JP2570734B2

JP2570734B2 - 波形歪検出方式及び受信装置

Info

Publication number: JP2570734B2
Application number: JP62094038A
Authority: JP
Inventors: 茂広伊藤
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1987-04-16
Filing date: 1987-04-16
Publication date: 1997-01-16
Anticipated expiration: 2012-01-16
Also published as: JPS63260278A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、テレビジョン映像信号を取扱う分野に利用
され、具体的にはゴーストキャンセラ，波形等化器，ゴ
ースト測定器等に使用できる波形歪検出方式に関する。

（従来の技術）本発明は、波形歪除去装置等に使用される基準信号に
係るものであり、波形歪で最も代表的なものはテレビジ
ョン信号の伝送系で発生するゴーストであるから、以下
の説明はゴーストキャンセラに関連づけて説明する。波
形等化器についても同様の考え方ができるので波形歪除
去方式の一般的な説明をすることにする。

第４図は従来のゴーストキャンセラの構成図である。
同図に基ずき従来の波形歪検出方式について説明する。
ゴーストキャンセラは機能別に大きく分けるとフィルタ
ー部1,基準信号抽出回路2,重み付け制御回路３の３つに
分けられる。

フィルター部１は縦続接続されたタップ付遅延回路と
それぞれのタップに重み付けをして合成するトランスバ
ーサルフィルタ（いずれも図示せず）を非巡回型又は巡
回型で構成するが一般的にはその混合型で構成される。
その特性を入力ラインl₁に対する出力ラインl₂の伝達関
数Ｈ（ｆ）で表わすと、但し、Ｔ＝タップ遅延回路の単位遅延時間、 an,bm＝重み付け値、ｆ＝周波数、のようになる。このＨ（ｆ）によって波形歪によって発
生する周波数特性の歪を修正することができる。この時
の重み付け値an,bmの値を制御するのが重み付け制御回
路３であり、映像信号の中から重み付けのための情報を
抽出するのが基準信号抽出回路２である。

ゴーストの検出にはできるだけ幅の狭いパルスが適し
ており、従来は垂直同期信号の前縁部を微分したものが
用いられていたが、近年ゴースト障害対策の重要性が叫
ばれるようになり、幾くつかの波形が用いられるように
なってきている。その中の１つで第５図（ａ）に示すの
はランダム・パルス列と呼ばれる信号であり、振幅が一
定でパルス幅がランダムになっている信号が一水平走査
期間に重畳されている例である。因みに、（疑似）ラン
ダム・パルス（信号）列とは振幅一定でパルス幅，パル
ス周期がランダムになっている波形である。

第４図の入力ラインl₁に第５図（ａ）に示す信号が加
えられるとゴースト等の波形歪が存在しない場合は、出
力ラインのl₂にそのままの信号が取り出される。次にラ
インl₂の信号は基準信号抽出回路２に加えられる。ここ
ではまず同図（ａ）に示す信号の水平同期信号の平坦部
をクランプし、次にランダムパルス列の部分を加算平均
してその直流分を抽出しこの直流分を基準電位としてコ
ンパレータ等によりランダム・パルス列から理想的な矩
形パルス列S₀を作り出す。一方、直流分を取り除きラン
ダム・パルス列の部分を抜き取り（第５図（ｂ））、矩
形パルス列S₀との間の相互相関演算を行う。この相互相
関演算によって、第５図（ｂ）の波形は同図（ｃ）のよ
うなパルス信号に変換される。第６図は第５図（ｃ）に
示すパルス信号の特性の１例を表わした図であり、この
パルス信号は4.2MHzまでの映像信号の周波数帯域成分を
含んでいる。このパルス信号を基準信号とし、これを含
む時間巾T₀の区間内における波形歪を検出する。第５図
（ｄ）は同図（ｃ）に示すパルス信号の波形歪を検出す
る際の図であり、時間τ_０だけ遅れた位置にピーク値ａ
（＜1,但し、基準信号のピーク値を1.0とした時）のゴ
ーストが検出される例である。この情報は重み付け制御
回路３に転送され、重み付け位置，重み付けの量が計算
されて上記（１）式における重み付け定数an,bmの値が
修正され設定される。

このように基準信号抽出回路２における波形変換，歪
検出，そして重み付け制御回路３の重み付け値の演算修
正、上記（１）式等で代表されるフィルタリング処理は
周期的に存在する第５図（ａ）の波形を検出する毎に繰
り返され徐々にゴースト等の波形歪を軽減するような動
作をしている。

重み付け制御回路３は相関演算等を行なうため一般に
は基準信号抽出回路２の機能を一部取込みCPU等を中心
に構成されソフトウェアで構成されることが多いが、処
理時間等で問題がある場合は更に数値演算プロセッサー
又はハードウェアを併用することもある。

なお、第５図（ａ）に示すランダム・パルス列は一定
周期例えば１フレーム毎に配置され、かつそのたび毎に
ランダムパルス列の配列が変わるようになされている。

（発明が解決しようとする問題点）上述した第４図〜第６図を用いて説明した従来の波形
歪検出方式の問題点はランダム・パルス列のDC（直流）
分の処理及びその使い方にある。即ち、一般に映像信号
処理系ではサグ等の低域歪はさけられない問題であり、
その対策のために設けられるクランプ回路もゴースト等
が水平同期信号に影響を与えるような数μＳの遅延時間
のものであるとサグ等を完全には吸収できなくなること
がある。波形にキズを残さないようにソフトにクランプ
させるのが普通であるため条件が更に悪くなる。又ゴー
ストが混入するとAGC動作もかなり悪化するためサグを
助長するように働く。従って上記の第５図（ａ）に示す
ランダムパルス列のDC成分の電位は一般にある傾斜をも
っていると判断するのが普通であり、従来例の説明で述
べたような加算平均によるDC電位の検出及びコンパレー
タへの比較基準電位の設定による第５図（ｂ）に示すよ
うなランダム・パルス列の抽出及びその理想的な矩形パ
ルス列S₀への変換は不完全にならざるをえなかった。

従って第５図（ｃ）及び同図（ｄ）に示すような基準
信号及びゴースト等の波形歪を含む基準信号部は本来必
要な情報以外の不要な情報も含まれてしまい、当然なが
ら波形歪の軽減，除去の動作も不完全にならざるをえ
ず、最悪の場合はフィルター部１の動作が発散してしま
うという問題点が起っていた。

（問題点を解決するための手段）上述した問題点を解決するために、本発明は波形歪検
出方式を、入来する映像信号の第１の水平走査期間に映
像信号周波数帯域の全ての周波数成分を包含する疑似ラ
ンダムパルス信号列を前記映像信号に重畳し、前記第１
の水平走査期間から偶数個の水平走査期間隔てた第２の
水平走査期間に前記疑似ランダムパルス信号列の直流成
分を相殺すべきセットアップパルス信号を前記映像信号
に重畳した映像信号を送出する信号形成手段と、この信
号形成手段から供給される映像信号中の前記第１及び前
記第２の水平走査期間の信号を演算して水平同期信号及
びバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得た再生
疑似ランダムパルス信号列である第１の信号列を抽出す
る信号抽出手段とを備えた構成とした。

（実施例）第１図は本発明になる波形歪検出方式の映像信号送出
側の一実施例構成図、第２図は本発明の受信側の一実施
例構成図、第３図は第１図，第２図に示すものの動作説
明用の波形図である。前述したものと同一構成部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。

まず、第１図と第３図を用いて波形送出側の説明をす
る。第３図（ａ）は第５図（ａ）に示す信号と全く同じ
波形の信号であり、映像信号中の一水平走査期間に振幅
一定でパルス幅がランダムなランダムパルス列が挿入さ
れている例を模式的に示した図である。この信号をＳ
（ｔ）とする。第３図（ａ）でバースト信号の上の及
びの記号は相対的な色副搬送波の位相，極性を表わし
たものであり、に対しては180゜の位相、即ち極性
が反転していることを表わしている。

第３図（ｂ）は同図（ａ）に示す信号から2mH（但
し、ｍは０以外の整数値,Hは水平走査時間）の時間、即
ち、偶数Ｈ離れた水平走査期間に同図（ａ）のランダム
・パルス列の直流分に相当する幅の広いパルス即ち補助
用のセットアップパルス信号が重畳された例を模式的に
示したものである。この信号のもう１つの特徴は同図
（ａ）に示す信号との相対的な位置関係からバースト信
号の極性及び振幅が同図（ａ）に示す信号と全く同じも
のであるという点にある。勿論水平同期信号の波形も同
じ形をしている。第３図（ｂ）の信号波形をＳ（ｔ−2m
H）とする。

この信号の具体的な形式法の一実施例を第１図に示
す。同図でラインl₃にはブランキングレベル即ち無信号
の走査期間をもつ映像信号が加えられる。ラインl₄には
ランダムパルス列（直流分込）が加えられる。ラインl₅
にはランダム・パルス列の直流分に相当するセットアッ
プ・パルス信号が加えられる。ラインl₄及びラインl₅の
信号はそれぞれ前述した第６図に示すような適当なロー
ルオフ特性をもつ２つの低域濾波器（LPF）5,6にそれぞ
れ加えられた後、低域濾波されてラインl₆及びラインl₇
から取り出され、スイッチ回路７に加えられる。スイッ
チ回路７はラインl₈に対して第３図（ａ）の波形を作り
出す時はラインl₆を選択し、そして同図（ｂ）の波形を
作り出す時はラインl₇を選択接続し、他の水平走査期間
の場合は信号を送らないように動作される。

加算回路４はラインl₃とラインl₈の信号を加算器４で
加算合成する。かくてラインl₉には第３図（ａ）あるい
は同図（ｂ）に示す波形が得られる。加算回路４、低域
濾波器5,6、スイッチ回路７は信号形成手段を形成して
いる。

以上説明したのが、映像信号送出側、例えば、放送局
側の処理である。

次に第２図と第３図を用いて波形受信側の説明をす
る。

波形受信側における波形歪除去装置（ゴーストキャン
セル）の例は従来例の説明で使用した第４図と同様のシ
ステム構成をとるが基準信号抽出回路２の構成は従来例
と異なっている。第２図がそれを具体化した一実施例で
ある。

第２図において、2mH遅延回路８、減算器９、スイッ
チ回路10から信号抽出手段が形成され、また比較器12、
低域濾波器13から信号再生手段が形成され、さらに相関
器11、累積加算器14から基準信号抽出手段が形成されて
おり、ラインl₁₀の入力ラインには第３図（ａ）（又は
同図（ｂ））のような映像信号が加えられる。この信号
は偶数Ｈ（2mH,mは０を含まない整数、Ｈは水平走査期
間）の遅延を与える2mH遅延回路8,減算器９及び比較器1
2に加えられる。2mH遅延回路８の出力信号をＳ（ｔ）、
そしてラインl₁₀上の信号をＳ（ｔ−2mH）とした時、そ
れぞれの映像信号の波形は第３図（ａ）及び同図（ｂ）
のようになる。

減算器９は第３図（ａ）のＳ（ｔ）から同図（ｂ）の
Ｓ（ｔ−2mH）を減算処理をする。その結果得られる波
形は同図（ｃ）のように同図（ａ）のランダムパルス列
の部分の直流成分が取り除かれた波形となる。水平同期
信号及びバースト信号も同図（ａ）及び同図（ｂ）では
同一の極性，振幅であるため相殺され消えてしまう。水
平周期毎に存在するサグのような低域歪も相殺されて消
えてしまい、重畳されているランダム・パルス列がその
まま抽出されることになる。このように水平同期信号及
びバースト信号が相殺された分だけゴースト即ち波形歪
の検出範囲が広がったこと、及びサグ等の低域歪分を含
めて直流成分を除去したランダム・パルス列が得られる
ことが本発明の特徴になっている。

スイッチ回路10は減算器９からの信号第３図（ｃ）か
ら必要な時間幅の信号を抜き取る働きをしている。抜き
取る時間幅T₁は従来のもの（第５図（ｃ）及び同図
（ｄ）に示すT₀）よりもかなり広い時間幅になってい
る。これが本発明の効果である。

比較器12は第３図（ｂ）に示す信号のセットアップパ
ルス信号が存在する期間T₂において、ラインl₁₀上のＳ
（ｔ−2mH）（同図（ｂ））のセットアップレベルに比
較して、2mH遅延回路８からの信号Ｓ（ｔ）のランダム
・パルスの電位が大きいか小さいかを判別して映像信号
送出側における理想的な矩形波状のランダム・パルス列
を再生する働きをしている。この比較器12の出力は低域
濾波器（LPF）13に加えられるが、低域濾波器13は第１
図に示す低域濾波器5,6とほぼ同等の特性（第６図）を
持つ低域濾波器であり、送出側とほぼ同等のランダムパ
ルス列を再生する働きをしている（第３図（ｄ）はその
出力波形）。

スイッチ回路10及び低域濾波器13の出力信号をそれぞ
れＲ（ｔ）及びR₀（ｔ）とする時、相関器11においてＲ
（ｔ）とR₀（ｔ）の相互相関関数ｘ（ｔ）が計算処理さ
れる。

これを式で書くと、但し、ｔはラグ・タイム,T₁はランダム・パルス列抽
出時間幅、のように表わされるが、実際には遅延回路と乗算器と累
積加算器と入力データ及び出力データ用のバッファメモ
リー等で構成でき、その実現は容易である。なお時間補
正のための遅延時間等は説明の便宜上省略してある（他
の説明も同様）。上記（２）式で与えられる相互相関関
数ｘ（ｔ）はランダム・パルス列のビットレートと付加
される低域濾波器13の特性で決まる巾の狭いパルスｄ
（ｔ）（基準信号）とＲ（ｔ）及びR₀（ｔ）が水平走査
期間内という限られたランダム・パルス列しか含まない
ことが原因の残留雑音成分ｎ（ｔ）とからなっており、
次式、ｘ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ′）（３）但し、ｄ（ｔ）は基準信号、ｎ（ｔ）は残留雑音、で表わされる。この相関器11の出力は次の累積加算器14
に加えられる。

累積加算器14は上記（３）式における雑音成分ｎ
（ｔ）を、周期的には致来するｘ（ｔ）を加算平均する
ことによって軽減，抑圧する働きをしている。回路的に
は加算器とメモリーと若干の付加回路で実現できる。か
くして得られる累積加算器14の出力は上記（３）式にお
けるｎ（ｔ）を省略した次式ｙ（ｔ）＝ｄ（ｔ）（４）で表わされる。第３図（ｅ）はこれを模式的に表わした
ものである。同図において基準信号ｄ（ｔ）を中心に広
がる巾T₁の期間が波形歪，即ちゴーストの検出可能範囲
として使用できることになる。このｄ（ｔ）は映像信号
の周波数帯域（4.2MHzまで）の周波数成分を十分に含む
ような巾の狭いパルスに設定されているため波形歪，ゴ
ーストの検出には有効に活用することができる。

出力ラインl₂上に得られる第３図（ｅ）の波形は波形
歪，ゴーストが含まれていないが、次にゴーストが存在
する場合について説明する。

一例として映像信号中に遅延時間がτ_０で振幅比率
（基準信号に対するゴーストの振幅比率）ａ（＜１）の
同相ゴーストが加わった例について考えると、Ｒ（ｔ）
は第３図（ｆ）のように元のランダム・パルス列とゴー
ストのランダム・パルス列が重畳された波形であるが、
R₀（ｔ）は同図（ｇ）のようにゴーストのない同図
（ｄ）と同様の波形がえられる。R₀（ｔ）がゴーストの
影響を受けないのは第３図（ｂ）におけるセット・アッ
プパルスと比較器12の効果であり、本発明ま特徴の１つ
である。かくして得られるラインl₁₁における出力信号
ｙ（ｔ）は次式ｙ（ｔ）＝ｄ（ｔ）＋ｕ（ｔ）（５）但し、ｕ（ｔ）はｄ（ｔ）のゴーストで与えられるようにゴースト成分ｕ（ｔ）を含んでお
り、第３図（ｈ）のように表わされる。この波形ｙ
（ｔ）から時間幅T₁の基準信号部をぬき取り、基準信号
ｄ（ｔ）に対するゴーストｄ（ｔ）の遅延時間
（τ_０），振幅比率（ａ）等の検出をすることができ
る。一般的にはゴーストｕ（ｔ）の波形の中には遅延時
間，振幅，位相等のゴーストキャンセラーに必要な情報
が全て含まれている。

このように従来（T₀）に比較して広い時間帯（T₁）に
ついてゴースト情報が検出できるということはそれだけ
ゴーストキャンセラーの処理能力が向上することにもつ
ながるため工業上有効，有益な特徴を本発明はもってい
るということになる。

このように、精度良く抽出された基準信号及びゴース
ト等の波形歪の情報は第４図における重み付け制御回路
３に伝送され、必要な重み付け値が計算され、フィルタ
ー部１の重み付けの値（上記（１）式のan,bm）が修正
されて設定される。

かくして一定周期例えば、１フレーム毎に検出される
上記（４）式のｙ（ｔ）を用いて逐次にゴースト軽減処
理を行なうことができる。そして従来例に比較して一段
と除去性能を向上させることができる。

（発明の効果）上述したように本発明になる波形歪検出方式及び受信
装置は、次の効果を有する。

（１）映像信号の送出側において第１の信号とその直流
成分相殺用の第２の信号とを、互いに偶数Ｈ離れた映像
信号中に重畳してあるので、受信側の処理系が、比較的
容易な手段で安定した確実な処理動作を行うことができ
る。

（２）ランダムパルス列及びセットアップパルス信号
が重畳されている映像信号間の演算処理によりサグ等の
低域歪成分を除去したランダム・パルス列が抽出でき、
水平同期信号及びバースト信号が相殺されて消えるた
め、ゴーストなどの波形歪検出のための時間巾が従来よ
り大幅に（20μＳ以上）広がり、そのためゴーストキャ
ンセラー等の処理能力を向上することができる。

（３）セットアップパルス信号を比較基準電位として
用いることによりランダムパルス列を矩形パルス列に変
換した後、適当な低域濾波器を通すことにより波形歪成
分を取り除いた本来のランダムパルス列を抽出できるこ
と、及びこのランダムパルス列と上記（２）で述べた波
形歪情報を含むランダム・パルス列との相互相関演算処
理及びその累積加算（加算平均）処理により、映像信号
の周波数帯域成分を十分に含んだ幅の狭いパルス即ち基
準信号及びその波形歪（例えばゴースト）を精度良く検
出できること、又、ランダムパルス列から相関演算によ
って基準信号部を抽出するため映像信号中に含まれる雑
音等に対するSN（信号対雑音比）が良い。

（４）上記（３）のSNが良好なことに関連し、映像信
号を標本化して処理する場合にありがちなクロック信号
（標本化パルス）のジッター変動等の影響及びそれによ
って発生するおそれのある水平同期信号及びバースト信
号の相殺不完全さによる多少の消え残り等も上記（３）
に述べたランダムパルス列の一連の相関演算の中でまる
められほとんど無視できるオーダにまで軽減できるこ
と、などゴーストキャンセラー，波形歪除去装置等における
波形歪検出能力を大幅に向上することができる。勿論ゴ
ースト測定等に応用することも可能である。

（５）特許請求の範囲５〜８に記載の各受信装置は、そ
れぞれ伝送系の波形歪を正確に検出できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の波形送出側の一実施例構成図、第２図
は本発明の受信側の一実施例構成図、第３図は第１図及
び第２図の動作説明波形図、第４図は従来のゴーストキ
ャンセラの構成図、第５図及び第６図は従来のゴースト
キャンセラの動作説明波形図である。１……フィルター部、２……基準信号抽出回路、３……重み付け検出回路（波形歪検出手段）、４……加算器、5,6,13……低域濾波器（LPF）、 7,10……スイッチ回路、８……2mH遅延回路、９……減算器、11……相関器、12……比較器、 14……累積加算器、Ｒ（ｔ）……第１の信号列、 R₀（ｔ）……第２の信号列。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、送信側に、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する疑似ランダムパ
ルス信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間から偶数
個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記疑似
ランダムパルス信号列の直流成分を相殺すべきセットア
ップパルス信号を重畳した映像信号を送出する信号形成
手段と、受信側に、映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号間で差を求める演算を行い水平同期信号及
びカラーバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得
た再生疑似ランダムパルス信号列である第１の信号列を
抽出する信号抽出手段とを備えたことを特徴とする波形
歪検出方式。
【請求項２】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、送信側に、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する疑似ランダムパ
ルス信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間から偶数
個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記疑似
ランダムパルス信号列の直流成分を相殺すべきセットア
ップパルス信号を重畳した映像信号を送出する信号形成
手段と、受信側に、映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号間で差を求める演算を行い水平同期信号及
びカラーバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得
た再生疑似ランダムパルス信号列である第１の信号列を
抽出する信号抽出手段と、映像信号中の前記第２の水平
走査期間のセットアップパルス信号を直流基準値とし、
この直流基準値と前記第１の水平走査期間の信号との比
較を行い、前記信号形成手段における疑似ランダムパル
ス信号列の振幅成分と略同一波形の振幅成分を得、この
振幅成分を低域濾波し、前記信号形成手段における疑似
ランダムパルス信号列と略同等の再生疑似ランダムパル
ス信号列である第２の信号列を再生する信号再生手段と
を備えたことを特徴とする波形歪検出方式。
【請求項３】テレビジョン映像信号の波形歪除去などに
用いる波形歪検出方式において、送信側に、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周
波数帯域の全ての周波数成分を包含する疑似ランダムパ
ルス信号列を重畳し、前記第１の水平走査期間から偶数
個の水平走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記疑似
ランダムパルス信号列の直流成分を相殺すべきセットア
ップパルス信号を重畳した映像信号を送出する信号形成
手段と、受信側に、映像信号中の前記第１及び前記第２の水平走
査期間の信号間で差を求める演算を行い水平同期信号及
びカラーバースト信号を除去し、直流成分を相殺して得
た再生疑似ランダムパルス信号列である第１の信号列を
抽出する信号抽出手段と、映像信号中の前記第２の水平
走査期間のセットアップパルス信号を直流基準値とし、
この直流基準値と前記第１の水平走査期間の信号との比
較を行い、前記信号形成手段における疑似ランダムパル
ス信号列の振幅成分と略同一波形の振幅成分を得、この
振幅成分を低域濾波し、前記信号形成手段における疑似
ランダムパルス信号列と略同等の再生疑似ランダムパル
ス信号列である第２の信号列を再生する信号再生手段
と、前記信号抽出手段で抽出された前記第１の信号列及
び前記信号再生手段で再生された前記第２の信号列の相
関演算加算平均化処理により映像信号周波数帯域の全て
の周波数帯域を包含する基準信号を抽出する基準信号抽
出手段と、この基準信号抽出手段において同時に検出さ
れる映像信号の波形歪を前記基準信号の波形を基準にし
て検出する波形歪検出手段とを備えたことを特徴とする
波形歪検出方式。
【請求項４】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
全ての周波数成分を包含する疑似ランダムパルス信号列
を重畳され、前記第１の水平走査期間から偶数個の水平
走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記疑似ランダム
パルス信号列の直流成分を相殺すべきセットアップパル
ス信号が重畳された伝送テレビジョン映像信号が供給さ
れて、前記第１及び前記第２の水平走査期間の信号間で差を求
める演算を行い水平同期信号及びカラーバースト信号を
除去し、直流成分を相殺して得た再生疑似ランダムパル
ス信号列である第１の信号列を抽出する信号抽出手段を
設けたことを特徴とする受信装置。
【請求項５】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
全ての周波数成分を包含する疑似ランダムパルス信号列
が重畳され、前記第１の水平走査期間から偶数個の水平
走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記疑似ランダム
パルス信号列の直流成分を相殺すべきセットアップパル
ス信号が重畳された伝送テレビジョン映像信号が供給さ
れて、前記第１及び前記第２の水平走査期間の信号間で差を求
める演算を行い水平同期信号及びカラーバースト信号を
除去し、直流成分を相殺して得た再生疑似ランダムパル
ス信号列である第１の信号列を抽出する信号抽出手段
と、映像信号中の前記第２の水平走査期間のセットアッ
プパルス信号を直流基準値とし、この直流基準値と前記
第１の水平走査期間の信号との比較を行い、前記信号形
成手段における疑似ランダムパルス信号列の振幅成分と
略同一波形の振幅成分を得、この振幅成分を低域濾波
し、前記疑似ランダムパルス信号列と略同等の再生疑似
ランダムパルス信号列である第２の信号列を再生する信
号再生手段とを設けたことを特徴とする受信装置。
【請求項６】テレビジョン映像信号の受信装置におい
て、映像信号の第１の水平走査期間に映像信号周波数帯域の
全ての周波数成分を包含する疑似ランダムパルス信号列
を重畳され、前記第１の水平走査期間から偶数個の水平
走査期間隔てた第２の水平走査期間に前記疑似ランダム
パルス信号列の直流成分を相殺すべきセットアップパル
ス信号が重畳された伝送テレビジョン映像信号が供給さ
れて、前記第１及び前記第２の水平走査期間の信号間で差を求
める演算を行い水平同期信号及びカラーバースト信号を
除去し、直流成分を相殺して得た再生疑似ランダムパル
ス信号列である第１の信号列を抽出する信号抽出手段
と、映像信号中の前記第２の水平走査期間のセットアッ
プパルス信号を直流基準値とし、この直流基準値と前記
第１の水平走査期間の信号との比較を行い、前記信号形
成手段における疑似ランダムパルス信号列の振幅成分と
略同一波形の振幅成分を得、この振幅成分を低域濾波
し、前記疑似ランダムパルス信号列と略同等の再生疑似
ランダムパルス信号列である第２の信号列を再生する信
号再生手段と、前記信号抽出手段で抽出された前記第１
の信号列及び前記信号再生手段で再生された前記第２の
信号列の相関演算加算平均化処理により映像信号周波数
帯域の全ての周波数帯域を包含する基準信号を抽出する
基準信号抽出手段と、この基準信号抽出手段において同
時に検出される映像信号の波形歪を前記基準信号の波形
を基準にして検出する波形歪検出手段とを設けたことを
特徴とする受信装置。