JP2536737B2 - 誘導性負荷の電流検出回路 - Google Patents
誘導性負荷の電流検出回路Info
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- JP2536737B2 JP2536737B2 JP60202932A JP20293285A JP2536737B2 JP 2536737 B2 JP2536737 B2 JP 2536737B2 JP 60202932 A JP60202932 A JP 60202932A JP 20293285 A JP20293285 A JP 20293285A JP 2536737 B2 JP2536737 B2 JP 2536737B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導性負荷に流れる電流を検出する回路に
関する。
関する。
自動車の排気ガス規制と燃費や運転性の改善のため
に、空燃比フィードバック補正システムが採用される。
第４図はその一例で、１はエアクリーナ、２は燃料タン
ク、３はスロットル、４は吸気マニホルド、５はシリン
ダ、６は空燃比制御用の電磁弁ソレノイド（VSV）であ
る。吸気マニホルド４内は空気Ａと燃料Ｆの混合気（Ａ
＋Ｆ）で、A/Fが空燃比となる。空気Ａにはエアクリー
ナ１からスロットル３を経由して吸気マニホルド４に入
る１次空気Ａ1と、VSV6を通って吸気マニホルド４に入
る２次空気Ａ2とがあり、１次空気Ａ1だけでは13.0〜1
3.5程度となる基本空燃比を、２次空気Ａ2を加えて14.0
〜15.5程度に補正する。
に、空燃比フィードバック補正システムが採用される。
第４図はその一例で、１はエアクリーナ、２は燃料タン
ク、３はスロットル、４は吸気マニホルド、５はシリン
ダ、６は空燃比制御用の電磁弁ソレノイド（VSV）であ
る。吸気マニホルド４内は空気Ａと燃料Ｆの混合気（Ａ
＋Ｆ）で、A/Fが空燃比となる。空気Ａにはエアクリー
ナ１からスロットル３を経由して吸気マニホルド４に入
る１次空気Ａ1と、VSV6を通って吸気マニホルド４に入
る２次空気Ａ2とがあり、１次空気Ａ1だけでは13.0〜1
3.5程度となる基本空燃比を、２次空気Ａ2を加えて14.0
〜15.5程度に補正する。
２次空気Ａ2の量はVSV6の弁開度で制御される。VSV6
は誘導性負荷であり、そこにパルス状の電流を流すこと
でデューティ制御できる。第５図はその説明図で、
（ａ）は駆動回路、（ｂ）は動作波形である。（ｂ）の
波形は周期Ｔ一定のパルス列で、そのデューティが変化
する。これを（ａ）の回路のトランジスタTRのベースに
入力すると、そのスイッチング動作の結果VSVには同図
（ｂ）に示す実線波形の電流ＩLが流れる。破線は平均
値である。VSVの弁開度はこの通電電流ＩLに比例し、こ
れに２次空気Ａ2の量が比例するので、最終的に空燃比A
/Fが制御される。
は誘導性負荷であり、そこにパルス状の電流を流すこと
でデューティ制御できる。第５図はその説明図で、
（ａ）は駆動回路、（ｂ）は動作波形である。（ｂ）の
波形は周期Ｔ一定のパルス列で、そのデューティが変化
する。これを（ａ）の回路のトランジスタTRのベースに
入力すると、そのスイッチング動作の結果VSVには同図
（ｂ）に示す実線波形の電流ＩLが流れる。破線は平均
値である。VSVの弁開度はこの通電電流ＩLに比例し、こ
れに２次空気Ａ2の量が比例するので、最終的に空燃比A
/Fが制御される。
ところで、通電電流ＩLは電源電圧ＶB（バッテリ）の
変動や、VSVコイルの直流抵抗のバラツキ或いは温度変
化に左右されるので、その値を検出して希望値に保つ制
御が必要となる。また、VSVを定電流駆動する場合、そ
の機械的な摩擦によるヒステリシス特性を改善する必要
がある。つまり、トランジスタTRのスイッチング周波数
Ｆ（＝1/T）を固定してパルス幅を連続的に変化させる
と、VSVのコイル（インダクタンスＬ、抵抗Ｒ）の時定
数L/Rによって通電電流ＩLが決定される。ＩLは脈流値
ΔＩLを持ち、その平均値（破線で示す）が弁開度（ス
トローク量）を決定する。ところが、ＩLの増加時と減
少時では同じ電流値でもストローク量に差が出る。これ
を示したのが第６図（ａ）のヒステリシス特性（実線）
である。
変動や、VSVコイルの直流抵抗のバラツキ或いは温度変
化に左右されるので、その値を検出して希望値に保つ制
御が必要となる。また、VSVを定電流駆動する場合、そ
の機械的な摩擦によるヒステリシス特性を改善する必要
がある。つまり、トランジスタTRのスイッチング周波数
Ｆ（＝1/T）を固定してパルス幅を連続的に変化させる
と、VSVのコイル（インダクタンスＬ、抵抗Ｒ）の時定
数L/Rによって通電電流ＩLが決定される。ＩLは脈流値
ΔＩLを持ち、その平均値（破線で示す）が弁開度（ス
トローク量）を決定する。ところが、ＩLの増加時と減
少時では同じ電流値でもストローク量に差が出る。これ
を示したのが第６図（ａ）のヒステリシス特性（実線）
である。
このヒステリシスを改善して第６図（ａ）の破線のよ
うにする１つの方法は、同図（ｂ）に示すディザ信号を
重畳することである。この方法は本来のスイッチング周
波数Ｆ＝1/Tだけでなく、それより低い周波数ｆ＝1/tに
よって２重に制御するので、回路構成が複雑になる。代
りに脈流値ΔＩLを大きくしてもヒステリシスが小さく
なる点に着目し、最近では同図（ｃ）のようにトランジ
スタTRオフ時の時定数L/（Ｒ＋Ｒ′）を小さくするよう
に抵抗Ｒ′を用いる方法がある。この方法によると、Ｉ
Lの波形は（ｄ）（ｅ）のようになる。（ｄ）は拡大
図、（ｅ）は縮小図で、（ｄ）の２点鎖線が抵抗Ｒ′を
用いた場合である（実線はＲ′なしの場合）。但し、こ
の方法も温度或いは電源変動等の影響で電流が変化す
る。
うにする１つの方法は、同図（ｂ）に示すディザ信号を
重畳することである。この方法は本来のスイッチング周
波数Ｆ＝1/Tだけでなく、それより低い周波数ｆ＝1/tに
よって２重に制御するので、回路構成が複雑になる。代
りに脈流値ΔＩLを大きくしてもヒステリシスが小さく
なる点に着目し、最近では同図（ｃ）のようにトランジ
スタTRオフ時の時定数L/（Ｒ＋Ｒ′）を小さくするよう
に抵抗Ｒ′を用いる方法がある。この方法によると、Ｉ
Lの波形は（ｄ）（ｅ）のようになる。（ｄ）は拡大
図、（ｅ）は縮小図で、（ｄ）の２点鎖線が抵抗Ｒ′を
用いた場合である（実線はＲ′なしの場合）。但し、こ
の方法も温度或いは電源変動等の影響で電流が変化す
る。
第７図は以上の諸点を解決した定電流形駆動回路で、
（ａ）はブロック図、（ｂ）は回路図である。電流検出
部10は抵抗Ｒ0を用いてVSVに流れる電流を検出する。増
幅器11は抵抗Ｒ0に発生する電圧値を検出して増幅す
る。偏差積分器12は増幅器11による検出値と外部からの
制御入力との差を出力し、この偏差を基に回路13がデュ
ーティ信号（第５図（ｂ）で示した周期Ｔ一定の入力）
を発生する。出力駆動回路14はこのデューティ信号で動
作する回路で、第６図（ｃ）に示したタイプである。
（ａ）はブロック図、（ｂ）は回路図である。電流検出
部10は抵抗Ｒ0を用いてVSVに流れる電流を検出する。増
幅器11は抵抗Ｒ0に発生する電圧値を検出して増幅す
る。偏差積分器12は増幅器11による検出値と外部からの
制御入力との差を出力し、この偏差を基に回路13がデュ
ーティ信号（第５図（ｂ）で示した周期Ｔ一定の入力）
を発生する。出力駆動回路14はこのデューティ信号で動
作する回路で、第６図（ｃ）に示したタイプである。
第７図の回路では増幅器11が差動増幅器DIF1を中心に
構成され、抵抗Ｒ0の電位差を検出する。ところが、こ
の差動増幅形電流検出方式では、検出抵抗Ｒ0をあま
り大きくできない。トランジスタTRオフ時のフライバ
ック電圧が大きいため、増幅器の動作電圧範囲を考慮す
ると増幅度Ｒ2/R1を大きくとれない、同相電圧（＝Ｖ
B）が差動電圧（＝検出電圧）より極めて大きいので、
使用する抵抗のバラツキが増幅度誤差を左右する（Ｒ1
＝Ｒ1′,R2＝Ｒ2′でなければならない）、等の欠点が
ある。
構成され、抵抗Ｒ0の電位差を検出する。ところが、こ
の差動増幅形電流検出方式では、検出抵抗Ｒ0をあま
り大きくできない。トランジスタTRオフ時のフライバ
ック電圧が大きいため、増幅器の動作電圧範囲を考慮す
ると増幅度Ｒ2/R1を大きくとれない、同相電圧（＝Ｖ
B）が差動電圧（＝検出電圧）より極めて大きいので、
使用する抵抗のバラツキが増幅度誤差を左右する（Ｒ1
＝Ｒ1′,R2＝Ｒ2′でなければならない）、等の欠点が
ある。
第８図と第９図は上述した作動増幅型とは異なるタイ
プの電流検出回路で、第８図は非反転増幅型、第９図は
加算増幅型である。第８図の非反転増幅型ではトランジ
スタTRオフ時のサージ吸収用にVSVと直列に電流制御抵
抗RsとゼェナーダイオードDz（動作抵抗値Rz）を接続す
る。この直列抵抗値Rs＋Rzが第７図のＲ′に相当する。
検出抵抗はＲ0であり、駆動トランジスタTRはこれと直
列に、且つRs,Dzとは並列に接続される。この方式の欠
点は、ダイオードDzのゼェナー電圧VzをVz＞ＶBに設定
するため、トランジスタTRオフ時の消費電力（∝Vz×Ｉ
L）が大きくなって放熱や信頼性の点で難がある点であ
る。
プの電流検出回路で、第８図は非反転増幅型、第９図は
加算増幅型である。第８図の非反転増幅型ではトランジ
スタTRオフ時のサージ吸収用にVSVと直列に電流制御抵
抗RsとゼェナーダイオードDz（動作抵抗値Rz）を接続す
る。この直列抵抗値Rs＋Rzが第７図のＲ′に相当する。
検出抵抗はＲ0であり、駆動トランジスタTRはこれと直
列に、且つRs,Dzとは並列に接続される。この方式の欠
点は、ダイオードDzのゼェナー電圧VzをVz＞ＶBに設定
するため、トランジスタTRオフ時の消費電力（∝Vz×Ｉ
L）が大きくなって放熱や信頼性の点で難がある点であ
る。
一方、第９図の加算増幅型はトランジスタTRのオン時
は非反転増幅器AMPによる非反転増幅を、またオフ時に
は差動増幅器DIF2による差動増幅を行い、両増幅出力を
加算器ADDで加算して偏差積分入力とする。この場合、
オン時の検出抵抗はＲ0であるが、オフ時はＲ′とな
る。従って、Ｒ′≫Ｒ0に設定できるので、第７図で説
明したの同相電圧問題は生じない。
は非反転増幅器AMPによる非反転増幅を、またオフ時に
は差動増幅器DIF2による差動増幅を行い、両増幅出力を
加算器ADDで加算して偏差積分入力とする。この場合、
オン時の検出抵抗はＲ0であるが、オフ時はＲ′とな
る。従って、Ｒ′≫Ｒ0に設定できるので、第７図で説
明したの同相電圧問題は生じない。
ところが、実際の出力回路は出力電流を大とするため
に第10図のように多段構成とする必要がある。同図の例
はトランジスタTR′をTRにエミッタ・フォロワ接続した
もので、TR′がTRのベース電流ＩB）供給源となる。こ
のようにするとVSVに流れる電流ＩLも大きくなるが、ベ
ース電流ＩBが検出抵抗Ｒ0に流れるので、第８図および
第９図の回路ではオン時のＩLの検出誤差となる。この
ベース電流ＩBは抵抗ＲBで制限できるが、ＩBを小さく
するとトランジスタTRの電流増幅流通ｈFEが低下するた
め、そのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCE(sat)が大
きくなり、トランジスタの消費電力（∝ＶCE(sat)×
ＩL）が増大する。エミッタ・フォロワ接続の最終段を
飽和領域で使用するには10・ＩB＝ＩL程度とするのが一
般的であるが、これではＩLの検出に10％の誤差が生ず
る。しかも、この条件を大電流領域で満足させると小電
流領域の誤差はそれより大になる。また、ＩB≒ＶB/RB
はバッテリ電圧ＶBの変動（10〜14V）の影響を受けるの
で、低電圧でも大電流の定電流制御をするにはＲBを小
さくしなければならない。しかし、これでは高電圧時に
ＩBが大きくなるので、ＲBとして消費電力（≒ＶB 2/
RB）の大きいものを使用しなければならない。
に第10図のように多段構成とする必要がある。同図の例
はトランジスタTR′をTRにエミッタ・フォロワ接続した
もので、TR′がTRのベース電流ＩB）供給源となる。こ
のようにするとVSVに流れる電流ＩLも大きくなるが、ベ
ース電流ＩBが検出抵抗Ｒ0に流れるので、第８図および
第９図の回路ではオン時のＩLの検出誤差となる。この
ベース電流ＩBは抵抗ＲBで制限できるが、ＩBを小さく
するとトランジスタTRの電流増幅流通ｈFEが低下するた
め、そのコレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCE(sat)が大
きくなり、トランジスタの消費電力（∝ＶCE(sat)×
ＩL）が増大する。エミッタ・フォロワ接続の最終段を
飽和領域で使用するには10・ＩB＝ＩL程度とするのが一
般的であるが、これではＩLの検出に10％の誤差が生ず
る。しかも、この条件を大電流領域で満足させると小電
流領域の誤差はそれより大になる。また、ＩB≒ＶB/RB
はバッテリ電圧ＶBの変動（10〜14V）の影響を受けるの
で、低電圧でも大電流の定電流制御をするにはＲBを小
さくしなければならない。しかし、これでは高電圧時に
ＩBが大きくなるので、ＲBとして消費電力（≒ＶB 2/
RB）の大きいものを使用しなければならない。
本発明は、上述したベース電流ＩBの影響を除くため
に出力駆動回路の最終段に電界効果トランジスタを使用
し、誘導性負荷電流ＩLを高精度に検出しようとするも
のである。
に出力駆動回路の最終段に電界効果トランジスタを使用
し、誘導性負荷電流ＩLを高精度に検出しようとするも
のである。
本発明の誘導性負荷の電流検出回路は、誘導性負荷を
駆動する素子に電界効果トランジスタを使用し、該トラ
ンジスタのソース側にオン時の電流検出用の第１の抵抗
を、またドレイン側に前記第１の抵抗の抵抗値より大き
な抵抗値を有しオフ時の電流を流す第２の抵抗を該負荷
と並列に接続し、該第１および第２の抵抗に発生する電
圧を共通の差動増幅器に供給して増幅するようにしてな
ることを特徴とし、また誘導性負荷を駆動する素子に電
界効果トランジスタを使用し、該トランジスタのソース
側にオン時の電流検出用の第１の抵抗を、またドレイン
側に前記第１の抵抗の抵抗値より大きな抵抗値を有しオ
フ時の電流を流す第２の抵抗を該負荷と並列に接続し、
該第１および第２の抵抗に発生する電圧を共通の非反転
増幅器に供給して増幅するようにしてなることを特徴と
するものである。
駆動する素子に電界効果トランジスタを使用し、該トラ
ンジスタのソース側にオン時の電流検出用の第１の抵抗
を、またドレイン側に前記第１の抵抗の抵抗値より大き
な抵抗値を有しオフ時の電流を流す第２の抵抗を該負荷
と並列に接続し、該第１および第２の抵抗に発生する電
圧を共通の差動増幅器に供給して増幅するようにしてな
ることを特徴とし、また誘導性負荷を駆動する素子に電
界効果トランジスタを使用し、該トランジスタのソース
側にオン時の電流検出用の第１の抵抗を、またドレイン
側に前記第１の抵抗の抵抗値より大きな抵抗値を有しオ
フ時の電流を流す第２の抵抗を該負荷と並列に接続し、
該第１および第２の抵抗に発生する電圧を共通の非反転
増幅器に供給して増幅するようにしてなることを特徴と
するものである。
第１図は本発明の原理説明図で、最終段にパワーMOS
FET Qを用いた出力駆動回路14と電流検出回路10および
その前段の回路13を示してある。但し、トランジスタT
R′がコレクタ出力でトランジスタＱを駆動するため、
前段回路13の比較器入力＋，−を第７図とは逆にしてあ
る。最終段のトランジスタＱがFETであると、電流ＩB
は抵抗Ｒ0には流れない。このためトランジスタＱオン
時の負荷電流ＩLの検出精度は向上する。また、トラ
ンジスタＱのオン抵抗（ＲDS）は数Ω以下であるので、
消費電力（ＲDS×ＩL）も小さく、スイッチング時間も
バイポーラトランジスタと比べて１桁以上短いので、タ
ーンオン・ターンオフの損失を実用上無視できる。抵抗
ＲBも数100mWで十分なので、消費電力が少ない。さら
に、ＩBはトランジスタＱのソース側へ流れないので、
オン時の電流検出値（Ｒ0による）はバッテリ電圧ＶBの
変動の影響を受けない。このため検出値が安定する。
FET Qを用いた出力駆動回路14と電流検出回路10および
その前段の回路13を示してある。但し、トランジスタT
R′がコレクタ出力でトランジスタＱを駆動するため、
前段回路13の比較器入力＋，−を第７図とは逆にしてあ
る。最終段のトランジスタＱがFETであると、電流ＩB
は抵抗Ｒ0には流れない。このためトランジスタＱオン
時の負荷電流ＩLの検出精度は向上する。また、トラ
ンジスタＱのオン抵抗（ＲDS）は数Ω以下であるので、
消費電力（ＲDS×ＩL）も小さく、スイッチング時間も
バイポーラトランジスタと比べて１桁以上短いので、タ
ーンオン・ターンオフの損失を実用上無視できる。抵抗
ＲBも数100mWで十分なので、消費電力が少ない。さら
に、ＩBはトランジスタＱのソース側へ流れないので、
オン時の電流検出値（Ｒ0による）はバッテリ電圧ＶBの
変動の影響を受けない。このため検出値が安定する。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。本例
は差動増幅型の電流検出回路で、その構成は第９図を基
本としている。従って、抵抗Ｒ0はオン時の負荷電流Ｉ
を、また抵抗Ｒ′はオフ時の負荷電流Ｉ′を検出すると
きに用いる。但し、第９図と異なるのは、オン時の電流
検出精度が向上するため、差動増幅器DIF2を省略して直
接Ｒ′の電圧を抵抗Ｒ3で加算して非反転増幅器AMPへ入
力できる点である。各抵抗の定数を Ｒ2＞Ｒ3,R1＞Ｒ′＞Ｒ0 と設定する、増幅器AMPの出力Ｖ0は となる。
は差動増幅型の電流検出回路で、その構成は第９図を基
本としている。従って、抵抗Ｒ0はオン時の負荷電流Ｉ
を、また抵抗Ｒ′はオフ時の負荷電流Ｉ′を検出すると
きに用いる。但し、第９図と異なるのは、オン時の電流
検出精度が向上するため、差動増幅器DIF2を省略して直
接Ｒ′の電圧を抵抗Ｒ3で加算して非反転増幅器AMPへ入
力できる点である。各抵抗の定数を Ｒ2＞Ｒ3,R1＞Ｒ′＞Ｒ0 と設定する、増幅器AMPの出力Ｖ0は となる。
第３図は本発明の他の実施例で、非反転増幅型の回路
図である。本例ではオフ時の電流Ｉ′をPNPトランジス
タTR″で電流ｉ′に変換して抵抗Ｒ0に流し、これを非
反転増幅AMPで増幅する。オン時の電流Ｉは直接抵抗Ｒ0
に流れる。第３図で、 Ｒ2＞Ｒ1,RE,RB,Rc＞Ｒ′＞Ｒ0 と設定すると、増幅器AMPの出力Ｖ0は となる。
図である。本例ではオフ時の電流Ｉ′をPNPトランジス
タTR″で電流ｉ′に変換して抵抗Ｒ0に流し、これを非
反転増幅AMPで増幅する。オン時の電流Ｉは直接抵抗Ｒ0
に流れる。第３図で、 Ｒ2＞Ｒ1,RE,RB,Rc＞Ｒ′＞Ｒ0 と設定すると、増幅器AMPの出力Ｖ0は となる。
以上述べたように本発明によれば、誘導性負荷に通電
する素子にFETを使用するので、制御電流値が大きく
（０〜10数Ａ）、また電源電圧変動（10〜14V）があっ
てもオン時の負荷電流を精度良く検出でき、しかも回路
構成を簡略化できる。
する素子にFETを使用するので、制御電流値が大きく
（０〜10数Ａ）、また電源電圧変動（10〜14V）があっ
てもオン時の負荷電流を精度良く検出でき、しかも回路
構成を簡略化できる。
第１図は本発明の原理説明図、第２図および第３図は本
発明の異なる実施例を示す回路図、第４図は空燃比フィ
ードバック補正システムの一例を示す構成図、第５図は
電磁弁ソレノイド駆動回路の一例を示す説明図、第６図
は電磁弁ソレノイドのヒステリシスの説明図、第７図は
従来の差動増幅型電流検出器を用いた電磁弁ソレノイド
の定電流駆動回路の一例を示す構成図、第８図および第
９図は従来の電流検出器の異なる例を示す回路図、第10
図は従来の出力回路の具体例を示す回路図である。 図中、10は電流検出回路、11は増幅器、14は出力駆動回
路、VSVは電磁弁ソレノイド（誘導性負荷）、AMPは反転
増幅器あるいは差動増幅器、ＱはパワーMOS FET、Ｒ0,
R′は電流検出抵抗。
発明の異なる実施例を示す回路図、第４図は空燃比フィ
ードバック補正システムの一例を示す構成図、第５図は
電磁弁ソレノイド駆動回路の一例を示す説明図、第６図
は電磁弁ソレノイドのヒステリシスの説明図、第７図は
従来の差動増幅型電流検出器を用いた電磁弁ソレノイド
の定電流駆動回路の一例を示す構成図、第８図および第
９図は従来の電流検出器の異なる例を示す回路図、第10
図は従来の出力回路の具体例を示す回路図である。 図中、10は電流検出回路、11は増幅器、14は出力駆動回
路、VSVは電磁弁ソレノイド（誘導性負荷）、AMPは反転
増幅器あるいは差動増幅器、ＱはパワーMOS FET、Ｒ0,
R′は電流検出抵抗。
Claims (2)
- 【請求項１】誘導性負荷を駆動する素子に電界効果トラ
ンジスタを使用し、該トランジスタのソース側にオン時
の電流検出用の第１の抵抗を、またドレイン側に前記第
１の抵抗の抵抗値より大きな抵抗値を有しオフ時の電流
を流す第２の抵抗を該負荷と並列に接続し、該第１およ
び第２の抵抗に発生する電圧を共通の差動増幅器に供給
して増幅するようにしてなることを特徴とする誘導性負
荷の電流検出回路。 - 【請求項２】誘導性負荷を駆動する素子に電界効果トラ
ンジスタを使用し、該トランジスタのソース側にオン時
の電流検出用の第１の抵抗を、またドレイン側に前記第
１の抵抗の抵抗値より大きな抵抗値を有しオフ時の電流
を流す第２の抵抗を該負荷と並列に接続し、該第１およ
び第２の抵抗に発生する電圧を共通の非反転増幅器に供
給して増幅するようにしてなることを特徴とする誘導性
負荷の電流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60202932A JP2536737B2 (ja) | 1985-09-13 | 1985-09-13 | 誘導性負荷の電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60202932A JP2536737B2 (ja) | 1985-09-13 | 1985-09-13 | 誘導性負荷の電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6263319A JPS6263319A (ja) | 1987-03-20 |
| JP2536737B2 true JP2536737B2 (ja) | 1996-09-18 |
Family
ID=16465545
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60202932A Expired - Fee Related JP2536737B2 (ja) | 1985-09-13 | 1985-09-13 | 誘導性負荷の電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2536737B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3825638B2 (ja) | 1999-04-23 | 2006-09-27 | インターナショナル・レクチファイヤー・コーポレーション | 高電圧リニア電流感知ｉｃ用の回路 |
| JP6446883B2 (ja) * | 2014-07-18 | 2019-01-09 | 株式会社デンソー | 誘導性負荷駆動装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4496886A (en) * | 1982-11-08 | 1985-01-29 | Hewlett-Packard Company | Three state driver for inductive loads |
-
1985
- 1985-09-13 JP JP60202932A patent/JP2536737B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6263319A (ja) | 1987-03-20 |
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