図 【図２】本発明における搬送波信号を示す波形図 【図３】本発明における搬送波信号を示す波形図 【図４】本発明における搬送波信号を示す波形図 【図５】従来例を示す主回路接続図 【符号の説明】 Ｔ１〜Ｔm 主変圧器 Ｃ１〜Ｃm ＰＷＭコンバータ ａ１，ａ２，ａ３，ａ４ 搬送波信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 諸星 幸信
神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号
富士電機株式会社内
(56)参考文献 特開 昭58−46895（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−102879（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名)
B60L 9/00 - 9/24
B60L 15/00 - 15/32
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．可変電圧可変周波数の交流電力を供給されて可変速
駆動される電動機にて推進される車両上に、集電装置に
一次側を接続される主変圧器と、該主変圧器の二次側に
接続されるＰＷＭコンバータと、該ＰＷＭコンバータに
直流中間回路を介して接続されるインバータとからなる
電源装置ユニットが搭載されているような交流車両シス
テムにおけるＰＷＭコンバータの制御方法において、 複数台の前記車両によって列車を編成し、 該列車を複数のグループに分割し、 同一編成内のすべてのＰＷＭコンバータにおけるパルス
幅変調制御に用いる変調波は電源電圧と同相とし、 ＰＷＭコンバータのパルス幅変調制御に用いる搬送波
に、前記グループ間で、所定の位相差を持たせたことを
特徴とするＰＷＭコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7200139A JP2783204B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | Ｐｗｍコンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7200139A JP2783204B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | Ｐｗｍコンバータの制御方法 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5271486A Division JPH0667045B2 (ja) | 1986-03-12 | 1986-03-12 | Ｐｗｍコンバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851703A JPH0851703A (ja) | 1996-02-20 |
| JP2783204B2 true JP2783204B2 (ja) | 1998-08-06 |
Family
ID=16419445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7200139A Expired - Lifetime JP2783204B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | Ｐｗｍコンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2783204B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100458178B1 (ko) * | 2001-12-06 | 2004-11-26 | 한국철도기술연구원 | 철도차량의 가변 전원 변환 장치 |
| KR100458177B1 (ko) * | 2001-12-06 | 2004-11-26 | 한국철도기술연구원 | 철도차량용 직류가변 주회로 시스템 |
| KR100473273B1 (ko) * | 2001-12-06 | 2005-03-08 | 한국철도기술연구원 | 철도차량용 가변전원 추진제어 시스템 |
| JP4616136B2 (ja) * | 2005-09-26 | 2011-01-19 | 株式会社日立製作所 | 電力用変換器の運転方法及び編成列車 |
| JP2009061687A (ja) * | 2007-09-06 | 2009-03-26 | Bridgestone Corp | 成形用金型及び樹脂発泡成形体の成形方法 |
| JP6232331B2 (ja) * | 2014-04-03 | 2017-11-15 | 株式会社日立製作所 | 駆動システム |
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-
1995
- 1995-08-07 JP JP7200139A patent/JP2783204B2/ja not_active Expired - Lifetime
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