JP2531510B2 - サイクロコンバ−タ制御装置 - Google Patents
サイクロコンバ−タ制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源の力率を改善するサイクロコンバータ制
御装置に関するものである。
御装置に関するものである。
従来のこの種装置として第８図に示すものがあつた。
図において、14はΔ／Δ結線の三相トランス、15はΔ/Y
結線の三相トランス、16及び17はブリツヂ接続のコンバ
ータ、18は負荷である。
図において、14はΔ／Δ結線の三相トランス、15はΔ/Y
結線の三相トランス、16及び17はブリツヂ接続のコンバ
ータ、18は負荷である。
次に動作について説明する。まず、三相トランス14,1
5は、結線方法がΔ／ΔとΔ/Yになつているため、夫々
の出力電圧は互いに位相が30°づつずれている。その電
圧波形を６パルスのコンバータ16,17で整流すると全体
として12パルスのコンバータとなる。その出力電圧E1＋
E2を負荷18に供給する。
5は、結線方法がΔ／ΔとΔ/Yになつているため、夫々
の出力電圧は互いに位相が30°づつずれている。その電
圧波形を６パルスのコンバータ16,17で整流すると全体
として12パルスのコンバータとなる。その出力電圧E1＋
E2を負荷18に供給する。
通常、６パルスのコンバータ16,17はこのように制御
され、その制御入力とコンバータ出力電圧との関係は第
９図の如く示される。ここでコンバータの出力電圧が一
定になる点は、すなわちそのコンバータが負荷に出し得
る最大電圧である。６パルスのコンバータ16の出力電圧
をE1、コンバータ17の出力電圧をE2とすると、２組の６
パルスのコンバータ16,17は直列接続されているため、
負荷にかかる電圧E0はE1とE2の和になる。
され、その制御入力とコンバータ出力電圧との関係は第
９図の如く示される。ここでコンバータの出力電圧が一
定になる点は、すなわちそのコンバータが負荷に出し得
る最大電圧である。６パルスのコンバータ16の出力電圧
をE1、コンバータ17の出力電圧をE2とすると、２組の６
パルスのコンバータ16,17は直列接続されているため、
負荷にかかる電圧E0はE1とE2の和になる。
次に三相誘導電動機の運転等に使用されるサイクロコ
ンバータの構成を第11図に示す。図において、８は三相
交流電源、９は第８図の６パルスのコンバータ16,17を
逆並列に接続し、その間にリアクトルを接続したＵ相の
サイクロコンバータ主回路、10,11はＵ相のサイクロコ
ンバータ主回路９と同じ構成をとるＶ相,W相のサイクロ
コンバータ主回路である。また、12は三相電動機、13は
三相交流電圧指令を発生するゲートパルス発生器で各相
のコンバータに与えるゲート信号を作る。すなわち、交
流の制御入力vu*，vv*，vw*より、ゲートパルス発生器1
3によつて各相のゲートパルスを発生し、U,V,W相の各サ
イクロコンバータ主回路9,10,11のスイツチング素子を
動作させることによつて制御入力に比例した電圧を発生
し、三相電動機12を駆動する。
ンバータの構成を第11図に示す。図において、８は三相
交流電源、９は第８図の６パルスのコンバータ16,17を
逆並列に接続し、その間にリアクトルを接続したＵ相の
サイクロコンバータ主回路、10,11はＵ相のサイクロコ
ンバータ主回路９と同じ構成をとるＶ相,W相のサイクロ
コンバータ主回路である。また、12は三相電動機、13は
三相交流電圧指令を発生するゲートパルス発生器で各相
のコンバータに与えるゲート信号を作る。すなわち、交
流の制御入力vu*，vv*，vw*より、ゲートパルス発生器1
3によつて各相のゲートパルスを発生し、U,V,W相の各サ
イクロコンバータ主回路9,10,11のスイツチング素子を
動作させることによつて制御入力に比例した電圧を発生
し、三相電動機12を駆動する。
また、交流電圧を出力するサイクロコンバータは交流
１周期の間に、コンバータの制御角αが最大値から最小
値まで変化するため、電源力率が悪くなる。その対策と
しては第10図が行われている。すなわち、ここで、制御
入力が正の場合を考えると、コンバータ16の出力電圧を
最大値に固定し、コンバータ17の出力電圧E2を負の最大
値から、正の最大値まで制御する。この様に制御して
も、両電圧の和はE0となるため、負荷側から見れば、原
理的には、第９図と同一である。しかし、コンバータ16
は、正の最大電圧に固定されているため、コンバータ16
自体の電源力率は常に最大である。上記、制御法では、
二つのコンバータが同時に力率が最小になる時はなく、
電源力率は向上する。
１周期の間に、コンバータの制御角αが最大値から最小
値まで変化するため、電源力率が悪くなる。その対策と
しては第10図が行われている。すなわち、ここで、制御
入力が正の場合を考えると、コンバータ16の出力電圧を
最大値に固定し、コンバータ17の出力電圧E2を負の最大
値から、正の最大値まで制御する。この様に制御して
も、両電圧の和はE0となるため、負荷側から見れば、原
理的には、第９図と同一である。しかし、コンバータ16
は、正の最大電圧に固定されているため、コンバータ16
自体の電源力率は常に最大である。上記、制御法では、
二つのコンバータが同時に力率が最小になる時はなく、
電源力率は向上する。
従来のサイクロコンバータ制御装置は以上のように構
成されていたので電源力率を改善することはできるが第
10図の如く、直列に接続されたコンバータの制御角が異
なるため、出力電圧波形が12パルスコンバータであるに
もかかわらず、約30°間隔の点弧が維持できず、波形歪
みが大きく負荷に悪影響を及ぼす。従つて、12パルスコ
ンバータの利点である波形の改善を生かすことができ
ず、また、コンバータが必ず二つ必要であり、装置が複
雑になるなどの問題点があつた。
成されていたので電源力率を改善することはできるが第
10図の如く、直列に接続されたコンバータの制御角が異
なるため、出力電圧波形が12パルスコンバータであるに
もかかわらず、約30°間隔の点弧が維持できず、波形歪
みが大きく負荷に悪影響を及ぼす。従つて、12パルスコ
ンバータの利点である波形の改善を生かすことができ
ず、また、コンバータが必ず二つ必要であり、装置が複
雑になるなどの問題点があつた。
本発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、直列コンバータの数に関係せず、負荷に悪
影響を及ぼす様な高調波成分の増加を伴わないで電源力
率を改善できる、サイクロコンバータ制御装置を得るこ
とを目的とする。
れたもので、直列コンバータの数に関係せず、負荷に悪
影響を及ぼす様な高調波成分の増加を伴わないで電源力
率を改善できる、サイクロコンバータ制御装置を得るこ
とを目的とする。
本発明に係るサイクロコンバータ制御装置は、三相負
荷を運転する場合に、三相の相電圧指令に直流成分を加
え合わせ、各コンバータが出力電圧の１周期の間に必ず
最大電圧を出力できる様にしたものである。
荷を運転する場合に、三相の相電圧指令に直流成分を加
え合わせ、各コンバータが出力電圧の１周期の間に必ず
最大電圧を出力できる様にしたものである。
本発明における各相のサイクロコンバータ出力電圧は
直流成分のバイアス分だけよけいに電圧を発生するた
め、電源力率が向上する。
直流成分のバイアス分だけよけいに電圧を発生するた
め、電源力率が向上する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第８図と同一の部分は同一の符号をもつて図示した
第１図において、１は減算器、2,3,4は加算器、５は第
２図に示した三相交流電圧指令６のピーク値eaを演算す
る波高値演算回路である。
中、第８図と同一の部分は同一の符号をもつて図示した
第１図において、１は減算器、2,3,4は加算器、５は第
２図に示した三相交流電圧指令６のピーク値eaを演算す
る波高値演算回路である。
次に動作について説明する。第１図において、emは第
９図におけるコンバータが負荷に出し得る最大出力電圧
指令値と同一で、波高値演算回路５は、交流電圧指令の
ピーク値eaを演算し、減算器１によつて（em−ea）を得
る。この電圧はコンバータが出し得る余裕の電圧ともい
うべきものである。
９図におけるコンバータが負荷に出し得る最大出力電圧
指令値と同一で、波高値演算回路５は、交流電圧指令の
ピーク値eaを演算し、減算器１によつて（em−ea）を得
る。この電圧はコンバータが出し得る余裕の電圧ともい
うべきものである。
さて、三相交流負荷である三相電動機を駆動する場
合、第３次高調波等３相で位相が一致する電圧を各相に
加えても負荷に影響を与えないことは良く知られてい
る。よつて、三相の相電圧に同一の直流電圧を加えても
負荷には関係はないが、サイクロコンバータの制御角α
は直流を発生する分だけ小さくなり、電源力率は改善さ
れる。よつて重畳される直流電圧の最大値edは、第３図
に示す様に、交流電圧指令７のピーク値eaがemになる様
に演算する。
合、第３次高調波等３相で位相が一致する電圧を各相に
加えても負荷に影響を与えないことは良く知られてい
る。よつて、三相の相電圧に同一の直流電圧を加えても
負荷には関係はないが、サイクロコンバータの制御角α
は直流を発生する分だけ小さくなり、電源力率は改善さ
れる。よつて重畳される直流電圧の最大値edは、第３図
に示す様に、交流電圧指令７のピーク値eaがemになる様
に演算する。
ed＝em−ea ……………………… （１） 従つて第１図の減算器１によつて得られた直流電圧の
最大値edを三相交流指令Vu*，Vv*，Vw*に（第１グルー
プの）加算器2,3,4を介して加え、第４図に示すサイク
ロコンバータのゲートパルス発生器13に入力してサイク
ロコンバータを制御する。このようにすることにより、
サイクロコンバータは１周期の間に必ず最大電圧を出力
することができることになり、電源力率が向上する。
最大値edを三相交流指令Vu*，Vv*，Vw*に（第１グルー
プの）加算器2,3,4を介して加え、第４図に示すサイク
ロコンバータのゲートパルス発生器13に入力してサイク
ロコンバータを制御する。このようにすることにより、
サイクロコンバータは１周期の間に必ず最大電圧を出力
することができることになり、電源力率が向上する。
また、従来の制御装置の様に直列の２個のコンバータ
を非対称に動作させないため、12パルスコンバータ本来
の良好な電圧波形が出力できる。また、本制御装置は、
直列接続コンバータの数には関係ない。
を非対称に動作させないため、12パルスコンバータ本来
の良好な電圧波形が出力できる。また、本制御装置は、
直列接続コンバータの数には関係ない。
なお、上記実施例では、交流電圧指令を正弦波として
説明したが、第５図に示す様に第３次高調波を基本波の
1/6の振幅だけ加え合わせた電圧指令20としても良い。
この場合には、電圧指令20の波高値が、基本波の波形19
の になるため、交流出力電圧を大きくとることができると
ともに直流電圧の最大値edを第３図の値よりも大きくと
ることができ、電源力率もさらに向上する。
説明したが、第５図に示す様に第３次高調波を基本波の
1/6の振幅だけ加え合わせた電圧指令20としても良い。
この場合には、電圧指令20の波高値が、基本波の波形19
の になるため、交流出力電圧を大きくとることができると
ともに直流電圧の最大値edを第３図の値よりも大きくと
ることができ、電源力率もさらに向上する。
また、第１図では三相交流電圧指令から波高値演算回
路５によつて交流電圧のピーク値eaを求めたが、第６図
に示す電動機のベクトル制御装置等、電気角速度に同期
した座標変換器22を持つ制御装置では、座標交換前の電
圧指令Vdes *，Vqcs *から波高値演算器21によつてピーク
値eaを演算してもよい。また、この装置で第３次高調波
を加えてさらに特性向上を図る場合には、第７図に示す
様に、電圧指令Vdes *，Vqes *及び基本波の位相を入力と
する第３次高調波発生器25より基本波の振幅の1/6の第
３次高調波を発生し、この第３次高調波を座標変換器22
で交流電圧指令より作成した３相交流電圧と第２グルー
プの加算器26,27,28で加算する。また、波高値演算回路
21は交流電圧指令の波高値を演算し、定数掛算器29は前
記波高値演算出力を交流電圧指令に第３次高調波を重畳
させた場合の波高値に換算（基本波の する。そして、定数掛算器出力をサイクロコンバータの
出力電圧の最大値から差引く演算を減算器１で実行し、
この減算器１による減算結果を第１グループの加算器2,
3,4で前記第２グループの加算器26,27,28の出力にそれ
ぞれ加え、ゲートパルス発生器で前記第１グループの加
算器での演算結果をサイクロコンバータ23の制御指令と
し、この制御指令で三相電動機24を駆動する。なお、ゲ
ートパルス発生器はサイクロコンバータ23内にあるので
図示を省略する。
路５によつて交流電圧のピーク値eaを求めたが、第６図
に示す電動機のベクトル制御装置等、電気角速度に同期
した座標変換器22を持つ制御装置では、座標交換前の電
圧指令Vdes *，Vqcs *から波高値演算器21によつてピーク
値eaを演算してもよい。また、この装置で第３次高調波
を加えてさらに特性向上を図る場合には、第７図に示す
様に、電圧指令Vdes *，Vqes *及び基本波の位相を入力と
する第３次高調波発生器25より基本波の振幅の1/6の第
３次高調波を発生し、この第３次高調波を座標変換器22
で交流電圧指令より作成した３相交流電圧と第２グルー
プの加算器26,27,28で加算する。また、波高値演算回路
21は交流電圧指令の波高値を演算し、定数掛算器29は前
記波高値演算出力を交流電圧指令に第３次高調波を重畳
させた場合の波高値に換算（基本波の する。そして、定数掛算器出力をサイクロコンバータの
出力電圧の最大値から差引く演算を減算器１で実行し、
この減算器１による減算結果を第１グループの加算器2,
3,4で前記第２グループの加算器26,27,28の出力にそれ
ぞれ加え、ゲートパルス発生器で前記第１グループの加
算器での演算結果をサイクロコンバータ23の制御指令と
し、この制御指令で三相電動機24を駆動する。なお、ゲ
ートパルス発生器はサイクロコンバータ23内にあるので
図示を省略する。
また、第３図では、ピーク値edを正として説明した
が、負の数にし、交流電圧指令７が負の最大値−emに一
致する様に制御しても全く同様の効果が得られる。
が、負の数にし、交流電圧指令７が負の最大値−emに一
致する様に制御しても全く同様の効果が得られる。
以上のように、本発明によれば、交流電圧指令と基本
波位相から第３次高調波を発生する第３次高調波発生器
と、交流電圧指令より作成される３相交流電圧それぞれ
に前記第３次高調波を加え合わせる第２グループの加算
器と、交流電圧指令の波高値を演算する波高値演算回路
と、交流電圧指令に第３次高調波を重畳させた場合の波
高値に前記波高値演算出力を換算する定数掛算器と、前
記定数掛算器出力をサイクロコンバータの出力電圧の最
大値から差引く演算を実行する減算器と、前記減算器に
よる減算結果を前記第２グループの加算器の出力にそれ
ぞれ加える第１グループの加算器と、前記第１グループ
の加算器での演算結果をサイクロコンバータの制御指令
として出力するための制御を行うゲートパルス発生器と
を備える構成としたので、電圧波形の波高値が基本波の
波形より小さくなり、交流出力電圧を大きく取ることが
できるとともに直流電圧の最大値を大きく取ることがで
き電源力率を向上させるという効果がある。また、交流
出力には影響を与えないサイクロコンバータの制御装置
が得られる効果がある。
波位相から第３次高調波を発生する第３次高調波発生器
と、交流電圧指令より作成される３相交流電圧それぞれ
に前記第３次高調波を加え合わせる第２グループの加算
器と、交流電圧指令の波高値を演算する波高値演算回路
と、交流電圧指令に第３次高調波を重畳させた場合の波
高値に前記波高値演算出力を換算する定数掛算器と、前
記定数掛算器出力をサイクロコンバータの出力電圧の最
大値から差引く演算を実行する減算器と、前記減算器に
よる減算結果を前記第２グループの加算器の出力にそれ
ぞれ加える第１グループの加算器と、前記第１グループ
の加算器での演算結果をサイクロコンバータの制御指令
として出力するための制御を行うゲートパルス発生器と
を備える構成としたので、電圧波形の波高値が基本波の
波形より小さくなり、交流出力電圧を大きく取ることが
できるとともに直流電圧の最大値を大きく取ることがで
き電源力率を向上させるという効果がある。また、交流
出力には影響を与えないサイクロコンバータの制御装置
が得られる効果がある。
第１図は本発明の一実施例によるサイクロコンバータ制
御装置を示すブロツク図、第２図は交流電圧指令の波形
図、第３図は本発明による直流の重畳された電圧指令の
波形図、第４図は三相サイクロコンバータによる電動機
制御装置のブロツク図、第５図は本発明の他の実施例を
示す波形図、第６図は三相電動機のベクトル制御装置に
おける本発明の他の適用図、第７図は電動機のベクトル
制御装置における本発明の他の適用図、第８図は従来の
サイクロコンバータ制御装置の動作を説明するサイクロ
コンバータの部分回路図、第９図はサイクロコンバータ
の出力電圧と制御入力との関係図、第10図は従来のサイ
クロコンバータ制御装置における出力電圧と制御入力と
の関係図、第11図は三相サイクロコンバータによる電動
機制御装置のブロツク図である。 図において、１は減算器、2,3,4は（第１グループ）加
算器、５は波高値演算回路、6,7は交流電圧指令、9,10,
11はサイクロコンバータ主回路、12は三相電動機、13は
ゲートパルス発生器、20は電圧指令、21は波高値演算
器、22は座標変換器、25は第３次高調波発生器、26〜28
は（第２グループの）加算器、29は定数掛算器である。
御装置を示すブロツク図、第２図は交流電圧指令の波形
図、第３図は本発明による直流の重畳された電圧指令の
波形図、第４図は三相サイクロコンバータによる電動機
制御装置のブロツク図、第５図は本発明の他の実施例を
示す波形図、第６図は三相電動機のベクトル制御装置に
おける本発明の他の適用図、第７図は電動機のベクトル
制御装置における本発明の他の適用図、第８図は従来の
サイクロコンバータ制御装置の動作を説明するサイクロ
コンバータの部分回路図、第９図はサイクロコンバータ
の出力電圧と制御入力との関係図、第10図は従来のサイ
クロコンバータ制御装置における出力電圧と制御入力と
の関係図、第11図は三相サイクロコンバータによる電動
機制御装置のブロツク図である。 図において、１は減算器、2,3,4は（第１グループ）加
算器、５は波高値演算回路、6,7は交流電圧指令、9,10,
11はサイクロコンバータ主回路、12は三相電動機、13は
ゲートパルス発生器、20は電圧指令、21は波高値演算
器、22は座標変換器、25は第３次高調波発生器、26〜28
は（第２グループの）加算器、29は定数掛算器である。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電圧指令と基本波位相から第３次高調
波を発生する第３次高調波発生器と、交流電圧指令より
作成される３相交流電圧それぞれに前記第３次高調波を
加え合わせる第２グループの加算器と、交流電圧指令の
波高値を演算する波高値演算回路と、交流電圧指令に第
３次高調波を重畳させた場合の波高値に前記波高値演算
出力を換算する定数掛算器と、前記定数掛算器出力をサ
イクロコンバータの出力電圧の最大値から差引く演算を
実行する減算器と、前記減算器による減算結果を前記第
２グループの加算器の出力にそれぞれ加える第１グルー
プの加算器と、前記第１グループの加算器での演算結果
をサイクロコンバータの制御指令として出力するための
制御を行うゲートパルス発生器とを備えることを特徴と
するサイクロコンバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60161199A JP2531510B2 (ja) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | サイクロコンバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60161199A JP2531510B2 (ja) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | サイクロコンバ−タ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223370A JPS6223370A (ja) | 1987-01-31 |
| JP2531510B2 true JP2531510B2 (ja) | 1996-09-04 |
Family
ID=15730469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60161199A Expired - Fee Related JP2531510B2 (ja) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | サイクロコンバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2531510B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5893473A (ja) * | 1981-11-26 | 1983-06-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
| JPS58148668A (ja) * | 1982-02-26 | 1983-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
-
1985
- 1985-07-23 JP JP60161199A patent/JP2531510B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6223370A (ja) | 1987-01-31 |
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