JP2561352Y2 - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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- JP2561352Y2 JP2561352Y2 JP1990130549U JP13054990U JP2561352Y2 JP 2561352 Y2 JP2561352 Y2 JP 2561352Y2 JP 1990130549 U JP1990130549 U JP 1990130549U JP 13054990 U JP13054990 U JP 13054990U JP 2561352 Y2 JP2561352 Y2 JP 2561352Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は直流を交流に変換する高周波型インバータ回
路に関する。
路に関する。
直流電圧をパルス幅変調により交流全波整流電圧に変
換するためパルス幅制御信号を出力するパルス幅制御手
段（８）と、このパルス幅制御手段（８）の出力信号
（8a）と上記交流全波整流電圧に同期した信号（12b,12
c）に基づき直流電源（11）をスイッチングし、互いの
位相のずれた交流半波整流電圧に変換する第１及び第２
のスイッチング手段（2a）及び（2b）と、第１のスイッ
チング手段（2a）からの交流半波整流電圧を昇降圧して
該電圧と同極性の出力電圧を得る第１の昇降圧手段（3
a）と、第２のスイッチング手段（2b）からの交流半波
整流電圧を昇降圧して該電圧と逆極性の出力電圧を得る
第２の昇降圧手段（3b）と、上記第１および第２の昇降
圧手段（3a）及び（3b）からの互いに逆極性で位相のず
れた出力電圧をそれぞれ整流する第１および第２の整流
手段と、この第１および第２の整流手段（7a）及び（7
b）からの互いに逆極性で位相のずれた整流出力電圧を
それぞれフィルタする第１および第２の濾波手段（5a）
及び（5b）と、この第１の濾波手段（5a）からの濾波出
力電圧で自己バイアスされることにより該濾波出力電圧
が所定値以上のときオンする第３のスイッチング手段
（14a）と、上記第２の濾波手段（5b）からの濾波出力
電圧で自己バイアスされることにより該濾波出力電圧が
所定値以上のときオンする第４のスイッチング手段（14
b）と、第３及び第４のスイッチング手段（14a）及び
（14b）の出力電圧を合成する合成手段C3とを具備し、
この合成手段C3に正弦波交流出力電圧を得ることを特徴
とするインバータ回路。
換するためパルス幅制御信号を出力するパルス幅制御手
段（８）と、このパルス幅制御手段（８）の出力信号
（8a）と上記交流全波整流電圧に同期した信号（12b,12
c）に基づき直流電源（11）をスイッチングし、互いの
位相のずれた交流半波整流電圧に変換する第１及び第２
のスイッチング手段（2a）及び（2b）と、第１のスイッ
チング手段（2a）からの交流半波整流電圧を昇降圧して
該電圧と同極性の出力電圧を得る第１の昇降圧手段（3
a）と、第２のスイッチング手段（2b）からの交流半波
整流電圧を昇降圧して該電圧と逆極性の出力電圧を得る
第２の昇降圧手段（3b）と、上記第１および第２の昇降
圧手段（3a）及び（3b）からの互いに逆極性で位相のず
れた出力電圧をそれぞれ整流する第１および第２の整流
手段と、この第１および第２の整流手段（7a）及び（7
b）からの互いに逆極性で位相のずれた整流出力電圧を
それぞれフィルタする第１および第２の濾波手段（5a）
及び（5b）と、この第１の濾波手段（5a）からの濾波出
力電圧で自己バイアスされることにより該濾波出力電圧
が所定値以上のときオンする第３のスイッチング手段
（14a）と、上記第２の濾波手段（5b）からの濾波出力
電圧で自己バイアスされることにより該濾波出力電圧が
所定値以上のときオンする第４のスイッチング手段（14
b）と、第３及び第４のスイッチング手段（14a）及び
（14b）の出力電圧を合成する合成手段C3とを具備し、
この合成手段C3に正弦波交流出力電圧を得ることを特徴
とするインバータ回路。
従来から直流を交流に変換するインバータ回路として
は種々の回路が提案されている。第４図は直流から50Hz
〜400Hz程度の商用周波数に近い交流を得るための従来
のインバータ回路を示すものである。
は種々の回路が提案されている。第４図は直流から50Hz
〜400Hz程度の商用周波数に近い交流を得るための従来
のインバータ回路を示すものである。
第４図に於いて、入力端子T1，T2間には直流電圧Vin
が供給され、出力端子T3，T4間には50〜100Hz程度の周
波数を有する交流信号Voutが出力される。先ず入力端子
T1，T2間に供給された直流電圧Vinはフィルタ回路
（１）に供給されて直流電圧Vin中に含まれる不用な交
流成分を濾波する。フィルタ回路（１）の一方の出力端
子はスイッチング用トランジスタ（2a）（2b）のエミッ
タに接続され、他方の出力端子は昇降圧用のトランス
（３）の直列に接続された２つの１次巻線の中点に接続
される。スイッチング用トランジスタ（2a）（2b）のコ
レクタはトランス（３）の直列に接続された２つの１次
巻線の巻終りと巻始めに接続され、発振回路（３）の出
力端はスイッチング用トランジスタ（2a）（2b）のベー
スに接続されて、フィルタ回路（１）からの直流電圧を
発振回路（３）の周波数でスイッチングする。トランス
（３）の二次側に取り出されたスイッチング信号（４）
はフィルタ回路（５）で濾波され周波数50〜100Hz程度
の交流信号（６）として出力端子T3，T4に出力電圧Vout
として出力される。この様な構成のインバータ回路では
商用周波数を伝達する昇降圧用のトランスの重量は大き
く、フィルタ回路（５）も損失が大きくなって、全体的
な能率は60％程度にとどまる問題があり、能率の改善や
トランスの重量増大を抑える方法として第５図に示す如
き高周波型インバータ回路も提案されている。
が供給され、出力端子T3，T4間には50〜100Hz程度の周
波数を有する交流信号Voutが出力される。先ず入力端子
T1，T2間に供給された直流電圧Vinはフィルタ回路
（１）に供給されて直流電圧Vin中に含まれる不用な交
流成分を濾波する。フィルタ回路（１）の一方の出力端
子はスイッチング用トランジスタ（2a）（2b）のエミッ
タに接続され、他方の出力端子は昇降圧用のトランス
（３）の直列に接続された２つの１次巻線の中点に接続
される。スイッチング用トランジスタ（2a）（2b）のコ
レクタはトランス（３）の直列に接続された２つの１次
巻線の巻終りと巻始めに接続され、発振回路（３）の出
力端はスイッチング用トランジスタ（2a）（2b）のベー
スに接続されて、フィルタ回路（１）からの直流電圧を
発振回路（３）の周波数でスイッチングする。トランス
（３）の二次側に取り出されたスイッチング信号（４）
はフィルタ回路（５）で濾波され周波数50〜100Hz程度
の交流信号（６）として出力端子T3，T4に出力電圧Vout
として出力される。この様な構成のインバータ回路では
商用周波数を伝達する昇降圧用のトランスの重量は大き
く、フィルタ回路（５）も損失が大きくなって、全体的
な能率は60％程度にとどまる問題があり、能率の改善や
トランスの重量増大を抑える方法として第５図に示す如
き高周波型インバータ回路も提案されている。
第５図で、第４図との対応部分には同一符号を付して
重複説明を省略するが、入力端子T1，T2に供給された直
流電圧はフィルタ回路（１）で濾波され、このフィルタ
回路（１）の出力はスイッチング用トランジスタ（２）
のエミッタ−コレクタを介して昇降圧用のトランス
（３）の１次側巻線（３）に供給される。スイッチング
トランジスタ（２）のベースにはPWM（パルス幅変調）
制御回路（８）からスイッチング信号が供給される。即
ち、正弦波基準電圧発振器（９）から50〜400Hzの基準
周波数f0の正弦波が出力されて、PWM制御回路（８）に
供給される。正弦波信号はRWM制御回路（８）に内蔵さ
れた発振周波数数百kHz〜1MHz（fS）のパルス発振器の
パルスにより変調され、スイッチング信号としてトラン
ジスタ（２）のベースに印加される。トランジスタ
（２）は、このスイッチング信号により駆動され、直流
電圧VinはPWMされてトランス（３）に印加され２次巻線
側に取出され、更に整流回路（７）で整流されたPWM信
号（10）はフィルタ回路（５）を介して交流信号を出力
端子T3，T4間にVoutを得ている。
重複説明を省略するが、入力端子T1，T2に供給された直
流電圧はフィルタ回路（１）で濾波され、このフィルタ
回路（１）の出力はスイッチング用トランジスタ（２）
のエミッタ−コレクタを介して昇降圧用のトランス
（３）の１次側巻線（３）に供給される。スイッチング
トランジスタ（２）のベースにはPWM（パルス幅変調）
制御回路（８）からスイッチング信号が供給される。即
ち、正弦波基準電圧発振器（９）から50〜400Hzの基準
周波数f0の正弦波が出力されて、PWM制御回路（８）に
供給される。正弦波信号はRWM制御回路（８）に内蔵さ
れた発振周波数数百kHz〜1MHz（fS）のパルス発振器の
パルスにより変調され、スイッチング信号としてトラン
ジスタ（２）のベースに印加される。トランジスタ
（２）は、このスイッチング信号により駆動され、直流
電圧VinはPWMされてトランス（３）に印加され２次巻線
側に取出され、更に整流回路（７）で整流されたPWM信
号（10）はフィルタ回路（５）を介して交流信号を出力
端子T3，T4間にVoutを得ている。
第５図の従来構成で示した高周波型インバータ回路に
よると例えば、PWM制御回路（８）のパルス発振器の発
振周波数はPWM制御回路（８）のスイッチング周波数fs
と等しく略1MHz程度に選択され直流−交流変換能率は向
上するが、トランス（３）の二次側に取り出される交流
信号の正方向及び負方向のインピーダンスが異なるため
に、波形歪が発生する等の問題があった。
よると例えば、PWM制御回路（８）のパルス発振器の発
振周波数はPWM制御回路（８）のスイッチング周波数fs
と等しく略1MHz程度に選択され直流−交流変換能率は向
上するが、トランス（３）の二次側に取り出される交流
信号の正方向及び負方向のインピーダンスが異なるため
に、波形歪が発生する等の問題があった。
本考案は上述の如き問題点を解決するために成された
もので、その目的とするところは、直流−交流変換効率
を高効率化し、交流信号のインピーダンスの差による波
形歪の生じない小型、軽量でインバータ用トランスの１
次側及び２次側が完全にアイソレーション可能な制御回
路を有するインバータ回路を提供しようとするものであ
る。
もので、その目的とするところは、直流−交流変換効率
を高効率化し、交流信号のインピーダンスの差による波
形歪の生じない小型、軽量でインバータ用トランスの１
次側及び２次側が完全にアイソレーション可能な制御回
路を有するインバータ回路を提供しようとするものであ
る。
本考案のインバータ回路はその例が第１図に示されて
いる様に、直流電圧をパルス幅変調により交流全波整流
電圧に変換するためパルス幅制御信号を出力するパルス
幅制御手段（８）と、このパルス幅制御手段（８）の出
力信号（8a）と上記交流全波整流電圧に同期した信号
（12b,12c）に基づき直流電源（11）をスイッチング
し、互いに位相のずれた交流半波整流電圧に変換する第
１及び第２のスイッチング手段（2a）及び（2b）と、第
１のスイッチング手段（2a）からの交流半波整流電圧を
昇降圧して該電圧と同極性の出力電圧を得る第１の昇降
圧手段（3a）と、第２のスイッチング手段（2b）からの
交流半波整流電圧を昇降圧して該電圧と逆極性の出力電
圧を得る第２の昇降圧手段（3b）と、上記第１および第
２の昇降圧手段（3a）及び（3b）からの互いに逆極性で
位相のずれた出力電圧をそれぞれ整流する第１および第
２の整流手段と、この第１および第２の整流手段（7a）
及び（7b）からの互いに逆極性で位相のずれた整流出力
電圧をそれぞれフィルタする第１および第２の濾波手段
と（5a）及び（5b）と、この第１の濾波手段（5a）から
の濾波出力電圧で自己バイアスされることにより該濾波
出力電圧が所定値以上のときオンする第３のスイッチン
グ手段（14a）と、上記第２の濾波手段（5b）からの濾
波出力電圧で自己バイアスされることにより該濾波出力
電圧が所定値以上のときオンする第４のスイッチング手
段（14b）と、第３及び第４のスイッチング手段（14a）
及び（14b）の出力電圧を合成する合成手段C3とを具備
し、この合成手段C3に正弦波交流出力電圧を得るように
成したものである。
いる様に、直流電圧をパルス幅変調により交流全波整流
電圧に変換するためパルス幅制御信号を出力するパルス
幅制御手段（８）と、このパルス幅制御手段（８）の出
力信号（8a）と上記交流全波整流電圧に同期した信号
（12b,12c）に基づき直流電源（11）をスイッチング
し、互いに位相のずれた交流半波整流電圧に変換する第
１及び第２のスイッチング手段（2a）及び（2b）と、第
１のスイッチング手段（2a）からの交流半波整流電圧を
昇降圧して該電圧と同極性の出力電圧を得る第１の昇降
圧手段（3a）と、第２のスイッチング手段（2b）からの
交流半波整流電圧を昇降圧して該電圧と逆極性の出力電
圧を得る第２の昇降圧手段（3b）と、上記第１および第
２の昇降圧手段（3a）及び（3b）からの互いに逆極性で
位相のずれた出力電圧をそれぞれ整流する第１および第
２の整流手段と、この第１および第２の整流手段（7a）
及び（7b）からの互いに逆極性で位相のずれた整流出力
電圧をそれぞれフィルタする第１および第２の濾波手段
と（5a）及び（5b）と、この第１の濾波手段（5a）から
の濾波出力電圧で自己バイアスされることにより該濾波
出力電圧が所定値以上のときオンする第３のスイッチン
グ手段（14a）と、上記第２の濾波手段（5b）からの濾
波出力電圧で自己バイアスされることにより該濾波出力
電圧が所定値以上のときオンする第４のスイッチング手
段（14b）と、第３及び第４のスイッチング手段（14a）
及び（14b）の出力電圧を合成する合成手段C3とを具備
し、この合成手段C3に正弦波交流出力電圧を得るように
成したものである。
本考案のインバータ回路は交流全波信号を発生させ
て、この交流全波信号をスイッチング周波数でPWMし、
２つのスイッチングトランジスタを駆動して得た第１及
び第２のスイッチング信号を整流した後に、更に合成し
て交流信号を得る様にしているので、交流信号が正方向
と負方向でインピーダンスが異なることがなく高能率化
され、トランスの１次側及び２次側が完全にアイソレー
ション可能な制御回路を有するインバータ回路が得られ
る。
て、この交流全波信号をスイッチング周波数でPWMし、
２つのスイッチングトランジスタを駆動して得た第１及
び第２のスイッチング信号を整流した後に、更に合成し
て交流信号を得る様にしているので、交流信号が正方向
と負方向でインピーダンスが異なることがなく高能率化
され、トランスの１次側及び２次側が完全にアイソレー
ション可能な制御回路を有するインバータ回路が得られ
る。
以下、本考案の高周波型インバータ回路を第１図乃至
第３図について詳記する。
第３図について詳記する。
第１図は本考案の高周波型インバータ回路の構成図で
あり、スイッチング用の電源を変形したもので直流から
周波数50〜400Hz程度の交流信号を得る様にしたもので
あり、第２図は動作波形図を第３図は本考案の他の実施
例を示すものである。尚、第４図及び第５図との対応部
分には同一符号を付して重複説明を省略する。
あり、スイッチング用の電源を変形したもので直流から
周波数50〜400Hz程度の交流信号を得る様にしたもので
あり、第２図は動作波形図を第３図は本考案の他の実施
例を示すものである。尚、第４図及び第５図との対応部
分には同一符号を付して重複説明を省略する。
第１図で直流電圧源（11）からの直流電圧Vinは入力
端子T1，T2間に供給される。入力端子T1，T2間にはフィ
ルタ回路（１）が接続され、フィルタ回路（１）の一端
は２個の昇降用のトランジスタ（3a）及び（3b）の一次
巻線の巻始め端に接続され、フィルタ回路（１）の他端
はスイッチング用のＮ型電界効果トランジスタ（2a）
（2b）のソースに接続され、これらトランジスタ（2a）
及び（2b）の夫々のドレインは２個のトランス（3a）及
び（3b）の一次巻線の巻終り端に接続され、ゲートは２
個の駆動回路（13a）及び（13b）の出力端に接続されて
いる。これら駆動回路（13a）及び（13b）にはPWM制御
回路（８）からスイッチング周波数fsのスイッチング信
号（8a）が供給され、更に制御回路（12）から交流信号
に同期したスイッチング信号（12b）及び（12c）が供給
される。PWM制御回路（８）はパルス発振器（図示せ
ず）から周波数fsのスイッチング信号（8a）を発生させ
る。PWM制御回路（８）には更に制御回路（12）から基
準電圧として交流全波信号（12a）が供給される。制御
回路（12）は正弦波基準電圧発振器（９）で発振させた
周波数fo、例えば50〜400Hzの正弦波信号（9a）を全波
整流する整流回路を有する。更に制御回路（12）は駆動
回路（13a）（13b）を経て第１及び第２のスイッチング
トランジスタ（2a）（2b）のゲートに供給するスイッチ
ング信号（12b）（12c）を発生する。このスイッチング
信号（12b）（12c）は正弦波基準電圧発振器（９）で発
生した正弦波に同期し、上述した様に駆動回路（13a）
（13b）を介してこの最小電位で第１及び第２のスイッ
チングトランジスタ（2a）（2b）を切換るものである。
端子T1，T2間に供給される。入力端子T1，T2間にはフィ
ルタ回路（１）が接続され、フィルタ回路（１）の一端
は２個の昇降用のトランジスタ（3a）及び（3b）の一次
巻線の巻始め端に接続され、フィルタ回路（１）の他端
はスイッチング用のＮ型電界効果トランジスタ（2a）
（2b）のソースに接続され、これらトランジスタ（2a）
及び（2b）の夫々のドレインは２個のトランス（3a）及
び（3b）の一次巻線の巻終り端に接続され、ゲートは２
個の駆動回路（13a）及び（13b）の出力端に接続されて
いる。これら駆動回路（13a）及び（13b）にはPWM制御
回路（８）からスイッチング周波数fsのスイッチング信
号（8a）が供給され、更に制御回路（12）から交流信号
に同期したスイッチング信号（12b）及び（12c）が供給
される。PWM制御回路（８）はパルス発振器（図示せ
ず）から周波数fsのスイッチング信号（8a）を発生させ
る。PWM制御回路（８）には更に制御回路（12）から基
準電圧として交流全波信号（12a）が供給される。制御
回路（12）は正弦波基準電圧発振器（９）で発振させた
周波数fo、例えば50〜400Hzの正弦波信号（9a）を全波
整流する整流回路を有する。更に制御回路（12）は駆動
回路（13a）（13b）を経て第１及び第２のスイッチング
トランジスタ（2a）（2b）のゲートに供給するスイッチ
ング信号（12b）（12c）を発生する。このスイッチング
信号（12b）（12c）は正弦波基準電圧発振器（９）で発
生した正弦波に同期し、上述した様に駆動回路（13a）
（13b）を介してこの最小電位で第１及び第２のスイッ
チングトランジスタ（2a）（2b）を切換るものである。
トランス（3a）及び（3b）の２次巻線は互に逆方向か
ら巻かれた第１及び第２の２次巻線SnW1，SnW2より成
り、トランス（3a）及び（3b）の１次巻線に供給したス
イッチング信号は昇降圧されて、２次巻線SnW1，SnW2側
に送極性で出力される。第１の２次巻線のSnW1及び第２
の２次巻線SnW2の後段には第１及び第２の整流回路（7
a）及び（7b）が接続される。第１の整流回路（7a）は
第１及び第２の整流ダイオードD1，D2より成り、第１の
２次巻線SnW1の巻始め点は第１のダイオードD1の陽極に
巻終り点は第２のダイオードD2の陽極に接続され、第１
及び第２のダイオードD1，D2の陰極は共通接続され、第
１の濾波回路（5a）の入力端に接続される。
ら巻かれた第１及び第２の２次巻線SnW1，SnW2より成
り、トランス（3a）及び（3b）の１次巻線に供給したス
イッチング信号は昇降圧されて、２次巻線SnW1，SnW2側
に送極性で出力される。第１の２次巻線のSnW1及び第２
の２次巻線SnW2の後段には第１及び第２の整流回路（7
a）及び（7b）が接続される。第１の整流回路（7a）は
第１及び第２の整流ダイオードD1，D2より成り、第１の
２次巻線SnW1の巻始め点は第１のダイオードD1の陽極に
巻終り点は第２のダイオードD2の陽極に接続され、第１
及び第２のダイオードD1，D2の陰極は共通接続され、第
１の濾波回路（5a）の入力端に接続される。
第２の整流回路（7b）は第３及び第４の整流ダイオー
ドD3，D4より成り、第２の２次巻線SnW2の巻始め点は第
４のダイオードD4の陰極に、巻終り点は第３のダイオー
ドD3の陰極に接続され、第３及び第４のダイオードD3及
びD4の陽極は共通接続され、第２の濾波回路（5b）の入
力端に接続される。第１及び第２の濾波回路（5a）及び
（5b）はインダクタンスL1及びL2並にコンデンサC1及び
C2より構成され、第１の濾波回路（5a）のインダクタン
スL1は第１及び第２のダイオードD1及びD2の共通接続陰
極と出力端子T3間に接続され、コンデンサC2は第２のダ
イオードD2並に出力端子T3，T4間に並列に接続される。
第２の濾波回路（5b）のインダクタンスL2は第３及び第
４のダイオードD3及びD4の共通接続陽極と出力端子T3間
に接続されコンデンサC2は第４のダイオードD4並に出力
端子T3，T4間に並列に接続されている。第１及び第２の
濾波回路（5a）及び（5b）と出力端子T3及びT4との間に
は、スイッチ回路（14a）（14b）が設けられる。スイッ
チ回路（14a）（14b）は、第１及び第２のスイッチング
トランジスタ（2a）及び（2b）が「オン」「オフ」する
時に、第１の濾波回路（5a）から電力が供給されている
場合には「オン」し第２の濾波回路（5b）から電力が供
給されている時は「オフ」となる。
ドD3，D4より成り、第２の２次巻線SnW2の巻始め点は第
４のダイオードD4の陰極に、巻終り点は第３のダイオー
ドD3の陰極に接続され、第３及び第４のダイオードD3及
びD4の陽極は共通接続され、第２の濾波回路（5b）の入
力端に接続される。第１及び第２の濾波回路（5a）及び
（5b）はインダクタンスL1及びL2並にコンデンサC1及び
C2より構成され、第１の濾波回路（5a）のインダクタン
スL1は第１及び第２のダイオードD1及びD2の共通接続陰
極と出力端子T3間に接続され、コンデンサC2は第２のダ
イオードD2並に出力端子T3，T4間に並列に接続される。
第２の濾波回路（5b）のインダクタンスL2は第３及び第
４のダイオードD3及びD4の共通接続陽極と出力端子T3間
に接続されコンデンサC2は第４のダイオードD4並に出力
端子T3，T4間に並列に接続されている。第１及び第２の
濾波回路（5a）及び（5b）と出力端子T3及びT4との間に
は、スイッチ回路（14a）（14b）が設けられる。スイッ
チ回路（14a）（14b）は、第１及び第２のスイッチング
トランジスタ（2a）及び（2b）が「オン」「オフ」する
時に、第１の濾波回路（5a）から電力が供給されている
場合には「オン」し第２の濾波回路（5b）から電力が供
給されている時は「オフ」となる。
このスイッチ回路（14a）（14b）はスイッチング用の
Ｎ型及びＰ型トランジスタQ1及びQ2並に抵抗器R1，R3と
R2，R4より構成され、トランジスタQ1及びQ2の夫々のエ
ミッタはインダクタンスL1及びL2に接続され、夫々のコ
レクタは共通接続されて出力端子T3に接続されている。
又、スイッチング用トランジスタQ1及びQ2のエミッタと
ベース間には抵抗器R1及びR3が接続され、これら抵抗器
R1及びR3と直列に抵抗器R2及びR4が夫々接続され、抵抗
器R2及びR4の他端は共通に接続されて出力端子T4に接続
される。出力端子T3及びT4間には並列にコンデンサC3及
び負荷抵抗（16）が接続されている。
Ｎ型及びＰ型トランジスタQ1及びQ2並に抵抗器R1，R3と
R2，R4より構成され、トランジスタQ1及びQ2の夫々のエ
ミッタはインダクタンスL1及びL2に接続され、夫々のコ
レクタは共通接続されて出力端子T3に接続されている。
又、スイッチング用トランジスタQ1及びQ2のエミッタと
ベース間には抵抗器R1及びR3が接続され、これら抵抗器
R1及びR3と直列に抵抗器R2及びR4が夫々接続され、抵抗
器R2及びR4の他端は共通に接続されて出力端子T4に接続
される。出力端子T3及びT4間には並列にコンデンサC3及
び負荷抵抗（16）が接続されている。
上述の構成に於ける本例のインバータ回路の動作を第
２図の波形図と共に説明する。
２図の波形図と共に説明する。
第１図に於いて、正弦波基準電圧発振器（９）では第
２図Ａの様に50〜400Hzの正弦波信号（9a）を発生させ
る。この正弦波信号（9a）は制御回路（12）に供給さ
れ、制御回路（12）内に内蔵されている整流回路（図示
せず）で第２図Ｂに示す様に全波整流され、交流全波信
号（12a）と成されてPWM制御回路（８）に供給される。
PWM制御回路（８）にはパルス発振器から第２図Ｃに示
す周波数fsのスイッチングパルスが供給されている。従
ってPWM制御回路（８）に於いて交流全波信号（12a）は
スイッチングパルスfsでPWMされ、スイッチング用のト
ランジスタ（2a）及び（2b）を駆動する駆動回路（13
a）及び（13b）に供給される。制御回路（12）は正弦波
基準電圧発振回路（９）で発生した正弦波（9a）に同期
し、この最小電位で切換えられる第２図D,Eに示すスイ
ッチング信号（12b）及び（12c）を発生させて駆動回路
（13a）及び（13b）に供給する。PWM制御回路（８）よ
り供給された駆動信号（8a）はスイッチング信号（12
b）及び（12c）で交互に「オン，オフ」され、第１及び
第２のスイッチング手段であるスイッチングトランジス
タ（2a）及び（2b）を駆動する。フィルタ回路（１）の
出力はスイッチングされ、トランス（3a）（3b）を介し
て昇降圧され第１及び第２の２次巻線SnW1，SnW2に第２
図F,Gに示す様な送極性のスイッチング信号が伝送さ
れ、第１及び第２の整流回路（7a）及び（7b）で整流さ
れ、濾波回路（5a）（5b）で濾波される。第１のスイッ
チング手段のトランジスタ（2a）が“オン”された時、
第２のスイッチング手段のトランジスタ（2b）が“オ
フ”され、第１のスイッチング手段のトランジスタ（2
a）が“オフ”された時は第２スイッチング手段のトラ
ンジスタ（2b）が“オン”されて、トランジスタ（2a）
が“オン”でトランジスタ（2b）が“オフ”の時は第２
図Ｆに示す濾波信号（5a′）は出力端子T3→負荷抵抗
（16）→出力端子T4→接地電位の系路で負荷抵抗（16）
に第２図Ｆの実線で示す部分が矢印Ａ方向に流れる。
２図Ａの様に50〜400Hzの正弦波信号（9a）を発生させ
る。この正弦波信号（9a）は制御回路（12）に供給さ
れ、制御回路（12）内に内蔵されている整流回路（図示
せず）で第２図Ｂに示す様に全波整流され、交流全波信
号（12a）と成されてPWM制御回路（８）に供給される。
PWM制御回路（８）にはパルス発振器から第２図Ｃに示
す周波数fsのスイッチングパルスが供給されている。従
ってPWM制御回路（８）に於いて交流全波信号（12a）は
スイッチングパルスfsでPWMされ、スイッチング用のト
ランジスタ（2a）及び（2b）を駆動する駆動回路（13
a）及び（13b）に供給される。制御回路（12）は正弦波
基準電圧発振回路（９）で発生した正弦波（9a）に同期
し、この最小電位で切換えられる第２図D,Eに示すスイ
ッチング信号（12b）及び（12c）を発生させて駆動回路
（13a）及び（13b）に供給する。PWM制御回路（８）よ
り供給された駆動信号（8a）はスイッチング信号（12
b）及び（12c）で交互に「オン，オフ」され、第１及び
第２のスイッチング手段であるスイッチングトランジス
タ（2a）及び（2b）を駆動する。フィルタ回路（１）の
出力はスイッチングされ、トランス（3a）（3b）を介し
て昇降圧され第１及び第２の２次巻線SnW1，SnW2に第２
図F,Gに示す様な送極性のスイッチング信号が伝送さ
れ、第１及び第２の整流回路（7a）及び（7b）で整流さ
れ、濾波回路（5a）（5b）で濾波される。第１のスイッ
チング手段のトランジスタ（2a）が“オン”された時、
第２のスイッチング手段のトランジスタ（2b）が“オ
フ”され、第１のスイッチング手段のトランジスタ（2
a）が“オフ”された時は第２スイッチング手段のトラ
ンジスタ（2b）が“オン”されて、トランジスタ（2a）
が“オン”でトランジスタ（2b）が“オフ”の時は第２
図Ｆに示す濾波信号（5a′）は出力端子T3→負荷抵抗
（16）→出力端子T4→接地電位の系路で負荷抵抗（16）
に第２図Ｆの実線で示す部分が矢印Ａ方向に流れる。
一方、トランジスタ（2a）が“オフ”でトランジスタ
（2b）が“オン”の時は第２図Ｇに示す濾波信号（5
b′）は接地電位→出力端子T4→負荷抵抗（16）→出力
端子T3の径路で負荷抵抗（16）に第２図Ｇの実線で示す
部分が矢印Ｂ方向に流れ、負方向に電圧が出力されて、
これらの電圧が交互に出力端子T2及びT4に供給されて第
２図Ｈに示す様に正弦波交流出力（16a）が得られる。
（2b）が“オン”の時は第２図Ｇに示す濾波信号（5
b′）は接地電位→出力端子T4→負荷抵抗（16）→出力
端子T3の径路で負荷抵抗（16）に第２図Ｇの実線で示す
部分が矢印Ｂ方向に流れ、負方向に電圧が出力されて、
これらの電圧が交互に出力端子T2及びT4に供給されて第
２図Ｈに示す様に正弦波交流出力（16a）が得られる。
上述の動作でスイッチングトランジスタ（2a）及び
（2b）が「オン」される時トランス（３）の２次巻線Sn
W1及びSnW2がショートされるのを防ぐために出力スイッ
チ回路（14a）及び（14b）のスイッチングトランジスタ
Q1及びQ2によって２次巻線SnW1及びSnW2を出力から切り
離している。この動作を２次巻線SnW1の系について説明
する。
（2b）が「オン」される時トランス（３）の２次巻線Sn
W1及びSnW2がショートされるのを防ぐために出力スイッ
チ回路（14a）及び（14b）のスイッチングトランジスタ
Q1及びQ2によって２次巻線SnW1及びSnW2を出力から切り
離している。この動作を２次巻線SnW1の系について説明
する。
トランジスタ（2a）が「オン」の時は出力Voutには
（5a′）（第２図Ｆ参照）の波形が出力されており、こ
の時、出力電圧によりトランジスタQ1のベースは抵抗器
R1を介してバイアスされて「オン」状態となっている、
次にトランジスタ（2a）が「オン」状態から「オフ」状
態に遷移し、トランジスタ（2b）が「オフ」状態から
「オン」状態に遷移すると、トランジスタQ1のバイアス
が供給されないため、トランジスタQ1は「オフ」とな
る。
（5a′）（第２図Ｆ参照）の波形が出力されており、こ
の時、出力電圧によりトランジスタQ1のベースは抵抗器
R1を介してバイアスされて「オン」状態となっている、
次にトランジスタ（2a）が「オン」状態から「オフ」状
態に遷移し、トランジスタ（2b）が「オフ」状態から
「オン」状態に遷移すると、トランジスタQ1のバイアス
が供給されないため、トランジスタQ1は「オフ」とな
る。
即ち、出力スイッチ回路（14a）のスイッチングトラ
ンジスタQ1は整流回路（5a）から電力供給された時は
「オン」となり、負荷抵抗（16）に電力を伝達する。然
し、出力が反転し、出力スイッチ回路（14b）のスイッ
チングトランジスタQ2が「オン」している時はトランジ
スタQ1は「オフ」となり出力端がダイオードD1及びD2で
ショートされるのを防いでいる。出力スイッチ回路（14
b）は上述と逆の動作を行っていることは明らかであ
る。
ンジスタQ1は整流回路（5a）から電力供給された時は
「オン」となり、負荷抵抗（16）に電力を伝達する。然
し、出力が反転し、出力スイッチ回路（14b）のスイッ
チングトランジスタQ2が「オン」している時はトランジ
スタQ1は「オフ」となり出力端がダイオードD1及びD2で
ショートされるのを防いでいる。出力スイッチ回路（14
b）は上述と逆の動作を行っていることは明らかであ
る。
第３図は本考案のインバータ回路の他の実施例を示す
もので、PWM制御回路（８）からの駆動信号（8a）は１
個の駆動回路（13）のみに供給され、フィルタ回路
（１）の一方の出力端とトランス（3a）及び（3b）の１
次巻線側の巻始め点間にトランジスタ（15a）及び（15
b）のドレイン及びソースを接続し、スイッチング信号
（12b）及び（12c）をトランジスタ（15a）及び（15b）
のゲートに供給して出力極性の反転を行なう様にしたも
ので他の構成は第１図と同じであるので同一符号を付し
て重複説明を省略する。この様な構成に於いても、高効
率のインバータ回路が得られる。
もので、PWM制御回路（８）からの駆動信号（8a）は１
個の駆動回路（13）のみに供給され、フィルタ回路
（１）の一方の出力端とトランス（3a）及び（3b）の１
次巻線側の巻始め点間にトランジスタ（15a）及び（15
b）のドレイン及びソースを接続し、スイッチング信号
（12b）及び（12c）をトランジスタ（15a）及び（15b）
のゲートに供給して出力極性の反転を行なう様にしたも
ので他の構成は第１図と同じであるので同一符号を付し
て重複説明を省略する。この様な構成に於いても、高効
率のインバータ回路が得られる。
本考案のインバータ回路は上述の様に構成し、動作す
るので、交流出力のインピーダンスが異ることによって
生ずる弊害はスイッチング回路（２）（2a）（2b）（15
a）（15b）によって完全に解消され、スイッチング信号
を1MHzとした場合の直流−交流変換効率は従来の60〜65
％に比べて90％以上にあげることが出来、重量比も1/10
に低減することが可能となった。
るので、交流出力のインピーダンスが異ることによって
生ずる弊害はスイッチング回路（２）（2a）（2b）（15
a）（15b）によって完全に解消され、スイッチング信号
を1MHzとした場合の直流−交流変換効率は従来の60〜65
％に比べて90％以上にあげることが出来、重量比も1/10
に低減することが可能となった。
本考案のインバータ回路によれば直流−交流変換効率
を高能率化し、歪が発生しない様に小型軽量化したもの
が得られる。
を高能率化し、歪が発生しない様に小型軽量化したもの
が得られる。
第１図は本考案のインバータ回路の一実施例を示す系統
図、第２図は第１図の波形説明図、第３図は本考案のイ
ンバータ回路の他の実施例を示す系統図、第４図及び第
５図は従来のインバータ回路の系統図である。 （2a）（2b）はスイッチングトランジスタ、（3a）（3
b）はトランス、（7a）（7b）は整流回路、（８）はPWM
制御回路、（９）は正弦波基準電圧発振器、（12）は制
御回路、（14a）（14b）は出力スイッチ回路である。
図、第２図は第１図の波形説明図、第３図は本考案のイ
ンバータ回路の他の実施例を示す系統図、第４図及び第
５図は従来のインバータ回路の系統図である。 （2a）（2b）はスイッチングトランジスタ、（3a）（3
b）はトランス、（7a）（7b）は整流回路、（８）はPWM
制御回路、（９）は正弦波基準電圧発振器、（12）は制
御回路、（14a）（14b）は出力スイッチ回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電圧をパルス幅変調により交流全波整
流電圧に変換するためパルス幅制御信号を出力するパル
ス幅制御手段と、 上記パルス幅制御手段の出力信号と上記交流全波整流電
圧に同期した信号に基づき直流電源をスイッチングし、
互いに位置のずれた交流半波整流電圧に変換する第１及
び第２のスイッチング手段と、 上記第１のスイッチング手段からの交流半波整流電圧を
昇降圧して該電圧と同極性の出力電圧を得る第１の昇降
圧手段と、 上記第２のスイッチング手段からの交流半波整流電圧を
昇降圧して該電圧と逆極性の出力電圧を得る第２の昇降
圧手段と、 上記第１および第２の昇降圧手段からの互いに逆極性で
位相のずれた出力電圧をそれそれ整流する第１および第
２の整流手段と、 上記第１および第２の整流手段からの互いに逆極性で位
相のずれた整流出力電圧をそれぞれフィルタする第１お
よび第２の濾波手段と、 上記第１の濾波手段からの濾波出力電圧で自己バイアス
されることにより該濾波出力電圧が所定値以上のときオ
ンする第３のスイッチング手段と、 上記第２の濾波手段からの濾波出力電圧で自己バイアス
されることにより該濾波出力電圧が所定値以上のときオ
ンする第４のスイッチング手段と、 上記第３及び第４のスイッチング手段の出力電圧を合成
する合成手段とを具備し、上記合成手段に正弦波交流出
力電圧を得ることを特徴とするインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990130549U JP2561352Y2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990130549U JP2561352Y2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | インバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0488390U JPH0488390U (ja) | 1992-07-31 |
| JP2561352Y2 true JP2561352Y2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=31877878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1990130549U Expired - Lifetime JP2561352Y2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2561352Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6315674A (ja) * | 1986-07-03 | 1988-01-22 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | 直流・交流変換装置 |
| JPS63164383U (ja) * | 1987-04-13 | 1988-10-26 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP1990130549U patent/JP2561352Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0488390U (ja) | 1992-07-31 |
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