JPS6223370A - サイクロコンバ−タ制御装置 - Google Patents
サイクロコンバ−タ制御装置Info
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- JPS6223370A JPS6223370A JP16119985A JP16119985A JPS6223370A JP S6223370 A JPS6223370 A JP S6223370A JP 16119985 A JP16119985 A JP 16119985A JP 16119985 A JP16119985 A JP 16119985A JP S6223370 A JPS6223370 A JP S6223370A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電源の力率を改善するサイクロコンパ−夕制御
装置に関するものである。
装置に関するものである。
従来のこの種装置として第８図に示すものがあった。図
において、１４はΔ／Δ結線の三相トランス、１５はΔ
／Ｙ結線の三相トランス、１６及び１７はブリッヂ接続
のコンバータ、１８は負荷である。
において、１４はΔ／Δ結線の三相トランス、１５はΔ
／Ｙ結線の三相トランス、１６及び１７はブリッヂ接続
のコンバータ、１８は負荷である。
次に動作について説明する。まず、三相トランス１４．
１５は、結線方法がΔ／ΔとΔ／Ｙになっているため、
夫々の出力電圧は互いに位相が３００づつずれている。
１５は、結線方法がΔ／ΔとΔ／Ｙになっているため、
夫々の出力電圧は互いに位相が３００づつずれている。
その電圧波形を６パルスのコンバータ１６，１７で整流
すると全体として１２パルスのコンバータとなる。その
出力電圧Ｅ＋＋Ｅｔ’ｆ：負荷１８に供給する。
すると全体として１２パルスのコンバータとなる。その
出力電圧Ｅ＋＋Ｅｔ’ｆ：負荷１８に供給する。
通常、６パルスのコンバータ１６．１７はこのように制
御され、その制御入力とコンバータ出力電圧との関係は
第９図の如く示される。ここでコンバータの出力電圧が
一定になる点は、すなわちそのコンバータが負荷に出し
得る最大電圧である。
御され、その制御入力とコンバータ出力電圧との関係は
第９図の如く示される。ここでコンバータの出力電圧が
一定になる点は、すなわちそのコンバータが負荷に出し
得る最大電圧である。
６パルスのコンバータ１６の出力ｔ 圧ｔ Ｅｓ、 ”
ンバータ１７の出力電圧ｋＥｚとすると、２組の６パ
ルスのコンバータ１６，１７は直列接続されているため
、負荷、にかかる電圧Ｅ。はＥｌとＥ、の和になる。
ンバータ１７の出力電圧ｋＥｚとすると、２組の６パ
ルスのコンバータ１６，１７は直列接続されているため
、負荷、にかかる電圧Ｅ。はＥｌとＥ、の和になる。
次に三相誘導電動機の運転等に使用されるサイクロコン
バータの構成を第１１図に示す。図において、８は三相
交流電源、９は第８図の６パルスのコンバータ１６，１
７を逆並列に接続し、その間にリアクトルを接続したＵ
相のサイクロコンバータ主回路、１０．１１はＵ相のサ
イクロコンバータ主回路９と同じ構成をとる■相、Ｗ相
のサイクロコンバータ主回路である。また、１２は三相
電動機、１６は三相交流電圧指令を発生するゲートパル
ス発生器で各相のコンバータに与えるゲート信号を作る
。すなわち、交流の制御人力ＶＵ 。
バータの構成を第１１図に示す。図において、８は三相
交流電源、９は第８図の６パルスのコンバータ１６，１
７を逆並列に接続し、その間にリアクトルを接続したＵ
相のサイクロコンバータ主回路、１０．１１はＵ相のサ
イクロコンバータ主回路９と同じ構成をとる■相、Ｗ相
のサイクロコンバータ主回路である。また、１２は三相
電動機、１６は三相交流電圧指令を発生するゲートパル
ス発生器で各相のコンバータに与えるゲート信号を作る
。すなわち、交流の制御人力ＶＵ 。
Ｖｖ、Ｖｗよシ、ゲートパルス発生器１３によって各相
のゲートパルスを発生し、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各サイクロコ
ンバータ主回路９．１０．１１（７）スイッチング素子
を動作させることによって制御入力に比例した電圧を発
生し、三相電動機１２を駆動する。
のゲートパルスを発生し、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各サイクロコ
ンバータ主回路９．１０．１１（７）スイッチング素子
を動作させることによって制御入力に比例した電圧を発
生し、三相電動機１２を駆動する。
また、交流電圧を出力するサイクロコンバータは交流１
周期の間に、コンバータの制御角αが最大値から最小値
まで変化するため、電源力率が悪くなる。その対策とし
ては第１０図が行われている。すなわち、ここで、制御
入力が正の場合を考えると、コンバータ１６の出力電圧
を最大値に固定し、コンバータ１７の出力電圧Ｅ、を負
の最大値から、正の最大値まで制御する。この様に制御
しても、両室圧の和はＥ。となるため、負荷側から見れ
ば、原理的には、第９図と同一である。しかし、コンバ
ータ１６は、正の最大電圧に固定されているため、コン
バータ１６自体の電源力率は常に最大である。上記、制
御法では、二つのコンバータが同時に力率が最小になる
時はなく、電源力率は向上する。
周期の間に、コンバータの制御角αが最大値から最小値
まで変化するため、電源力率が悪くなる。その対策とし
ては第１０図が行われている。すなわち、ここで、制御
入力が正の場合を考えると、コンバータ１６の出力電圧
を最大値に固定し、コンバータ１７の出力電圧Ｅ、を負
の最大値から、正の最大値まで制御する。この様に制御
しても、両室圧の和はＥ。となるため、負荷側から見れ
ば、原理的には、第９図と同一である。しかし、コンバ
ータ１６は、正の最大電圧に固定されているため、コン
バータ１６自体の電源力率は常に最大である。上記、制
御法では、二つのコンバータが同時に力率が最小になる
時はなく、電源力率は向上する。
従来のサイクロコンバータ制御装置は以上のように構成
されていたので電源力率全改善することはできるが第１
０図の如く、直列に接続されたコンバータの制御角が異
なるため、出力電圧波形が１２パルスコンバータである
にもかかわらず、約３０°間隔の点弧が維持できず、波
形歪みが大きく負荷に悪影響を及ぼす。従って、１２パ
ルスコンバータの利点である波形の改善を生かすことが
できず、また、コンバータが必ず二つ必要であり、装置
が複雑になるなどの問題点があった。
されていたので電源力率全改善することはできるが第１
０図の如く、直列に接続されたコンバータの制御角が異
なるため、出力電圧波形が１２パルスコンバータである
にもかかわらず、約３０°間隔の点弧が維持できず、波
形歪みが大きく負荷に悪影響を及ぼす。従って、１２パ
ルスコンバータの利点である波形の改善を生かすことが
できず、また、コンバータが必ず二つ必要であり、装置
が複雑になるなどの問題点があった。
本発明は、上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、直列コンバータの数に関係せず、負荷に悪影
響１及ぼす様な高調波成分の増加を伴わないで電源力率
を改善できる。サイクロコンバータ制御装置を得ること
を目的とする。
たもので、直列コンバータの数に関係せず、負荷に悪影
響１及ぼす様な高調波成分の増加を伴わないで電源力率
を改善できる。サイクロコンバータ制御装置を得ること
を目的とする。
本発明に係るサイクロコンバータ制御装置は。
三相負荷を運転する場合に、三相の相電圧指令に直流成
分を加え合わせ、各コンバータが出力電圧の１周期の間
に必ず最大電圧を出力できる様にしたものである。
分を加え合わせ、各コンバータが出力電圧の１周期の間
に必ず最大電圧を出力できる様にしたものである。
本発明における各相のサイクロコンバータ出力電圧は直
流成分のバイアス分だけよけいに電圧を発生するため、
電源力率が向上する。
流成分のバイアス分だけよけいに電圧を発生するため、
電源力率が向上する。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
、第８図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
１図において、１は減算器、２゜６゜４は加算器、５は
第２図に示した三相交流電圧指令６のピーク値Ｅａを演
算する波高値演算回路である。
、第８図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第
１図において、１は減算器、２゜６゜４は加算器、５は
第２図に示した三相交流電圧指令６のピーク値Ｅａを演
算する波高値演算回路である。
次に動作について説明する。第１図において、軸は第９
図におけるコンバータが負荷に出し得る最大出力電圧指
令値と同一で、波高値演算回路５は、交流電圧指令のピ
ーク値ｅａｉ演算し、減算器１によって（ｅｍ−ｅａ）
ｆ得る。この電圧はコンバータが出し得る余裕の電圧と
もいうべきものである。
図におけるコンバータが負荷に出し得る最大出力電圧指
令値と同一で、波高値演算回路５は、交流電圧指令のピ
ーク値ｅａｉ演算し、減算器１によって（ｅｍ−ｅａ）
ｆ得る。この電圧はコンバータが出し得る余裕の電圧と
もいうべきものである。
さて、三相交流負荷である三相電動機全駆動する場合、
第３次高調波等３相で位相が一致する電圧を各相に加え
ても負荷に影響を与えないことは良く知られている。よ
って、三相の相電圧に同一の直流電圧金加えても負荷に
は関係はないが、サイクロコンバータの制御角αは直流
を発生する分だけ小さくなシ、電源力率は改善される。
第３次高調波等３相で位相が一致する電圧を各相に加え
ても負荷に影響を与えないことは良く知られている。よ
って、三相の相電圧に同一の直流電圧金加えても負荷に
は関係はないが、サイクロコンバータの制御角αは直流
を発生する分だけ小さくなシ、電源力率は改善される。
よって重畳される直流電圧の最大値ｅｄは、第３図に示
す様に、交流電圧指令７のピーク値ｅａがｅｍになる様
に演算する。
す様に、交流電圧指令７のピーク値ｅａがｅｍになる様
に演算する。
ｅ（１＝ ｅｍ −ｅａ ・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・（１）従って第１図
の減算器１によって得られた直流電圧の最大値ｅｄを三
相交流指令Ｖｕ”、 Ｖｖ”、 Ｖｗ” Ｋ（ｗｃ１グ
ループの）加算器２ 、３ 、４ｔ−介して加え、第４
図に示すサイクロコンバータのゲートパルス発生器１３
に入力してサイクロコンバータを制御する。このように
することによシ、サイクロコンバータは１周期の間に必
ず最大電圧を出力することができることになり、電源力
率が向上する。
・・・・・・・・・・・・・・・・（１）従って第１図
の減算器１によって得られた直流電圧の最大値ｅｄを三
相交流指令Ｖｕ”、 Ｖｖ”、 Ｖｗ” Ｋ（ｗｃ１グ
ループの）加算器２ 、３ 、４ｔ−介して加え、第４
図に示すサイクロコンバータのゲートパルス発生器１３
に入力してサイクロコンバータを制御する。このように
することによシ、サイクロコンバータは１周期の間に必
ず最大電圧を出力することができることになり、電源力
率が向上する。
また、従来の制御装置の様に直列の２個のコンバータを
非対称に動作させないため、１２パルスコンバ一タ本来
の良好な電圧波形が出力できる。
非対称に動作させないため、１２パルスコンバ一タ本来
の良好な電圧波形が出力できる。
また、本制御装置は、直列接続コンバータの数には関係
ない。
ない。
なお、上記実施例では、変流電圧指令を正弦波として説
明したが、第５図に示す様に第３次高調波を基本波の１
７６の振幅だけ加え合わせた電圧指令２０としても良い
。この場合には、電圧指令２０の波高値が、基本波の波
形１９のＪＴ／２になるため、交流出力電圧音大きくと
ることができるとともに直流電圧の最大値ｅｄを第３図
の値よりも大きくとることができ、電源力率もさらに向
上する。
明したが、第５図に示す様に第３次高調波を基本波の１
７６の振幅だけ加え合わせた電圧指令２０としても良い
。この場合には、電圧指令２０の波高値が、基本波の波
形１９のＪＴ／２になるため、交流出力電圧音大きくと
ることができるとともに直流電圧の最大値ｅｄを第３図
の値よりも大きくとることができ、電源力率もさらに向
上する。
また、第１図では三相交流電圧指令から波高値演算回路
５によって交流電圧のピーク値ｅａを求めたが、第６図
に示す電動機のベクトル制御装置等。
５によって交流電圧のピーク値ｅａを求めたが、第６図
に示す電動機のベクトル制御装置等。
電気角速度に同期した座標変換器金持つ制御装置では、
座標交換前の電圧指令Ｖｄｅ ＊、 Ｖｑｃ ”から波
ｓ Ｓ 高値演算器２１によってピーク値ｅａヲ演算してもよい
。また、この装置で第３次高調波全加えてさらに特性向
上を図る場合には、第７図に示す様に、電圧指令Ｖｄｅ
“、Ｖｑｅ＊及び基本波の位相を入力とＳ
Ｓ する、第３次高調波発生器よシ基本波の振幅の偽の第３
次高調波を発生し、（第２グループの）加算器２６，２
７．２８で基本波指令値と加え合わ器１の出力の直流分
を減算器２，３．４で加えて、サイクロコンバータ２６
の電圧指令とし、三相電動機２４を駆動する。
座標交換前の電圧指令Ｖｄｅ ＊、 Ｖｑｃ ”から波
ｓ Ｓ 高値演算器２１によってピーク値ｅａヲ演算してもよい
。また、この装置で第３次高調波全加えてさらに特性向
上を図る場合には、第７図に示す様に、電圧指令Ｖｄｅ
“、Ｖｑｅ＊及び基本波の位相を入力とＳ
Ｓ する、第３次高調波発生器よシ基本波の振幅の偽の第３
次高調波を発生し、（第２グループの）加算器２６，２
７．２８で基本波指令値と加え合わ器１の出力の直流分
を減算器２，３．４で加えて、サイクロコンバータ２６
の電圧指令とし、三相電動機２４を駆動する。
また、第３図では、ピーク値ｅｄｔ正として説明したが
、負の数にし、交流電圧指令７が負の最大値−軸に一致
する様に制御しても全く同様の効果が得られる。
、負の数にし、交流電圧指令７が負の最大値−軸に一致
する様に制御しても全く同様の効果が得られる。
以上のように、本発明によれば、三相交流電圧に直流を
加えて、サイクロコンバータの制御角を平均的に小さく
したので、電源力率が向上し、また、交流出力には影響
を与えないサイクロコンバータの制御装置が得られる効
果がある。
加えて、サイクロコンバータの制御角を平均的に小さく
したので、電源力率が向上し、また、交流出力には影響
を与えないサイクロコンバータの制御装置が得られる効
果がある。
第１図は本発明の一実施例によるサイクロコンバータ制
御装置を示すブロック図、第２図は又流電圧指令の波形
図、第３図は本発明による直流の重畳された電圧指令の
波形図、第４図は三相サイクロコンバータによる電動機
制御装置のブロック図、第５図は本発明の他の実施例を
示す波形図、第６図は三相電動機のベクトル制御装置に
おける本発明の他の適用図、第７図は電動機のベクトル
制御装置における本発明の他の適用図、＄８図は従来の
サイクロコンバータ制御装置の動作を説明するサイクロ
コンバータの部分回路図、第９図はサイクロコンバータ
の出力電圧と制御入力との関係図、第１０図は従来のサ
イクロコンバータ制御装置における出力電圧と制御入力
との関係図、第１１図は三相サイクロコンバータによる
電動機制御装置のブロック図である。 図において、１は減算器、２，３．４は（第１グループ
）減算器、５は波高値演算回路、６，７は交流電圧指令
、９，１０．１１はサイクロコンバータ主回路、１２は
三相電動機、１６はゲートパルス発生器、２０は電圧指
令、２１は波高値演算器、２２は座標変換器、２５は第
３次高調波発生器、２６〜２８は（第２グループの）加
算器、２９は定数掛算器である。 第１図 第２図 第３図 ０□ 第４図 ９＾１１ニブイア０コシ八゛−タ土回縛Ｌ１２：三ネ日
慣ら令力徴゛ １３：ケ２トノ（ルス雀ら生テ１ 第５図 、２１９ 第６図 第７図 ２５： ３３次Ａ’Ｖｌ＋”Ｊｌｖ：’ｊ−淋２６〜２
８：（第２１１）シーブ／））刀ロ震１≠到２９：定（
文才訃鴛呑 第８図 第９図 コ；バータ 第１０図 第１１図 手続補正Ｍ（自発） １．事件の表示 特願昭６０−１６１１９９号２、
発明の名称 サイクロコンバータ制御装置 ３、補正をする者 ５、補正の対象 （１）明細書の特許請求の範囲の欄 （４）図 面 ′
・′６、補正の内容 （３）別紙の通り第１１図全補正する。 ７、添付書類の目録 （１）補正後の特許請求の範囲金 記載した書面 １通（２）補正後の
第１１図を記載し た書面 １通以上 補正後の特許請求の範囲 （１）三相の交流電圧指令全取込み該交流電圧指令のピ
ーク値を演算する波高値演算回路と、前記ピーク値をサ
イクロコンバータの出力電圧の最大値から差引く演算を
実行する減算器と、前記減算器による減算結果を前記三
相交流電圧指令に夫々加える演算を実行する３組の加算
器と、前記加算器での演算結果全サイクロコンバータの
制御指令として出力するための制御全行うゲートパルス
発生器と全備えたサイクロコンバータ制御装置。 （２）前記、交流電圧指令金第３次高ｍ１ｌｋ、基本波
の１／６の振幅だけ加え合せた電圧指令とし波高値演算
回路及び夫々の加算器に人力するようにしたことＦ脣徴
とする特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバータ
制御装置。 （３）前記、三相交流電圧指令をその交流角速度で回転
する座標上の電圧指令から変換する座標変換器によって
生成し、前記回転座標上の電圧指令から前記三相交流負
荷に印加する交流電圧のピーク値を波高値演算器によっ
て求めるようにしたこと全特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のサイクロコンバータ制御装置。 （４）前記減算器の減算入力信号として電圧指令を波高
値演算器に与え、その波高値演算器の出力値を基本波の
、／Ｔ／２倍になる定数掛算器を介して入力するように
し、更に３相父流指令に対応する夫々の第１グループの
加算器への入力信号とじて電圧指令及び基本波の位相を
入力とする第３次高調波発生器の出力信号及び電気角速
度に周期した座標変換器の出力信号と全第２グループの
夫々の加算器に与え、その加算器の出力を前記夫々の第
１グループの加算器に入力するようにしたこと全特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバータ制
御装置。 第１１図
御装置を示すブロック図、第２図は又流電圧指令の波形
図、第３図は本発明による直流の重畳された電圧指令の
波形図、第４図は三相サイクロコンバータによる電動機
制御装置のブロック図、第５図は本発明の他の実施例を
示す波形図、第６図は三相電動機のベクトル制御装置に
おける本発明の他の適用図、第７図は電動機のベクトル
制御装置における本発明の他の適用図、＄８図は従来の
サイクロコンバータ制御装置の動作を説明するサイクロ
コンバータの部分回路図、第９図はサイクロコンバータ
の出力電圧と制御入力との関係図、第１０図は従来のサ
イクロコンバータ制御装置における出力電圧と制御入力
との関係図、第１１図は三相サイクロコンバータによる
電動機制御装置のブロック図である。 図において、１は減算器、２，３．４は（第１グループ
）減算器、５は波高値演算回路、６，７は交流電圧指令
、９，１０．１１はサイクロコンバータ主回路、１２は
三相電動機、１６はゲートパルス発生器、２０は電圧指
令、２１は波高値演算器、２２は座標変換器、２５は第
３次高調波発生器、２６〜２８は（第２グループの）加
算器、２９は定数掛算器である。 第１図 第２図 第３図 ０□ 第４図 ９＾１１ニブイア０コシ八゛−タ土回縛Ｌ１２：三ネ日
慣ら令力徴゛ １３：ケ２トノ（ルス雀ら生テ１ 第５図 、２１９ 第６図 第７図 ２５： ３３次Ａ’Ｖｌ＋”Ｊｌｖ：’ｊ−淋２６〜２
８：（第２１１）シーブ／））刀ロ震１≠到２９：定（
文才訃鴛呑 第８図 第９図 コ；バータ 第１０図 第１１図 手続補正Ｍ（自発） １．事件の表示 特願昭６０−１６１１９９号２、
発明の名称 サイクロコンバータ制御装置 ３、補正をする者 ５、補正の対象 （１）明細書の特許請求の範囲の欄 （４）図 面 ′
・′６、補正の内容 （３）別紙の通り第１１図全補正する。 ７、添付書類の目録 （１）補正後の特許請求の範囲金 記載した書面 １通（２）補正後の
第１１図を記載し た書面 １通以上 補正後の特許請求の範囲 （１）三相の交流電圧指令全取込み該交流電圧指令のピ
ーク値を演算する波高値演算回路と、前記ピーク値をサ
イクロコンバータの出力電圧の最大値から差引く演算を
実行する減算器と、前記減算器による減算結果を前記三
相交流電圧指令に夫々加える演算を実行する３組の加算
器と、前記加算器での演算結果全サイクロコンバータの
制御指令として出力するための制御全行うゲートパルス
発生器と全備えたサイクロコンバータ制御装置。 （２）前記、交流電圧指令金第３次高ｍ１ｌｋ、基本波
の１／６の振幅だけ加え合せた電圧指令とし波高値演算
回路及び夫々の加算器に人力するようにしたことＦ脣徴
とする特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバータ
制御装置。 （３）前記、三相交流電圧指令をその交流角速度で回転
する座標上の電圧指令から変換する座標変換器によって
生成し、前記回転座標上の電圧指令から前記三相交流負
荷に印加する交流電圧のピーク値を波高値演算器によっ
て求めるようにしたこと全特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のサイクロコンバータ制御装置。 （４）前記減算器の減算入力信号として電圧指令を波高
値演算器に与え、その波高値演算器の出力値を基本波の
、／Ｔ／２倍になる定数掛算器を介して入力するように
し、更に３相父流指令に対応する夫々の第１グループの
加算器への入力信号とじて電圧指令及び基本波の位相を
入力とする第３次高調波発生器の出力信号及び電気角速
度に周期した座標変換器の出力信号と全第２グループの
夫々の加算器に与え、その加算器の出力を前記夫々の第
１グループの加算器に入力するようにしたこと全特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバータ制
御装置。 第１１図
Claims (4)
- （１）三相の交流電圧指令を取込み該交流電圧指令のピ
ーク値を演算する波高値演算回路と、前記ピーク値を出
力電圧から差引く演算を実行する減算器と、前記減算器
による減算結果を前記三相交流電圧指令に夫々加える演
算を実行する３組の加算器と、前記加算器での演算結果
をサイクロコンバータの制御指令として出力するための
制御を行うゲートパルス発生器とを備えたサイクロコン
バータ制御装置。 - （２）前記、交流電圧指令を第３次高調波を基本波の１
／６の振幅だけ加え合せた電圧指令とし波高値演算回路
及び夫々の加算器に入力するようにしたことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバータ制御
装置。 - （３）前記、三相交流電圧指令をその交流角速度で回転
する座標上の電圧指令から変換する座標変換器によつて
生成し、前記回転座標上の電圧指令から前記三相交流負
荷に印加する交流電圧のピーク値を波高値演算器によつ
て求めるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載のサイクロコンバータ制御装置。 - （４）前記減算器の減算入力信号として電圧指令を波高
値演算器に与え、その波高値演算器の出力値を基本波の
［（√３）／２］倍になる定数掛算器を介して入力する
ようにし、更に３相交流指令に対応する夫々の第１グル
ープの加算器への入力信号として電圧指令及び基本波の
位相を入力とする第３次高調波発生器の出力信号及び電
気角速度に周期した座標変換器の出力信号とを第２グル
ープの夫々の加算器に与え、その加算器の出力を前記夫
々の第１グループの加算器に入力するようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバ
ータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60161199A JP2531510B2 (ja) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | サイクロコンバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60161199A JP2531510B2 (ja) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | サイクロコンバ−タ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6223370A true JPS6223370A (ja) | 1987-01-31 |
| JP2531510B2 JP2531510B2 (ja) | 1996-09-04 |
Family
ID=15730469
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60161199A Expired - Fee Related JP2531510B2 (ja) | 1985-07-23 | 1985-07-23 | サイクロコンバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2531510B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5893473A (ja) * | 1981-11-26 | 1983-06-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
| JPS58148668A (ja) * | 1982-02-26 | 1983-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
-
1985
- 1985-07-23 JP JP60161199A patent/JP2531510B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5893473A (ja) * | 1981-11-26 | 1983-06-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
| JPS58148668A (ja) * | 1982-02-26 | 1983-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2531510B2 (ja) | 1996-09-04 |
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