JP2546436B2 - 電圧比較回路 - Google Patents
電圧比較回路Info
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- JP2546436B2 JP2546436B2 JP2302198A JP30219890A JP2546436B2 JP 2546436 B2 JP2546436 B2 JP 2546436B2 JP 2302198 A JP2302198 A JP 2302198A JP 30219890 A JP30219890 A JP 30219890A JP 2546436 B2 JP2546436 B2 JP 2546436B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、結合コンデンサを用いたサンプリング型電
圧比較回路に関する。
圧比較回路に関する。
結合コンデンサを用いたサンプリング型電圧比較回路
は構成が比較的に簡単で素子数が少なくて済むため、多
くの比較器を必要とする並列比較型のアナログ−デジタ
ル変換器等に用いられる。
は構成が比較的に簡単で素子数が少なくて済むため、多
くの比較器を必要とする並列比較型のアナログ−デジタ
ル変換器等に用いられる。
第４図は従来のサンプリング型電圧比較回路の一例
で、スイッチ301〜304,反転回路310〜312,コンデンサ32
0で構成される。また、10は比較器の基準電圧を作るた
めの電圧分圧回路である。スイッチ301〜304は、第２図
に示す２相のクロックφととによって開閉を制御され
る。
で、スイッチ301〜304,反転回路310〜312,コンデンサ32
0で構成される。また、10は比較器の基準電圧を作るた
めの電圧分圧回路である。スイッチ301〜304は、第２図
に示す２相のクロックφととによって開閉を制御され
る。
以下第４図の動作を説明する。まず、期間T1において
スイッチ301とスイッチ303とがオンし、スイッチ302と
スイッチ304とがオフする。スイッチ303がオンすること
により反転回路310の入出力端子は同じ電位VBにバイア
スされる。このとき、スイッチ301が同時にオンするこ
とによって、コンデンサ320は電圧分圧回路10の出力電
圧VRnと前記反転回路310のバイアス電位VBとの差が印加
され、充電されることになる。次に期間T2では、スイッ
チ301とスイッチ303がオフし、スイッチ302とスイッチ3
04がオンする。スイッチ302がオンしたことによりコン
デンサ320にはアナログ入力電圧VSが印加される。この
とき、アナログ入力電圧VSが前記電圧分圧回路10の出力
電圧VRnより大きければＡ点の電位はバイアス電位VBか
ら上昇し、逆に前記出力電圧VRnより小さければＡ点の
電位はバイアス電位VBから下降する。このとき、スイッ
チ303がオフしているため反転回路310はアクティブ状態
にあり、従って反転回路310の出力は前記Ａ点の電位の
上昇もしくは下降に応じて変化する。反転回路310の出
力は反転回路311で論理レベルまで増幅される。また、
スイッチ304と反転回路312はラッチ回路を構成し、反転
回路311の出力結果を次の比較結果が得られるまで保持
する。従って、比較器の出力である反転回路312の出力
は、アナログ入力電圧VSが電圧分圧回路10の出力電圧V
Rnより大きいときには低レベル、すなわち論理“0"とな
り、アナログ入力電圧VSが電圧分圧回路10の出力電圧V
Rnより小さいときには高レベル、すなわち論理“1"とな
る。
スイッチ301とスイッチ303とがオンし、スイッチ302と
スイッチ304とがオフする。スイッチ303がオンすること
により反転回路310の入出力端子は同じ電位VBにバイア
スされる。このとき、スイッチ301が同時にオンするこ
とによって、コンデンサ320は電圧分圧回路10の出力電
圧VRnと前記反転回路310のバイアス電位VBとの差が印加
され、充電されることになる。次に期間T2では、スイッ
チ301とスイッチ303がオフし、スイッチ302とスイッチ3
04がオンする。スイッチ302がオンしたことによりコン
デンサ320にはアナログ入力電圧VSが印加される。この
とき、アナログ入力電圧VSが前記電圧分圧回路10の出力
電圧VRnより大きければＡ点の電位はバイアス電位VBか
ら上昇し、逆に前記出力電圧VRnより小さければＡ点の
電位はバイアス電位VBから下降する。このとき、スイッ
チ303がオフしているため反転回路310はアクティブ状態
にあり、従って反転回路310の出力は前記Ａ点の電位の
上昇もしくは下降に応じて変化する。反転回路310の出
力は反転回路311で論理レベルまで増幅される。また、
スイッチ304と反転回路312はラッチ回路を構成し、反転
回路311の出力結果を次の比較結果が得られるまで保持
する。従って、比較器の出力である反転回路312の出力
は、アナログ入力電圧VSが電圧分圧回路10の出力電圧V
Rnより大きいときには低レベル、すなわち論理“0"とな
り、アナログ入力電圧VSが電圧分圧回路10の出力電圧V
Rnより小さいときには高レベル、すなわち論理“1"とな
る。
上述した従来の結合コンデンサを用いたサンプリング
型電圧比較回路は、クロックの半周期ごとに反転回路31
0の入出力が短絡されるため、反転回路310には入出力端
子が同電位となるようにバイアス電流IBが流れる。ま
た、反転回路311は反転回路310の出力を入力としている
ため、反転回路311には反転回路310に流れるバイアス電
流IBと同程度の電流が流れることになる。従って、反転
回路に相補型MOS回路を使用したとしても、クロックの
半周期のあいだ反転回路310と反転回路311には電流が流
れて電力を消費することになり、分解能をＮビットとす
ると2N−１個の比較器を必要とする並列比較型アナログ
−デジタル変換器のように比較器を多数用いる場合に
は、全体の消費電力は大きなものになる。従って、アナ
ログ−デジタル変換動作を必要としない時には、比較器
を低消費電力状態に固定することが望まれる。
型電圧比較回路は、クロックの半周期ごとに反転回路31
0の入出力が短絡されるため、反転回路310には入出力端
子が同電位となるようにバイアス電流IBが流れる。ま
た、反転回路311は反転回路310の出力を入力としている
ため、反転回路311には反転回路310に流れるバイアス電
流IBと同程度の電流が流れることになる。従って、反転
回路に相補型MOS回路を使用したとしても、クロックの
半周期のあいだ反転回路310と反転回路311には電流が流
れて電力を消費することになり、分解能をＮビットとす
ると2N−１個の比較器を必要とする並列比較型アナログ
−デジタル変換器のように比較器を多数用いる場合に
は、全体の消費電力は大きなものになる。従って、アナ
ログ−デジタル変換動作を必要としない時には、比較器
を低消費電力状態に固定することが望まれる。
結合コンデンサを用いたサンプリング型比較器を低消
費電力状態に固定するためには、第２図の２相クロック
φをφが論理“0",が論理“1"となるように固定す
れば良く、スイッチ303がオフすることによって反転回
路310の入出力端子間は開放となってバイアス電流IBが
流れなくなり従って、比較器を低消費電力状態とするこ
とができる。ところが、クロックφが論理“0",クロッ
クが論理“1"に固定されるとスイッチ302が常時オン
することになるため、アナログ入力端子が結合コンデン
サ320に常に接続されることになる。従って、アナログ
入力電圧VSの変化は結合コンデンサ320を介してＡ点の
電位を変化させることになり、Ａ点の電位が反転回路31
0のバイアス電位VBに近い値になったときには反転310に
はバイアス電流IBと同程度の電流が流れることになり、
やはり電力を消費することになる。
費電力状態に固定するためには、第２図の２相クロック
φをφが論理“0",が論理“1"となるように固定す
れば良く、スイッチ303がオフすることによって反転回
路310の入出力端子間は開放となってバイアス電流IBが
流れなくなり従って、比較器を低消費電力状態とするこ
とができる。ところが、クロックφが論理“0",クロッ
クが論理“1"に固定されるとスイッチ302が常時オン
することになるため、アナログ入力端子が結合コンデン
サ320に常に接続されることになる。従って、アナログ
入力電圧VSの変化は結合コンデンサ320を介してＡ点の
電位を変化させることになり、Ａ点の電位が反転回路31
0のバイアス電位VBに近い値になったときには反転310に
はバイアス電流IBと同程度の電流が流れることになり、
やはり電力を消費することになる。
以上説明してきたように、従来の結合コンデンサを用
いたサンプリング型比較器は、低消費電力状態とするた
めにクロックφを論理“0",クロックを論理“1"とし
ても、アナログ入力電圧VSの値によっては比較器を構成
する反転回路に電流が流れて電力を消費するため、完全
な低消費電力状態にならないという欠点があった。
いたサンプリング型比較器は、低消費電力状態とするた
めにクロックφを論理“0",クロックを論理“1"とし
ても、アナログ入力電圧VSの値によっては比較器を構成
する反転回路に電流が流れて電力を消費するため、完全
な低消費電力状態にならないという欠点があった。
本発明の電圧比較回路は、アナログ入力電圧と基準電
圧を交互にサンプリングする回路と、サンプリングした
電圧を保持するコンデンサと、電圧比較を行なうための
反転回路と、前記反転回路の入力端子と出力端子を短絡
する回路と、前記反転回路の出力端子を所定の電位に接
続する回路とで構成され、前記反転回路はその動作を停
止する機能を有していることを特徴としている。
圧を交互にサンプリングする回路と、サンプリングした
電圧を保持するコンデンサと、電圧比較を行なうための
反転回路と、前記反転回路の入力端子と出力端子を短絡
する回路と、前記反転回路の出力端子を所定の電位に接
続する回路とで構成され、前記反転回路はその動作を停
止する機能を有していることを特徴としている。
したがって、アナログ入力電圧VSの値にかかわらず低
消費電力状態とすることが可能で、構成も簡単な、しか
もMOSトランジスタ構造のみで構成されたモノリシック
集積回路化に適したサンプリング型比較器を構成でき
る。
消費電力状態とすることが可能で、構成も簡単な、しか
もMOSトランジスタ構造のみで構成されたモノリシック
集積回路化に適したサンプリング型比較器を構成でき
る。
以下図面に従って本発明の詳細について説明する。
第１図は本発明による電圧比較回路の第１の実施例
で、スイッチ301〜304と、トランジスタ306〜309からな
る反転回路310及び反転回路311〜313と、反転回路310の
出力を接地電位に接続するためのスイッチ305と、電圧
を保持するためのコンデンサ320とで構成される。ま
た、10は比較回路の基準電圧を作るための電圧分圧回路
である。スイッチ301〜304は第２図に示す２相のクロッ
クφととによって開閉される。反転回路310を構成す
るトランジスタ306及び309とスイッチ305は制御信号330
によって開閉を制御され、しかも反転回路を構成するト
ランジスタ306及びスイッチ305と反転回路を構成する一
方のトランジスタ309とは互に逆相で制御されることを
特徴とする。
で、スイッチ301〜304と、トランジスタ306〜309からな
る反転回路310及び反転回路311〜313と、反転回路310の
出力を接地電位に接続するためのスイッチ305と、電圧
を保持するためのコンデンサ320とで構成される。ま
た、10は比較回路の基準電圧を作るための電圧分圧回路
である。スイッチ301〜304は第２図に示す２相のクロッ
クφととによって開閉される。反転回路310を構成す
るトランジスタ306及び309とスイッチ305は制御信号330
によって開閉を制御され、しかも反転回路を構成するト
ランジスタ306及びスイッチ305と反転回路を構成する一
方のトランジスタ309とは互に逆相で制御されることを
特徴とする。
以下、第３図の動作を説明する。
まず、制御信号330を論理“0"とすると、比較回路は
通常の動作状態となって、反転回路310を構成するトラ
ンジスタ306及び309は常時オンとなり、逆にスイッチ30
5は常時オフすることになる。従って、比較回路は第２
図に示す２相のクロックφととに従って比較動作を行
なう。すなわち期間T1においてスイッチ301と303とがオ
ンし、スイッチ302と304とがオフする。スイッチ303が
オンすることにより、また反転回路310を構成するトラ
ンジスタ306及び309が常時オンしていることにより反転
回路310の入出力が短絡され、反転回路310には入出力端
子が同電位になるようにバイアス電流IBが流れ、反転回
路310の入出力端子がバイアス電位VBとなる。このと
き、スイッチ301が同時にオンすることによってコンデ
ンサ320には電圧分圧回路10の出力電圧VRnと前記反転回
路310のバイアス電位VBとの差電圧が印加される。次に
期間T2では、スイッチ301と303とがオフし、スイッチ30
2と304とがオンする。スイッチ302がオンすることによ
ってコンデンサ320にはアナログ入力電圧VSが印加され
る。このとき、アナログ入力電圧VSが前記電圧分圧回路
10の出力電圧VRnより大きければＡ点は上昇し、前記電
圧分圧回路10の出力電圧VRnより小さければＡ点の電位
は下降する。このときスイッチ303がオフし反転回路310
を構成するトランジスタ306及び309がオンしているた
め、反転回路310を構成する別のトランジスタ307及び30
8はアクティブ状態になり、従って反転回路310の出力は
前記Ａ点の電位の上昇もしくは下降に応じて変化する。
この反転回路310の出力電圧の変化は反転回路311で論理
レベルまで増加される。また、スイッチ304と反転回路3
12はラッチ回路を構成し、反転回路311の出力を次の比
較結果が得られるまで保持する。従って、比較器の出力
である反転回路312の出力は、アナログ入力電圧VSが電
圧分圧回路10の出力電圧VRnより大きい時には低レベ
ル、すなわち論理“0"となり、逆にアナログ入力電圧VS
が電圧分圧回路10の出力電圧VRnより小さい時には高レ
ベル、すなわち論理“1"となる。
通常の動作状態となって、反転回路310を構成するトラ
ンジスタ306及び309は常時オンとなり、逆にスイッチ30
5は常時オフすることになる。従って、比較回路は第２
図に示す２相のクロックφととに従って比較動作を行
なう。すなわち期間T1においてスイッチ301と303とがオ
ンし、スイッチ302と304とがオフする。スイッチ303が
オンすることにより、また反転回路310を構成するトラ
ンジスタ306及び309が常時オンしていることにより反転
回路310の入出力が短絡され、反転回路310には入出力端
子が同電位になるようにバイアス電流IBが流れ、反転回
路310の入出力端子がバイアス電位VBとなる。このと
き、スイッチ301が同時にオンすることによってコンデ
ンサ320には電圧分圧回路10の出力電圧VRnと前記反転回
路310のバイアス電位VBとの差電圧が印加される。次に
期間T2では、スイッチ301と303とがオフし、スイッチ30
2と304とがオンする。スイッチ302がオンすることによ
ってコンデンサ320にはアナログ入力電圧VSが印加され
る。このとき、アナログ入力電圧VSが前記電圧分圧回路
10の出力電圧VRnより大きければＡ点は上昇し、前記電
圧分圧回路10の出力電圧VRnより小さければＡ点の電位
は下降する。このときスイッチ303がオフし反転回路310
を構成するトランジスタ306及び309がオンしているた
め、反転回路310を構成する別のトランジスタ307及び30
8はアクティブ状態になり、従って反転回路310の出力は
前記Ａ点の電位の上昇もしくは下降に応じて変化する。
この反転回路310の出力電圧の変化は反転回路311で論理
レベルまで増加される。また、スイッチ304と反転回路3
12はラッチ回路を構成し、反転回路311の出力を次の比
較結果が得られるまで保持する。従って、比較器の出力
である反転回路312の出力は、アナログ入力電圧VSが電
圧分圧回路10の出力電圧VRnより大きい時には低レベ
ル、すなわち論理“0"となり、逆にアナログ入力電圧VS
が電圧分圧回路10の出力電圧VRnより小さい時には高レ
ベル、すなわち論理“1"となる。
次に、制御信号330を論理“1"とすると、比較回路は
低消費電力状態となって、反転回路310を構成するトラ
ンジスタ306及び309は常時オフとなり、逆にスイッチ30
5は常時オンすることになる。反転回路310を構成するト
ランジスタ306及び309がオフすることにより、反転回路
310はその機能を停止しスイッチ303がクロックφに従っ
てオン・オフをくりかえしても反転回路310にはバイア
ス電流IBが流れることはない。またスイッチ302がクロ
ックに従ってオン・オフをくりかえすことによってア
ナログ入力電圧VSがコンデンサ320に印加されてＡ点の
電位が変化しても、反転回路310はその機能を停止して
いるため何の影響を受けることはない。一方スイッチ30
5がオンすることにより反転回路310の出力端子が接地電
位に接続されることになる。従って、反転回路310の出
力を入力としている反転回路311の入力電圧が接地電位
に固定されるため反転回路311にもバイアス電流を流れ
なくすることができる。従って、制御信号330を論理
“1"とすることによって電圧比較回路を完全に低消費電
力状態にすることができる。
低消費電力状態となって、反転回路310を構成するトラ
ンジスタ306及び309は常時オフとなり、逆にスイッチ30
5は常時オンすることになる。反転回路310を構成するト
ランジスタ306及び309がオフすることにより、反転回路
310はその機能を停止しスイッチ303がクロックφに従っ
てオン・オフをくりかえしても反転回路310にはバイア
ス電流IBが流れることはない。またスイッチ302がクロ
ックに従ってオン・オフをくりかえすことによってア
ナログ入力電圧VSがコンデンサ320に印加されてＡ点の
電位が変化しても、反転回路310はその機能を停止して
いるため何の影響を受けることはない。一方スイッチ30
5がオンすることにより反転回路310の出力端子が接地電
位に接続されることになる。従って、反転回路310の出
力を入力としている反転回路311の入力電圧が接地電位
に固定されるため反転回路311にもバイアス電流を流れ
なくすることができる。従って、制御信号330を論理
“1"とすることによって電圧比較回路を完全に低消費電
力状態にすることができる。
第３図は本発明による第２の実施例で、スイッチ305
を構成するトランジスタ305の極性を代えた点を除けば
他は第１図と同様である。第３図で反転回路310を構成
するトランジスタ306及び309とスイッチ305は制御信号3
30によって開閉を制御され、しかも反転回路を構成する
トランジスタ309及び305と反転回路を構成する一方のト
ランジスタ306とは互に逆相で制御されることを特徴と
する。この実施例では制御信号330を論理“1"とする
と、反転回路310はその機能を停止し、スイッチ303がオ
ン・オフをくえかえしても反転回路310にはバイアス電
流IBが流れることはない。またスイッチ302がオン・オ
フをくりかえすことによってアナログ入力電圧VSがコン
デンサ320に印加されてＡ点の電位が変化しても反転回
路310はその機能を停止しているため何の影響を受ける
ことはない。一方スイッチ305がオンすることにより反
転回路310の出力端子が電源電位に接続されることにな
る。すなわち反転回路311の入力電圧が電源電位に固定
されるため反転回路311にもバイアス電流を流れなくす
ることができ第１図に示した実施例と同じ効果が得られ
る。
を構成するトランジスタ305の極性を代えた点を除けば
他は第１図と同様である。第３図で反転回路310を構成
するトランジスタ306及び309とスイッチ305は制御信号3
30によって開閉を制御され、しかも反転回路を構成する
トランジスタ309及び305と反転回路を構成する一方のト
ランジスタ306とは互に逆相で制御されることを特徴と
する。この実施例では制御信号330を論理“1"とする
と、反転回路310はその機能を停止し、スイッチ303がオ
ン・オフをくえかえしても反転回路310にはバイアス電
流IBが流れることはない。またスイッチ302がオン・オ
フをくりかえすことによってアナログ入力電圧VSがコン
デンサ320に印加されてＡ点の電位が変化しても反転回
路310はその機能を停止しているため何の影響を受ける
ことはない。一方スイッチ305がオンすることにより反
転回路310の出力端子が電源電位に接続されることにな
る。すなわち反転回路311の入力電圧が電源電位に固定
されるため反転回路311にもバイアス電流を流れなくす
ることができ第１図に示した実施例と同じ効果が得られ
る。
第５図は本発明の第３の実施例であり、第１図の実施
例に比してトランジスタ309およびインバータ313を削除
した点のみ異なっているため動作は第１図と実施例同一
であるので省略する。
例に比してトランジスタ309およびインバータ313を削除
した点のみ異なっているため動作は第１図と実施例同一
であるので省略する。
第６図は本発明の第４の実施例であり、第３図の実施
例に比してトランジスタ306およびインバータ313が削除
してある。
例に比してトランジスタ306およびインバータ313が削除
してある。
以上説明したように本発明は、電圧比較を行なうため
の反転回路にその動作を停止させる機能を設け、前記反
転回路の出力端子を所定の電位に固定する機能を設けた
ことにより、従来の結合コンデンサを用いたサンプリン
グ型比較回路のように低消費電力状態にしてもアナログ
入力電圧を変化によって内部の反転回路に電流が流れる
ために電力を消費してしまうこともなく、比較回路を完
全な低消費電力状態にすることができる。また、電圧比
較を行なうための反転回路の入力端子に制御のための素
子を設けていないため、比較回路としての入力感度を損
なうこともなく、しかも特殊の回路を必要としないため
比較的構成の簡単なモノリシック集積回路として構成す
ることが容易なサンプリング型電圧比較器を提供でき
る。
の反転回路にその動作を停止させる機能を設け、前記反
転回路の出力端子を所定の電位に固定する機能を設けた
ことにより、従来の結合コンデンサを用いたサンプリン
グ型比較回路のように低消費電力状態にしてもアナログ
入力電圧を変化によって内部の反転回路に電流が流れる
ために電力を消費してしまうこともなく、比較回路を完
全な低消費電力状態にすることができる。また、電圧比
較を行なうための反転回路の入力端子に制御のための素
子を設けていないため、比較回路としての入力感度を損
なうこともなく、しかも特殊の回路を必要としないため
比較的構成の簡単なモノリシック集積回路として構成す
ることが容易なサンプリング型電圧比較器を提供でき
る。
第１図は本発明の第１実施例を示す回路図、第２図は電
圧比較器を駆動するクロックの波形を示すタイミング
図、第３図は本発明の第２の実施例を示す回路図、第４
図は従来の電圧比較器の構成を示す回路図、第５図は第
３実施例の回路図、第６図は第４実施例の回路図であ
る。 301〜305……スイッチ、310〜313……反転回路、320…
…コンデンサ、330……制御信号入力端子、10……電圧
分圧回路。
圧比較器を駆動するクロックの波形を示すタイミング
図、第３図は本発明の第２の実施例を示す回路図、第４
図は従来の電圧比較器の構成を示す回路図、第５図は第
３実施例の回路図、第６図は第４実施例の回路図であ
る。 301〜305……スイッチ、310〜313……反転回路、320…
…コンデンサ、330……制御信号入力端子、10……電圧
分圧回路。
Claims (1)
- 【請求項１】反転回路の入力端子と出力端子とを短絡す
る手段を有し電圧比較を行なう電圧比較回路において、
前記反転回路の動作を停止させる手段と、前記反転回路
の出力端子を所定の電位に接続する手段とを設け、電圧
比較動作を停止するときには前記反転回路の動作を停止
し、かつ前記反転回路の出力端子を所定の電位に接続せ
しめるようにしたことを特徴とする電圧比較回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2302198A JP2546436B2 (ja) | 1990-11-07 | 1990-11-07 | 電圧比較回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2302198A JP2546436B2 (ja) | 1990-11-07 | 1990-11-07 | 電圧比較回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04175666A JPH04175666A (ja) | 1992-06-23 |
| JP2546436B2 true JP2546436B2 (ja) | 1996-10-23 |
Family
ID=17906119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2302198A Expired - Lifetime JP2546436B2 (ja) | 1990-11-07 | 1990-11-07 | 電圧比較回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2546436B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2885177B2 (ja) * | 1996-03-22 | 1999-04-19 | 日本電気株式会社 | 電源モニタ回路 |
| WO2005027085A1 (en) | 2003-09-12 | 2005-03-24 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Semiconductor device and driving method of the same |
-
1990
- 1990-11-07 JP JP2302198A patent/JP2546436B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04175666A (ja) | 1992-06-23 |
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