JP2585518B2 - 電動機の負荷トルク推定装置 - Google Patents
電動機の負荷トルク推定装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はデイジタル式位置検出器を用いて速度制御さ
れる電動機に加わる負荷トルクを推定する電動機の負荷
トルク推定装置に関する。
れる電動機に加わる負荷トルクを推定する電動機の負荷
トルク推定装置に関する。
ロボツト、圧延機などを駆動する電動機は負荷の急変
時に速度制御性能が低下するという問題がある。この対
策の１つとして、例えば特公昭60−16195号公報に記載
されているように、電動機速度と電動機電流とから負荷
トルクを推定し、負荷トルクに相当する電流補正信号を
電流指令信号に加算して負荷変動時の速度制御性能を改
善する方法が知られている。
時に速度制御性能が低下するという問題がある。この対
策の１つとして、例えば特公昭60−16195号公報に記載
されているように、電動機速度と電動機電流とから負荷
トルクを推定し、負荷トルクに相当する電流補正信号を
電流指令信号に加算して負荷変動時の速度制御性能を改
善する方法が知られている。
ところで、最近は機械を高精度に制御する必要性か
ら、デイジタル式の速度制御装置が用いられている。こ
の場合、速度検出器としては例えばエンコーダなどのデ
イジタル式位置検出器が用いられている。速度は一定時
間内における位置検出器の出力パルス数によつて検出し
ている。負荷トルクは電動機速度と電動機電流によつて
推定する。速度検出器がアナログ信号を出力するもので
あれば速度信号を瞬時に得られるので負荷トルクを速や
かに推定できる。しかし、速度検出器がデイジタル式で
あると速度パルス（位置パルス）を計数する時間（一定
時間）だけ検出遅れがある。このため、特公昭60−1619
5号公報に記載されているように負荷トルクを推定する
と、速度検出に要する時間のために速い周期で変化する
負荷トルク、例えば機械系に軸振動が生じている場合の
ような負荷トルクを推定することができなくなる。
ら、デイジタル式の速度制御装置が用いられている。こ
の場合、速度検出器としては例えばエンコーダなどのデ
イジタル式位置検出器が用いられている。速度は一定時
間内における位置検出器の出力パルス数によつて検出し
ている。負荷トルクは電動機速度と電動機電流によつて
推定する。速度検出器がアナログ信号を出力するもので
あれば速度信号を瞬時に得られるので負荷トルクを速や
かに推定できる。しかし、速度検出器がデイジタル式で
あると速度パルス（位置パルス）を計数する時間（一定
時間）だけ検出遅れがある。このため、特公昭60−1619
5号公報に記載されているように負荷トルクを推定する
と、速度検出に要する時間のために速い周期で変化する
負荷トルク、例えば機械系に軸振動が生じている場合の
ような負荷トルクを推定することができなくなる。
本発明の目的は、デイジタル式位置検出器の出力パル
スにより速度検出を行つても、電動機に加わる負荷トル
クを高速に推定できる電動機の負荷トルク推定装置を提
供することにある。
スにより速度検出を行つても、電動機に加わる負荷トル
クを高速に推定できる電動機の負荷トルク推定装置を提
供することにある。
本発明の負荷トルク推定装置は、負荷を駆動する電動
機の回転子が一定量だけ回転する毎に位置パルスを発生
するディジタル式位置検出器と、前記電動機に流れる電
動機電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で
検出した電動機電流によって前記電動機の発生トルクを
求めそれに応じた発生トルク検出信号を出力する電動機
トルク検出手段と、前記位置パルスが入力される毎に前
記電動機の速度推定値（Ｎ）に反比例した幅を持つ方形
波信号を発生する単安定回路と、該単安定回路からの方
形波信号を入力し、前記位置パルス間を一周期として該
方形波信号の幅に応じた期間だけ正極性の電圧信号を出
力し、残りの期間に負極性の電圧信号を出力する電圧変
換回路と、該電圧変換回路からの正負極性の電圧信号と
前記電動機トルク検出手段からの発生トルク検出信号と
の差をとり、その値を積分して前記速度推定値を推定す
る速度推定手段と、前記電圧変換回路の出力する正負極
性の電圧信号を平均値化して前記負荷の負荷トルク推定
値を検出するフィルタと、を具備してなることを特徴と
したことにある。
機の回転子が一定量だけ回転する毎に位置パルスを発生
するディジタル式位置検出器と、前記電動機に流れる電
動機電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で
検出した電動機電流によって前記電動機の発生トルクを
求めそれに応じた発生トルク検出信号を出力する電動機
トルク検出手段と、前記位置パルスが入力される毎に前
記電動機の速度推定値（Ｎ）に反比例した幅を持つ方形
波信号を発生する単安定回路と、該単安定回路からの方
形波信号を入力し、前記位置パルス間を一周期として該
方形波信号の幅に応じた期間だけ正極性の電圧信号を出
力し、残りの期間に負極性の電圧信号を出力する電圧変
換回路と、該電圧変換回路からの正負極性の電圧信号と
前記電動機トルク検出手段からの発生トルク検出信号と
の差をとり、その値を積分して前記速度推定値を推定す
る速度推定手段と、前記電圧変換回路の出力する正負極
性の電圧信号を平均値化して前記負荷の負荷トルク推定
値を検出するフィルタと、を具備してなることを特徴と
したことにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図は直流電動機１に負荷装置２によつて加わる負
荷トルクτＬを推定する際に本発明を適用した例であ
る。
荷トルクτＬを推定する際に本発明を適用した例であ
る。
第１図において、直流電動機１はサイリスタ変換器４
によつて駆動される。サイリスタ変換器４は交流電源３
の交流電圧を可変直流電圧に変換する。直流電動機１を
流れる電流は電流検出器５によつて検出される。また、
直流電動機１にはエンコーダ６が機械的に結合されてい
る。エンコーダ６は、回転位置が一定量変化する毎に位
置パルスＰを発生する。破線で囲んだ部分が本発明によ
る負荷トルク推定装置７である。電流検出器５によつて
検出された電動機電流imはトルク検出回路８によつて
Ｔ倍される。トルク検出回路８は電動機１が発生してい
る電動機トルクτｍを出力する。電動機トルクτｍは積
分回路９に正入力として加えられる。一方、エンコーダ
６の出力パルスＰは単安定回路10のトリガー端子Ｔに入
力される。単安定回路10はトリガーパルスＰを入力され
る毎に積分回路９の出力（速度推定値）に反比例した
幅Ｗをもつ方形波信号PWを発生する。単安定回路10のR0
は抵抗、C0はコンデンサで、速度推定Ｎからの単安定回
路10における時定数を決定する。このようにして得られ
た方形波信号Pwは電圧変換回路11によつて、信号PWが
“1"レベルの時に−Ａとなり、信号PWが“0"レベルの時
に＋Ａとなる方形波信号QWに変換される。
によつて駆動される。サイリスタ変換器４は交流電源３
の交流電圧を可変直流電圧に変換する。直流電動機１を
流れる電流は電流検出器５によつて検出される。また、
直流電動機１にはエンコーダ６が機械的に結合されてい
る。エンコーダ６は、回転位置が一定量変化する毎に位
置パルスＰを発生する。破線で囲んだ部分が本発明によ
る負荷トルク推定装置７である。電流検出器５によつて
検出された電動機電流imはトルク検出回路８によつて
Ｔ倍される。トルク検出回路８は電動機１が発生してい
る電動機トルクτｍを出力する。電動機トルクτｍは積
分回路９に正入力として加えられる。一方、エンコーダ
６の出力パルスＰは単安定回路10のトリガー端子Ｔに入
力される。単安定回路10はトリガーパルスＰを入力され
る毎に積分回路９の出力（速度推定値）に反比例した
幅Ｗをもつ方形波信号PWを発生する。単安定回路10のR0
は抵抗、C0はコンデンサで、速度推定Ｎからの単安定回
路10における時定数を決定する。このようにして得られ
た方形波信号Pwは電圧変換回路11によつて、信号PWが
“1"レベルの時に−Ａとなり、信号PWが“0"レベルの時
に＋Ａとなる方形波信号QWに変換される。
方形波信号QWは係数回路12によつてkA倍され、積分回
路９の負入力となる。係数回路12は負荷トルク推定する
系のゲインを定めるために設けられる。更に、方形波信
号QWは、１次遅れ要素Ｆ（ｓ）から構成されるフイルタ
13によつて平滑され負荷トルク推定値 となる。
路９の負入力となる。係数回路12は負荷トルク推定する
系のゲインを定めるために設けられる。更に、方形波信
号QWは、１次遅れ要素Ｆ（ｓ）から構成されるフイルタ
13によつて平滑され負荷トルク推定値 となる。
今、電動機速度Ｎ、負荷トルクτＬで定常状態にある
とする。この状態での負荷トルク推定装置７の各部の値
は次のようになる。各部の動作波形を第２図に示す。
とする。この状態での負荷トルク推定装置７の各部の値
は次のようになる。各部の動作波形を第２図に示す。
速度が変化していないことから電動機１の出力トルク
τｍが負荷トルクτＬとつりあつているので、次式が成
立する。
τｍが負荷トルクτＬとつりあつているので、次式が成
立する。
τｍ＝KTim＝τＬ …（１） im:電動機電流 KT:電動機のトルク定数 一方、トルク検出回路８において、電動機電流imにト
ルク定数の設計値Ｔを乗算した値（電動機トルク）τ
ｍ（なお、KT＝Ｔとする）と、係数回路12の出力の平
均値が等しくなつている。また、係数回路12の出力は方
形波であるが、積分回路９で平均化されるので、電圧変
換回路11の方形波信号QWの一周期内の平均値と見ること
もできる。そこで、方形波信号QWの一周期内の平均値
（負荷トルク推定値） を求めると次式となる。
ルク定数の設計値Ｔを乗算した値（電動機トルク）τ
ｍ（なお、KT＝Ｔとする）と、係数回路12の出力の平
均値が等しくなつている。また、係数回路12の出力は方
形波であるが、積分回路９で平均化されるので、電圧変
換回路11の方形波信号QWの一周期内の平均値と見ること
もできる。そこで、方形波信号QWの一周期内の平均値
（負荷トルク推定値） を求めると次式となる。
ただし、（２）式のＴはエンコーダ６の出力パルスＰ
の周期であり、電動機の速度Ｎを用いると次式で表わさ
れる。
の周期であり、電動機の速度Ｎを用いると次式で表わさ
れる。
Ｔ＝kO/N …（３） ここで、kOはエンコーダ６の１回転当りのパルス数で
決定される定数である。
決定される定数である。
また、（２）式のＷは速度推定値がのときの方形波
信号PWのパルス幅であり、次式にしている。
信号PWのパルス幅であり、次式にしている。
Ｗ＝kO/2 …（４） 一方、電動機１の出力トルクの検出値τｍと（２）式
の負荷トルク推定値 がつり合つているので次式が成立する。
の負荷トルク推定値 がつり合つているので次式が成立する。
負荷トルク推定値 を速度推定値と電動機速度Ｎで表わすために（３），
（４）式を（２）式に代入すると、次式が成立する。
（４）式を（２）式に代入すると、次式が成立する。
kA:係数回路12のゲイン 以上のことから、平衡状態では推定速度と実速度Ｎ
との差から負荷トルク推定値 が得られる。特に、係数回路12のゲインkAを大きくとれ
ばとＮの差が非常に小さい範囲で負荷トルク推定値 を求めることができる。
との差から負荷トルク推定値 が得られる。特に、係数回路12のゲインkAを大きくとれ
ばとＮの差が非常に小さい範囲で負荷トルク推定値 を求めることができる。
このような定常状態から直流電動機１への負荷トルク
τＬが急激に大きくなつた過渡状態を考える。その際の
動作波形を第３図に示す。
τＬが急激に大きくなつた過渡状態を考える。その際の
動作波形を第３図に示す。
サイリスタ変換器４によつて供給される電動機電流im
が変化していないとすると、このような負荷トルクτＬ
の急激な増加によつて、直流電動機１の速度Ｎは低下す
る。この結果、エンコーダ６の出力パルス間隔Ｔは長く
なるとともに、方形波信号QWが＋Ａレベルとなつている
時間（Ｔ−Ｗ）が長くなる。このことから、係数回路12
を介して積分回路９の負入力が増加し、速度推定値も
小さな値になる。もし、直流電動機１の発生するτｍが
一定のままであれば、負荷トルクτＬの方が大きいので
実速度Ｎ（パルスＰの間隔に相当する）と速度推定値
とも減少していき、その差から（６）式で示す負荷トル
クの推定値 が得られる。
が変化していないとすると、このような負荷トルクτＬ
の急激な増加によつて、直流電動機１の速度Ｎは低下す
る。この結果、エンコーダ６の出力パルス間隔Ｔは長く
なるとともに、方形波信号QWが＋Ａレベルとなつている
時間（Ｔ−Ｗ）が長くなる。このことから、係数回路12
を介して積分回路９の負入力が増加し、速度推定値も
小さな値になる。もし、直流電動機１の発生するτｍが
一定のままであれば、負荷トルクτＬの方が大きいので
実速度Ｎ（パルスＰの間隔に相当する）と速度推定値
とも減少していき、その差から（６）式で示す負荷トル
クの推定値 が得られる。
一方、負荷トルクτＬが変化しないで、加速するため
直流電動機１に流す電動機電流imを急に大きくした場合
の過渡現像を考える。その際の動作波形を第４図に示
す。
直流電動機１に流す電動機電流imを急に大きくした場合
の過渡現像を考える。その際の動作波形を第４図に示
す。
電動機電流imが大きなると、直流電動機１の速度が増
加する。この結果、エンコーダ６の出力パルスＰの発生
間隔Ｔは短くなる。一方、電動機電流imは電流検出器５
によつて検出され、トルク検出回路８及び積分回路９を
介して速度推定値を大きくする。この結果、単安定回
路10の出力の方形波信号PWのパルス幅Ｗは小さくなる。
このように、電動機速度Ｎの上昇にしたがつて方形波信
号PWの周期Ｔも小さくなるが、速度推定値が大きくな
ることで方形波信号PWの幅Ｗも小さくなるので（２）式
で求まる負荷トルクの推定値 は変化しない。
加する。この結果、エンコーダ６の出力パルスＰの発生
間隔Ｔは短くなる。一方、電動機電流imは電流検出器５
によつて検出され、トルク検出回路８及び積分回路９を
介して速度推定値を大きくする。この結果、単安定回
路10の出力の方形波信号PWのパルス幅Ｗは小さくなる。
このように、電動機速度Ｎの上昇にしたがつて方形波信
号PWの周期Ｔも小さくなるが、速度推定値が大きくな
ることで方形波信号PWの幅Ｗも小さくなるので（２）式
で求まる負荷トルクの推定値 は変化しない。
このように、位置パルスＰの発生毎に推定しているの
で定常状態、過渡状態においても負荷トルクτＬを迅速
に推定できる。なお、QWは方形波信号であり、この信号
の平均値が負荷トルクの推定値 である。このために、方形波信号QWをフイルタ13を介し
て平均化することによつて負荷トルク推定値 のアナログ信号を得ている。
で定常状態、過渡状態においても負荷トルクτＬを迅速
に推定できる。なお、QWは方形波信号であり、この信号
の平均値が負荷トルクの推定値 である。このために、方形波信号QWをフイルタ13を介し
て平均化することによつて負荷トルク推定値 のアナログ信号を得ている。
以上、第１図の実施例によると次の効果を有する。エ
ンコーダ６の出力パルスが発生した時点毎に、負荷トル
ク推定値を変更できるので非常に早い負荷トルク変化を
も推定できる。例えば、１回転1200パルスのエンコーダ
を用い、1000rpmで電動機１が回転している状態では、
エンコーダの出力パルス周波数は20kHzになる。この際
に本発明によると50μｓ毎に負荷トルクの推定値を更新
できることになり、軸振動（通常20Hz程度）などの速い
負荷トルク変動をも高速に推定できる。また、第１図の
実施例では、電動機軸に換算したイナーシヤと同じ時
定数の積分回路を用いているので、サイリスタ変換回路
４で制御される電動機電流imが脈動していても正確に検
出できる。同様に、QWが方形波信号であつても、係数回
路12を介して大きな時定数の積分回路９に通すので、方
形波信号による脈動の影響をほとんど受けない。
ンコーダ６の出力パルスが発生した時点毎に、負荷トル
ク推定値を変更できるので非常に早い負荷トルク変化を
も推定できる。例えば、１回転1200パルスのエンコーダ
を用い、1000rpmで電動機１が回転している状態では、
エンコーダの出力パルス周波数は20kHzになる。この際
に本発明によると50μｓ毎に負荷トルクの推定値を更新
できることになり、軸振動（通常20Hz程度）などの速い
負荷トルク変動をも高速に推定できる。また、第１図の
実施例では、電動機軸に換算したイナーシヤと同じ時
定数の積分回路を用いているので、サイリスタ変換回路
４で制御される電動機電流imが脈動していても正確に検
出できる。同様に、QWが方形波信号であつても、係数回
路12を介して大きな時定数の積分回路９に通すので、方
形波信号による脈動の影響をほとんど受けない。
第５図は本発明による負荷トルク推定装置の他の一実
施例であり、第１図における負荷トルク推定装置７で示
した部分のみを示している。また、第１図と同一記号の
ものは相当物を示す。
施例であり、第１図における負荷トルク推定装置７で示
した部分のみを示している。また、第１図と同一記号の
ものは相当物を示す。
電流検出器５によつて検出された電動機電流に比例し
た電圧をもつ信号imは方向判別回路21と電圧一周波数変
換回路22へ入力される。方向判別回路21はimの極性を示
す極性信号Ｓを出力し、また電圧一周波数変換回路22は
電流imの大きさに例した周波数をもつパルス列Piを出力
する。極性信号Ｓはインバータ回路23を介してアンド回
路24に加えられると共に、直接にアンド回路25の入力と
なる。一方、パルス列Piはアンド回路24,25の入力とな
り、オア回路26,27を介して可逆カウンタ28の減算入力
（−）あるいは加算入力（＋）となつている。今、電流
imの極性が正の場合には極性信号Ｓが“1"レベルとな
り、アンド回路25、オア回路27を介してパルス列Piは可
逆カウンタ28の加算入力になり加算される。
た電圧をもつ信号imは方向判別回路21と電圧一周波数変
換回路22へ入力される。方向判別回路21はimの極性を示
す極性信号Ｓを出力し、また電圧一周波数変換回路22は
電流imの大きさに例した周波数をもつパルス列Piを出力
する。極性信号Ｓはインバータ回路23を介してアンド回
路24に加えられると共に、直接にアンド回路25の入力と
なる。一方、パルス列Piはアンド回路24,25の入力とな
り、オア回路26,27を介して可逆カウンタ28の減算入力
（−）あるいは加算入力（＋）となつている。今、電流
imの極性が正の場合には極性信号Ｓが“1"レベルとな
り、アンド回路25、オア回路27を介してパルス列Piは可
逆カウンタ28の加算入力になり加算される。
逆に、電流imの極性が負の場合には、極性信号Ｓが
“0"レベルとなり、パルス列Piはアンド回路24、オア回
路26を介して、可逆カウンタ28の減算入力となる。カウ
ンタ28の値はパルスPiが発生するたびに少なくなる。
“0"レベルとなり、パルス列Piはアンド回路24、オア回
路26を介して、可逆カウンタ28の減算入力となる。カウ
ンタ28の値はパルスPiが発生するたびに少なくなる。
可逆カウンタ28の計数値は速度推定値であり、メモ
リ29のアドレス信号となる。メモリ29には速度推定値
に反比例した数値Ｗがテーブルとして貯えられており、
可逆カウンタ28の値に反比例した値Ｗが出力される。
この出力Ｗは、エンコーダ６の出力パルスＰが発生する
たびにカウンタ30に設定される。一方、カウンタ30のク
ロツク端子Ｃにはエンコーダ６の出力パルスＰの最高周
波数より高い周波数をもつクロツクパルスCLが加えられ
る。クロツクパルスCLが入力されるたび設定値Ｗが１つ
ずつ小さくなる。
リ29のアドレス信号となる。メモリ29には速度推定値
に反比例した数値Ｗがテーブルとして貯えられており、
可逆カウンタ28の値に反比例した値Ｗが出力される。
この出力Ｗは、エンコーダ６の出力パルスＰが発生する
たびにカウンタ30に設定される。一方、カウンタ30のク
ロツク端子Ｃにはエンコーダ６の出力パルスＰの最高周
波数より高い周波数をもつクロツクパルスCLが加えられ
る。クロツクパルスCLが入力されるたび設定値Ｗが１つ
ずつ小さくなる。
即ち、第６図のCNのようにカウンタ30は変化する。こ
の結果、カウンタ30の符号ビツト（最上位ビツト）は第
６図のPWのような方形波信号となる。即ち、クロツクパ
ルスCLを値Ｗだけ計数するまでは“1"レベルであるが、
値Ｗを計数した以後は“0"レベルとなる。方形波信号PW
はアンド回路31、インバータ回路32の入力となる。アン
ド回路31の入力にはクロツクパルスCLが加わり、アンド
回路33にはクロツクパルスCLとインバータ回路32の出力
が加わる。これらの論理回路部分では、方形波信号PWが
“1"レベルのときはクロツクパルスCLを可逆カウンタ28
の加算側入力とし、“0"レベルのときは可逆カウンタ28
の減算側入力に加える動作を行つている。アンド回路3
1,33の出力は可逆カウンタ34の加算入力（＋）と減算入
力（−）に加えられている。可逆カウンタ34はそれぞれ
のアンド回路31,33から出力されるパルスを加算または
減算する。可逆カウンタ34の計数値はエンコーダ６の出
力パルスＰが発生するたびにレジスタ35へ設定される。
今、アンド回路31,33の出力は方形波信号PWのレベルに
応じて振分けられたクロツクパルスCLが出力されるの
で、方形波信号PWの一周期（これはエンコーダパルスの
周期と等しい）では、PWの“1"レベルと“0"レベルの幅
の差をとつていることになる。即ち、方形波信号PWを平
均化した出力がレジスタ35から得られ、負荷トルクの推
定値 になる。
の結果、カウンタ30の符号ビツト（最上位ビツト）は第
６図のPWのような方形波信号となる。即ち、クロツクパ
ルスCLを値Ｗだけ計数するまでは“1"レベルであるが、
値Ｗを計数した以後は“0"レベルとなる。方形波信号PW
はアンド回路31、インバータ回路32の入力となる。アン
ド回路31の入力にはクロツクパルスCLが加わり、アンド
回路33にはクロツクパルスCLとインバータ回路32の出力
が加わる。これらの論理回路部分では、方形波信号PWが
“1"レベルのときはクロツクパルスCLを可逆カウンタ28
の加算側入力とし、“0"レベルのときは可逆カウンタ28
の減算側入力に加える動作を行つている。アンド回路3
1,33の出力は可逆カウンタ34の加算入力（＋）と減算入
力（−）に加えられている。可逆カウンタ34はそれぞれ
のアンド回路31,33から出力されるパルスを加算または
減算する。可逆カウンタ34の計数値はエンコーダ６の出
力パルスＰが発生するたびにレジスタ35へ設定される。
今、アンド回路31,33の出力は方形波信号PWのレベルに
応じて振分けられたクロツクパルスCLが出力されるの
で、方形波信号PWの一周期（これはエンコーダパルスの
周期と等しい）では、PWの“1"レベルと“0"レベルの幅
の差をとつていることになる。即ち、方形波信号PWを平
均化した出力がレジスタ35から得られ、負荷トルクの推
定値 になる。
このように、第５図の実施例は、第１図の積分回路９
を可逆カウンタ28により構成し、単安定回路10をメモリ
29とカウンタ30により構成し、それにフイルタ13を可逆
カウンタ34とレジスタ35により構成しているだけで、そ
の基本動作は第１図と同じである。
を可逆カウンタ28により構成し、単安定回路10をメモリ
29とカウンタ30により構成し、それにフイルタ13を可逆
カウンタ34とレジスタ35により構成しているだけで、そ
の基本動作は第１図と同じである。
しかし演算処理を全てデイジタル回路で構成してお
り、デイジタル量として安定な負荷トルク推定値 が得らる。
り、デイジタル量として安定な負荷トルク推定値 が得らる。
第７図に本発明の他の実施例を示す。
第７図において第１図と異なるところは負荷トルク推
定装置７の係数回路12を乗算器41に変えた点である。
定装置７の係数回路12を乗算器41に変えた点である。
電圧変換回路11の方形波出力QWは電動機速度が低くな
ると周期が長くなる。このような場合に第１図の実施例
における係数回路12のゲインkAを大きくしすぎると、積
分回路９、単安定回路10、電圧変換回路11から構成され
るループのゲインが高くなりすぎて安定が悪くなる。一
方、係数回路12のゲインkAを小さくしすぎると、（６）
式からわかるように、速度推定値と実速度Ｎの違いが
大きくなりすぎる。
ると周期が長くなる。このような場合に第１図の実施例
における係数回路12のゲインkAを大きくしすぎると、積
分回路９、単安定回路10、電圧変換回路11から構成され
るループのゲインが高くなりすぎて安定が悪くなる。一
方、係数回路12のゲインkAを小さくしすぎると、（６）
式からわかるように、速度推定値と実速度Ｎの違いが
大きくなりすぎる。
この点を解決するためには、電動機速度に応じて係数
回路12のゲインkAを変更させればよい。そのための一実
施例が第７図である。第７図では電動機速度のかわり
に、積分回路９の出力である速度推定値と方形波出力
QWを乗算器41により乗算する。こうすると、第１図に示
した係数回路12のゲインｋは次式で表わされる。
回路12のゲインkAを変更させればよい。そのための一実
施例が第７図である。第７図では電動機速度のかわり
に、積分回路９の出力である速度推定値と方形波出力
QWを乗算器41により乗算する。こうすると、第１図に示
した係数回路12のゲインｋは次式で表わされる。
kA＝k1 …（７） ただし、k1は定数である。
（７）式を（６）式に入れると次式となる。
（８）式から、明らかなように、速度差（−Ｎ）か
ら負荷トルク推定値 を求めるためのゲインは電動機速度によらず一定とな
り、安定な負荷トルクの推定が可能となる。
ら負荷トルク推定値 を求めるためのゲインは電動機速度によらず一定とな
り、安定な負荷トルクの推定が可能となる。
次に、第１図の実施例において、電動機速度が極めて
低い場合にはエンコーダ６の出力パルス間隔が長くな
る。このために、電圧変換回路11の方形波出力QWのパル
ス幅Ｗは極めて長くなる。即ち、“1"レベルの期間が長
くなり、係数回路12を介して積分回路９の出力を増加し
ていく。しかし、一般に積分回路９は飽和特性をもつて
おり、方形波出力QWの出力が“1"レベルを保つている間
が長くなると、この飽和値に達してしまい速度推定値
が正しく求まらなくなる。この結果、負荷トルク推定値 も正しく求まらないことになる。
低い場合にはエンコーダ６の出力パルス間隔が長くな
る。このために、電圧変換回路11の方形波出力QWのパル
ス幅Ｗは極めて長くなる。即ち、“1"レベルの期間が長
くなり、係数回路12を介して積分回路９の出力を増加し
ていく。しかし、一般に積分回路９は飽和特性をもつて
おり、方形波出力QWの出力が“1"レベルを保つている間
が長くなると、この飽和値に達してしまい速度推定値
が正しく求まらなくなる。この結果、負荷トルク推定値 も正しく求まらないことになる。
この対策を行つたのが第８図の実施例である。第８図
において、第１図と異つているところは、積分回路９の
代りにリセツト付積分回路42を設けるとともに、周波数
−電圧変換器43、比較回路44を追加した点である。エン
コーダ６からの出力パルスＰは周波数−電圧変換回路43
によつてパルス周波数に比例した電圧に変換される。周
波数−電圧変換回路43の出力は比較回路44の入力とな
り、一定値と比較される。今、電動機速度Ｎが極めて低
い場合には、周波数−電圧変換回路43の出力は小さくな
り、比較回路44の出力は“0"レベルとなる。一方、電動
機速度Ｎが高い時には比較回路44の出力は“1"レベルと
なる。比較回路44の出力は積分回路42にリセツト信号と
して加えられており、“0"レベルのときは積分回路42を
リセツトする。一方、比較回路44の出力が、“1"レベル
のとき積分回路42は通常の積分動作を行う。
において、第１図と異つているところは、積分回路９の
代りにリセツト付積分回路42を設けるとともに、周波数
−電圧変換器43、比較回路44を追加した点である。エン
コーダ６からの出力パルスＰは周波数−電圧変換回路43
によつてパルス周波数に比例した電圧に変換される。周
波数−電圧変換回路43の出力は比較回路44の入力とな
り、一定値と比較される。今、電動機速度Ｎが極めて低
い場合には、周波数−電圧変換回路43の出力は小さくな
り、比較回路44の出力は“0"レベルとなる。一方、電動
機速度Ｎが高い時には比較回路44の出力は“1"レベルと
なる。比較回路44の出力は積分回路42にリセツト信号と
して加えられており、“0"レベルのときは積分回路42を
リセツトする。一方、比較回路44の出力が、“1"レベル
のとき積分回路42は通常の積分動作を行う。
このように、電動機速度が低い時には積分回路42をリ
セツトしておくことによつて、低速時における負荷トル
ク推定装置の誤つた推定を行うことを防止できる。
セツトしておくことによつて、低速時における負荷トル
ク推定装置の誤つた推定を行うことを防止できる。
以上、本発明によれば、フィルタを除く負荷トルク推
定装置を構成する各回路，手段で形成されるループの信
号（P,PW,QW,RW）を直流量でなく、電動機の回転子の位
置パルス毎に変化するパルス量で扱うことから、速度検
出器としてディジタル式位置検出器を用いても、位置パ
ルス毎に負荷トルクを推定する入力信号までのループの
応答を速くすることができ、たとえ負荷トルクを推定す
るパルス量の入力信号にフィルタを掛けて得られる負荷
トルク推定値であっても、速い負荷トルク変動に対して
高速に推定できるという効果を有する。
定装置を構成する各回路，手段で形成されるループの信
号（P,PW,QW,RW）を直流量でなく、電動機の回転子の位
置パルス毎に変化するパルス量で扱うことから、速度検
出器としてディジタル式位置検出器を用いても、位置パ
ルス毎に負荷トルクを推定する入力信号までのループの
応答を速くすることができ、たとえ負荷トルクを推定す
るパルス量の入力信号にフィルタを掛けて得られる負荷
トルク推定値であっても、速い負荷トルク変動に対して
高速に推定できるという効果を有する。
なお、上述の実施例では変動機の発生トルクを、界磁
磁束一定の直流電動機の電動機電流が電動機の発生する
トルクに比例することから、電動機電流によつて求めて
いるが、界磁が変化する場合には界磁電流との積から、
また交流電動機の場合には各相に流れる電流を演算する
ことによつて電動機の発生するトルクとしても本発明が
適用である。
磁束一定の直流電動機の電動機電流が電動機の発生する
トルクに比例することから、電動機電流によつて求めて
いるが、界磁が変化する場合には界磁電流との積から、
また交流電動機の場合には各相に流れる電流を演算する
ことによつて電動機の発生するトルクとしても本発明が
適用である。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２〜４図は
動作説明用波形図、第５図は本発明の他の実施例を示す
構成図、第６図は第５図の動作を説明するための動作波
形図、第７図，第８図はそれぞれ本発明の他の実施例を
示す構成図である。 ５……電流検出器、６……エンコーダ、７……負荷トル
ク推定装置、８……トルク検出回路、９……積分回路、
10……単安定回路、11……電圧変換回路、12……係数回
路、13……フイルタ。
動作説明用波形図、第５図は本発明の他の実施例を示す
構成図、第６図は第５図の動作を説明するための動作波
形図、第７図，第８図はそれぞれ本発明の他の実施例を
示す構成図である。 ５……電流検出器、６……エンコーダ、７……負荷トル
ク推定装置、８……トルク検出回路、９……積分回路、
10……単安定回路、11……電圧変換回路、12……係数回
路、13……フイルタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−86492（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−6083（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−117478（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−171464（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】負荷を駆動する電動機の回転子が一定量だ
け回転する毎に位置パルス（Ｐ）を発生するディジタル
式位置検出器（６）と、 前記電動機に流れる電動機電流（im）を検出する電流検
出手段（５）と、 該電流検出手段で検出した電動機電流によって前記電動
機の発生トルクを求めそれに応じた発生トルク検出信号
（τｍ）を出力する電動機トルク検出手段（８）と、 前記位置パルスが入力される毎に前記電動機の速度推定
値（）に反比例した幅を持つ方形波信号（PW）を発生
する単安定回路（10）と、 該単安定回路からの方形波信号を入力し、前記位置パル
ス間を一周期として該方形波信号の幅に応じた期間だけ
正極性の電圧信号（QW（Ａ））を出力し、残りの期間に
負極性の電圧信号（QW（−Ａ））を出力する電圧変換回
路（11）と、 該電圧変換回路からの正負極性の電圧信号（QW）と前記
電動機トルク検出手段からの発生トルク検出信号
（τｍ）との差（RW）をとり、その値（RW）を積分して
前記速度推定値（）を推定する速度推定手段（９）
と、 前記電圧変換回路の出力する正負極性の電圧信号（QW）
を平均値化して前記負荷の負荷トルク推定値 を検出するフィルタ（13）と を具備してなる電動機の負荷トルク推定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60258559A JP2585518B2 (ja) | 1985-11-20 | 1985-11-20 | 電動機の負荷トルク推定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60258559A JP2585518B2 (ja) | 1985-11-20 | 1985-11-20 | 電動機の負荷トルク推定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62123976A JPS62123976A (ja) | 1987-06-05 |
| JP2585518B2 true JP2585518B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=17321908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60258559A Expired - Lifetime JP2585518B2 (ja) | 1985-11-20 | 1985-11-20 | 電動機の負荷トルク推定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2585518B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5986492A (ja) * | 1982-11-10 | 1984-05-18 | Fuji Electric Co Ltd | 電動機の速度制御装置 |
-
1985
- 1985-11-20 JP JP60258559A patent/JP2585518B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62123976A (ja) | 1987-06-05 |
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