JP2521536B2 - 電子同調回路 - Google Patents
電子同調回路Info
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- tuning
- variable capacitance
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- capacitance diode
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は無線受信機等に用いる電子同調回路に関す
る。
る。
従来の電子同調回路の原理構成を第８図に符号50で示
す。
す。
同回路50は入力側信号ライン51と接地間に接続した同
調コイルLsを備え、同調コイルLsにはカップリングコン
デンサCcを介して可変容量ダイオードDvを並列接続し、
共振回路を構成する。また、可変容量ダイオードDvは出
力側信号ライン53に接続するとともに、抵抗Rtを介して
可変直流電圧源54に接続する。
調コイルLsを備え、同調コイルLsにはカップリングコン
デンサCcを介して可変容量ダイオードDvを並列接続し、
共振回路を構成する。また、可変容量ダイオードDvは出
力側信号ライン53に接続するとともに、抵抗Rtを介して
可変直流電圧源54に接続する。
よって、可変容量ダイオードDvに付与される可変直流
電圧源54からのチューニング電圧を可変すれば、可変容
量ダイオードDvにおける静電容量の大きさが変化する。
この結果、同調コイルLsと共に構成する共振回路の共振
周波数が変化し、受信高周波信号に対して同調させるこ
とができる。
電圧源54からのチューニング電圧を可変すれば、可変容
量ダイオードDvにおける静電容量の大きさが変化する。
この結果、同調コイルLsと共に構成する共振回路の共振
周波数が変化し、受信高周波信号に対して同調させるこ
とができる。
しかし、従来の電子同調回路50は、可変容量ダイオー
ドDvを利用するために、可変容量ダイオードDvの性能に
起因する相互変調歪が発生するという解決すべき課題が
存在した。
ドDvを利用するために、可変容量ダイオードDvの性能に
起因する相互変調歪が発生するという解決すべき課題が
存在した。
本発明はこのような従来技術に存在する課題を解決し
た電子同調回路の提供を目的とするものである。
た電子同調回路の提供を目的とするものである。
本発明に係る電子同調回路１は、高周波信号が入力す
る入力側信号ライン10と接地間に接続した同調コイル２
と、出力側信号ライン11と接地間に接続した可変容量ダ
イオード３により共振回路４を構成するに際して、可変
容量ダイオード３と出力側信号ライン11間に、同調コン
デンサ５を直列に接続するとともに、この同調コンデン
サ５の静電容量CiをCi≦4Cd（Cd:可変容量ダイオード３
の静電容量）の条件式を満たすように設定したことを特
徴とする。
る入力側信号ライン10と接地間に接続した同調コイル２
と、出力側信号ライン11と接地間に接続した可変容量ダ
イオード３により共振回路４を構成するに際して、可変
容量ダイオード３と出力側信号ライン11間に、同調コン
デンサ５を直列に接続するとともに、この同調コンデン
サ５の静電容量CiをCi≦4Cd（Cd:可変容量ダイオード３
の静電容量）の条件式を満たすように設定したことを特
徴とする。
本発明に係る電子同調回路１によれば、可変容量ダイ
オード３に対して静電容量Ciを有する同調コンデンサ５
に直列接続して共振回路４を構成してなるため、可変容
量ダイオード３に印加される高周波信号電圧は、共振回
路４に入力する高周波信号電圧の大きさに対して静電容
量Ciの大きさに対応して低下し、相互変調歪の発生が抑
制される。
オード３に対して静電容量Ciを有する同調コンデンサ５
に直列接続して共振回路４を構成してなるため、可変容
量ダイオード３に印加される高周波信号電圧は、共振回
路４に入力する高周波信号電圧の大きさに対して静電容
量Ciの大きさに対応して低下し、相互変調歪の発生が抑
制される。
次に、本発明に係る好適な実施例を挙げ、図面に基づ
き詳細に説明する。
き詳細に説明する。
まず、本発明に係る電子同調回路について第１図及び
第２図を参照して説明する。
第２図を参照して説明する。
第１図は電子同調回路１の原理回路図を示す。同回路
１は入力側信号ライン10と接地間に接続した同調コイル
２を備え、同調コイル２に対してはカップリングコンデ
ンサC10を介して出力側信号ライン11に接続する。ま
た、出力側信号ライン11には同調コンデンサ５の一端を
接続するとともに、同調コンデンサ５の他端は可変容量
ダイオード３の一端に接続し、同ダイオード３の他端は
接地する。さらにまた、可変容量ダイオード３の一端は
抵抗R10を介して可変直流電圧源12に接続する。これに
より、可変容量ダイオード３と同調コンデンサ５の直列
回路が同調コイル２に対して並列に接続され、共振回路
４を構成する。
１は入力側信号ライン10と接地間に接続した同調コイル
２を備え、同調コイル２に対してはカップリングコンデ
ンサC10を介して出力側信号ライン11に接続する。ま
た、出力側信号ライン11には同調コンデンサ５の一端を
接続するとともに、同調コンデンサ５の他端は可変容量
ダイオード３の一端に接続し、同ダイオード３の他端は
接地する。さらにまた、可変容量ダイオード３の一端は
抵抗R10を介して可変直流電圧源12に接続する。これに
より、可変容量ダイオード３と同調コンデンサ５の直列
回路が同調コイル２に対して並列に接続され、共振回路
４を構成する。
よって、可変直流電圧源12のチューニング電圧を可変
すれば、可変容量ダイオード３における静電容量の大き
さが変化するため、共振回路４を、入力側信号ライン10
に入力する高周波信号に対して同調させることができ
る。なお、このときの共振回路４における等価同調容量
は、同調コンデンサ５の静電容量をCi、可変容量ダイオ
ード３の静電容量をCdとすれば、（Ci・Cd）／（Ci＋C
d）と近似できる。また、同調容量変化比は同調コンデ
ンサ５を挿入しない場合の変化比をｍとすれば、ｍ（Ci
＋Cd）／（Ci＋mCd）となり、同調可変範囲は同調コン
デンサ５を挿入しない場合に比べて狭くなる。しかし、
可変容量ダイオード３の両端に印加される高周波信号電
圧は、同調コンデンサ５を挿入しない場合の電圧をＥと
すれば、Ｅ・Ci/（Ci＋Cd）と近似され、第３図に示す
ように、Ciの大きさに対応して減少し、相互変調歪は少
なくなる。この場合、Ciが小さくなるほど相互変調歪は
抑制されるため、CiはCi≦4Cdの条件式を満たすように
設定すれば、相互変調歪を効果的に抑制できる。
すれば、可変容量ダイオード３における静電容量の大き
さが変化するため、共振回路４を、入力側信号ライン10
に入力する高周波信号に対して同調させることができ
る。なお、このときの共振回路４における等価同調容量
は、同調コンデンサ５の静電容量をCi、可変容量ダイオ
ード３の静電容量をCdとすれば、（Ci・Cd）／（Ci＋C
d）と近似できる。また、同調容量変化比は同調コンデ
ンサ５を挿入しない場合の変化比をｍとすれば、ｍ（Ci
＋Cd）／（Ci＋mCd）となり、同調可変範囲は同調コン
デンサ５を挿入しない場合に比べて狭くなる。しかし、
可変容量ダイオード３の両端に印加される高周波信号電
圧は、同調コンデンサ５を挿入しない場合の電圧をＥと
すれば、Ｅ・Ci/（Ci＋Cd）と近似され、第３図に示す
ように、Ciの大きさに対応して減少し、相互変調歪は少
なくなる。この場合、Ciが小さくなるほど相互変調歪は
抑制されるため、CiはCi≦4Cdの条件式を満たすように
設定すれば、相互変調歪を効果的に抑制できる。
この理由について詳細に説明する。通常、可変容量ダ
イオードを含む同調回路では、可変容量ダイオードに印
加される高周波信号電圧が高くなり、一定のレベルを超
えた場合には、可変容量ダイオードに順方向電流が流れ
始める。そして、この順方向電流が流れると相互変調特
性が極端に劣化し、相互変調歪が増大する。順方向電流
が流れ始める可変容量ダイオードの両端電圧は0.6Vであ
り、この電圧は可変容量ダイオードの種類を問わずにほ
ぼ一定である。第３図は、可変容量ダイオードの両端電
圧に対する相互変調歪発生量の変化特性を示す。同変化
特性からも明らかなように、可変容量ダイオードの両端
電圧が0.6Vを超えると相互変調歪は急激に増加しはじめ
る。一般に、通信用受信機に要求される相互変調に関す
る性能において、アンテナ入力レベルは概ね80dBμに規
定されている。このレベルで受信した場合、受信機内に
備える電子同調回路の可変容量ダイオードの両端電圧
は、可変容量ダイオードの順方向立上がり電圧以下にす
る必要がある。受信機が備える複数段の電子同調回路に
おいて、相互変調特性を左右する同調回路は、高周波増
幅部からミキサ部までの間に配設され最も大きな信号電
圧が印加される同調回路である。通常、相互変調特性を
考慮して設計された受信機においては、必要とするイン
ターセプトポイントのレベルを確保するため、高周波増
幅部の利得は150dB程度に抑えられて設定されており、
また、電子同調回路はイメージ信号除去性能・複数の電
子同調回路のトラッキング特性等から、電子同調回路の
負荷Ｑを20前後に設定しているため、高周波増幅部以後
の最も大きな信号電圧を印加される電子同調回路の両端
信号電圧は一般的に3V前後となる。したがって、従来の
電子同調回路では可変容量ダイオードにそのまま数Ｖ程
度のピーク電圧が付加されることになり、可変容量ダイ
オード３によって相当量の相互変調歪が発生する。
イオードを含む同調回路では、可変容量ダイオードに印
加される高周波信号電圧が高くなり、一定のレベルを超
えた場合には、可変容量ダイオードに順方向電流が流れ
始める。そして、この順方向電流が流れると相互変調特
性が極端に劣化し、相互変調歪が増大する。順方向電流
が流れ始める可変容量ダイオードの両端電圧は0.6Vであ
り、この電圧は可変容量ダイオードの種類を問わずにほ
ぼ一定である。第３図は、可変容量ダイオードの両端電
圧に対する相互変調歪発生量の変化特性を示す。同変化
特性からも明らかなように、可変容量ダイオードの両端
電圧が0.6Vを超えると相互変調歪は急激に増加しはじめ
る。一般に、通信用受信機に要求される相互変調に関す
る性能において、アンテナ入力レベルは概ね80dBμに規
定されている。このレベルで受信した場合、受信機内に
備える電子同調回路の可変容量ダイオードの両端電圧
は、可変容量ダイオードの順方向立上がり電圧以下にす
る必要がある。受信機が備える複数段の電子同調回路に
おいて、相互変調特性を左右する同調回路は、高周波増
幅部からミキサ部までの間に配設され最も大きな信号電
圧が印加される同調回路である。通常、相互変調特性を
考慮して設計された受信機においては、必要とするイン
ターセプトポイントのレベルを確保するため、高周波増
幅部の利得は150dB程度に抑えられて設定されており、
また、電子同調回路はイメージ信号除去性能・複数の電
子同調回路のトラッキング特性等から、電子同調回路の
負荷Ｑを20前後に設定しているため、高周波増幅部以後
の最も大きな信号電圧を印加される電子同調回路の両端
信号電圧は一般的に3V前後となる。したがって、従来の
電子同調回路では可変容量ダイオードにそのまま数Ｖ程
度のピーク電圧が付加されることになり、可変容量ダイ
オード３によって相当量の相互変調歪が発生する。
そこで、本発明に従って、可変容量ダイオード３に同
調コンデンサ５を直列接続するとともに、その静電容量
Ciの値を上述した条件式Ci≦4Cdにより選定すれば、同
調回路４の両端ピーク電圧を3Vとした場合、可変容量ダ
イオード３の両端電圧はその1/5である0.6V以下に分圧
され、相互変調歪が抑制されることになる。
調コンデンサ５を直列接続するとともに、その静電容量
Ciの値を上述した条件式Ci≦4Cdにより選定すれば、同
調回路４の両端ピーク電圧を3Vとした場合、可変容量ダ
イオード３の両端電圧はその1/5である0.6V以下に分圧
され、相互変調歪が抑制されることになる。
また、相互変調歪は半導体等の非直線性に起因して発
生するため、高周波増幅部・ミキサ部等においてはイン
ターセプトポイントを考慮して要求性能を満たすよう設
計されているが、可変容量ダイオード３に順方向電流が
流れるような使い方をした場合、即ち、Ci＞4Cdの条件
に設定した場合には、第４図の点線で示すように、相互
変調歪の発生量は、高周波増幅段及びミキサ段等に比べ
可変容量ダイオードでの発生が支配的となる急激に増加
する。
生するため、高周波増幅部・ミキサ部等においてはイン
ターセプトポイントを考慮して要求性能を満たすよう設
計されているが、可変容量ダイオード３に順方向電流が
流れるような使い方をした場合、即ち、Ci＞4Cdの条件
に設定した場合には、第４図の点線で示すように、相互
変調歪の発生量は、高周波増幅段及びミキサ段等に比べ
可変容量ダイオードでの発生が支配的となる急激に増加
する。
このように、本発明は可変容量ダイオードの固有の性
能に着目し、条件式Ci≦4Cdに基づいて同調コンデンサ
５の静電容量値を設定することにより、相互変調歪の発
生量を効果的に養生したものである。
能に着目し、条件式Ci≦4Cdに基づいて同調コンデンサ
５の静電容量値を設定することにより、相互変調歪の発
生量を効果的に養生したものである。
一方、第２図は電子同調回路１を用いた具体的回路図
を例示する。同図において、C11はカップリングコンデ
ンサ、L10はチョークコイル、R11、R12、R13は抵抗、Q1
0はFET、C12はバイパスコンデンサをそれぞれ示す。ま
た、第１図と同一部分には同一符号を付し、その構成を
明確にした。
を例示する。同図において、C11はカップリングコンデ
ンサ、L10はチョークコイル、R11、R12、R13は抵抗、Q1
0はFET、C12はバイパスコンデンサをそれぞれ示す。ま
た、第１図と同一部分には同一符号を付し、その構成を
明確にした。
他方、第５図〜第７図には参考例に係る電子同調回路
を示す。第５図はトランスを利用した場合の電子同調回
路1aの原理構成図を示す。
を示す。第５図はトランスを利用した場合の電子同調回
路1aの原理構成図を示す。
入力側信号ライン21には同調コイル（高周波同調トラ
ンス）2aの一次コイル2apの一端を接続し、他端は接地
する。一次コイル2apは中間タップ６を有し、この中間
タップ６にはカップリングコンデンサC20を介して可変
容量ダイオード３の一端を接続するとともに、可変容量
ダイオード３の他端は接地する。また、可変容量ダイオ
ード３の一端には抵抗R20を介して可変直流電圧源22を
接続する。これにより、一次コイル2apと可変容量ダイ
オード３による共振回路4aが構成される。一方、同調コ
イル2aを構成する同調トランスの二次コイル2aqは出力
側信号ライン23に接続する。
ンス）2aの一次コイル2apの一端を接続し、他端は接地
する。一次コイル2apは中間タップ６を有し、この中間
タップ６にはカップリングコンデンサC20を介して可変
容量ダイオード３の一端を接続するとともに、可変容量
ダイオード３の他端は接地する。また、可変容量ダイオ
ード３の一端には抵抗R20を介して可変直流電圧源22を
接続する。これにより、一次コイル2apと可変容量ダイ
オード３による共振回路4aが構成される。一方、同調コ
イル2aを構成する同調トランスの二次コイル2aqは出力
側信号ライン23に接続する。
よって、可変直流電圧源22のチューニング電圧を可変
すれば、可変容量ダイオード３における静電容量の大き
さが変化するため、共振回路4aを、入力側信号ライン21
に入力する高周波信号に対して同調させることができ
る。なお、このときの共振回路4aにおける等価同調容量
は、一次コイル2apの巻数をN2、中間タップ６と接地間
の巻数をN1、可変容量ダイオード３の静電容量をCdとす
れば、Cd・(1/N2)2となる。また、同調容量変化比は中
間タップ６を用いない場合、即ち、可変容量ダイオード
３を一次コイル2apに並列接続する従来回路の場合と同
じであり、同調可変範囲は影響を受けない。しかし、可
変容量ダイオード３の両端に印加される高周波信号電圧
は一次コイル2apの両端に印加される電圧をＥとすれ
ば、Ｅ・（N1/N2）となって、低下し、相互変調歪は少
なくなる。この場合、中間タップ６の位置を選択し、N1
の大きさを小さくするほど、相互変調歪は抑制される。
中間タップの同調コイル2aを用いた場合には同調可変範
囲を狭めることなく、相互変調歪を減少させることがで
きる利点がある。
すれば、可変容量ダイオード３における静電容量の大き
さが変化するため、共振回路4aを、入力側信号ライン21
に入力する高周波信号に対して同調させることができ
る。なお、このときの共振回路4aにおける等価同調容量
は、一次コイル2apの巻数をN2、中間タップ６と接地間
の巻数をN1、可変容量ダイオード３の静電容量をCdとす
れば、Cd・(1/N2)2となる。また、同調容量変化比は中
間タップ６を用いない場合、即ち、可変容量ダイオード
３を一次コイル2apに並列接続する従来回路の場合と同
じであり、同調可変範囲は影響を受けない。しかし、可
変容量ダイオード３の両端に印加される高周波信号電圧
は一次コイル2apの両端に印加される電圧をＥとすれ
ば、Ｅ・（N1/N2）となって、低下し、相互変調歪は少
なくなる。この場合、中間タップ６の位置を選択し、N1
の大きさを小さくするほど、相互変調歪は抑制される。
中間タップの同調コイル2aを用いた場合には同調可変範
囲を狭めることなく、相互変調歪を減少させることがで
きる利点がある。
なお、第６図は電子同調回路1aを用いた具体的回路図
を例示する。同図において、C21はカップリングコンデ
ンサ、L20はチョークコイル、R21、R22、R23は抵抗、Q2
0はFET、C21はバイパスコンデンサを示す。なお、第５
図と同一部分には同一符号を付し、その構成を明確にし
た。
を例示する。同図において、C21はカップリングコンデ
ンサ、L20はチョークコイル、R21、R22、R23は抵抗、Q2
0はFET、C21はバイパスコンデンサを示す。なお、第５
図と同一部分には同一符号を付し、その構成を明確にし
た。
また、第７図には同調トランス2bを用いた場合を示
す。前述したように中間タップ６を用いることにより、
等価同調容量は可変容量ダイオード３の静電容量をCdと
してCd・(N1/N2)2となる。このため、第７図に示すよう
に可変容量ダイオード３に接続する二次側コイル2cの巻
数をN1、一次側コイル2dの巻数をN2とし、N1＜N2となる
同調トランス2bを利用すれば、等価同調容量はCd・（N1
/N2）となり、中間タップ６を用いた場合と全く同じに
なる。なお、第７図において第５図と同一部分には同一
符号を付し、その構成を明確にした。
す。前述したように中間タップ６を用いることにより、
等価同調容量は可変容量ダイオード３の静電容量をCdと
してCd・(N1/N2)2となる。このため、第７図に示すよう
に可変容量ダイオード３に接続する二次側コイル2cの巻
数をN1、一次側コイル2dの巻数をN2とし、N1＜N2となる
同調トランス2bを利用すれば、等価同調容量はCd・（N1
/N2）となり、中間タップ６を用いた場合と全く同じに
なる。なお、第７図において第５図と同一部分には同一
符号を付し、その構成を明確にした。
以上、実施例及び参考例について詳細に説明したが、
本発明はこのような実施例に限定されるものではなく、
細部の回路構成において、本発明の要旨を逸脱しない範
囲で任意に変更できる。
本発明はこのような実施例に限定されるものではなく、
細部の回路構成において、本発明の要旨を逸脱しない範
囲で任意に変更できる。
このように、本発明に係る電子同調回路は、高周波信
号が入力する入力側信号ラインと接地間に接続した同調
コイルと、出力側信号ラインと接地間に接続した可変容
量ダイオードにより共振回路を構成するに際して、可変
容量ダイオードと出力側信号ライン間に、同調コンデン
サを直列に接続するとともに、この同調コンデンサの静
電容量CiをCi≦4Cd（Cd:可変容量ダイオードの静電容
量）の条件式を満たすように設定したため、可変容量ダ
イオードの性能に起因する相互変調歪の発生を効果的に
抑制できるという顕著な効果を奏する。
号が入力する入力側信号ラインと接地間に接続した同調
コイルと、出力側信号ラインと接地間に接続した可変容
量ダイオードにより共振回路を構成するに際して、可変
容量ダイオードと出力側信号ライン間に、同調コンデン
サを直列に接続するとともに、この同調コンデンサの静
電容量CiをCi≦4Cd（Cd:可変容量ダイオードの静電容
量）の条件式を満たすように設定したため、可変容量ダ
イオードの性能に起因する相互変調歪の発生を効果的に
抑制できるという顕著な効果を奏する。
第１図：本発明に係る電子同調回路の原理構成を示す回
路図、 第２図：同電子同調回路を備えた具体的回路の一例を示
す電気回路図、 第３図：同調コンデンサの静電容量と可変容量ダイオー
ドの静電容量の比率を変更した際の相互変調歪発生量の
変化特性図、 第４図：高周波信号と三次相互変調歪の入出力特性図、 第５図：参考例に係る電子同調回路の原理構成を示す回
路図、 第６図：同電子同調回路を備えた具体的回路の一例を示
す電気回路図、 第７図：他の参考例に係る電子同調回路の原理構成を示
す回路図、 第８図：従来技術に係る電子同調回路の原理構成を示す
回路図。 尚図面中、 1:電子同調回路、2:同調コイル、3:可変容量ダイオード 4:共振回路、5:同調コンデンサ、10:入力側信号ライン 11:出力側信号ライン
路図、 第２図：同電子同調回路を備えた具体的回路の一例を示
す電気回路図、 第３図：同調コンデンサの静電容量と可変容量ダイオー
ドの静電容量の比率を変更した際の相互変調歪発生量の
変化特性図、 第４図：高周波信号と三次相互変調歪の入出力特性図、 第５図：参考例に係る電子同調回路の原理構成を示す回
路図、 第６図：同電子同調回路を備えた具体的回路の一例を示
す電気回路図、 第７図：他の参考例に係る電子同調回路の原理構成を示
す回路図、 第８図：従来技術に係る電子同調回路の原理構成を示す
回路図。 尚図面中、 1:電子同調回路、2:同調コイル、3:可変容量ダイオード 4:共振回路、5:同調コンデンサ、10:入力側信号ライン 11:出力側信号ライン
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−120111（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−155811（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−26125（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−104643（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭53−55401（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭56−14012（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (1)
- 【請求項１】高周波信号が入力する入力側信号ライン
（10）と接地間に接続した同調コイル（２）と、出力側
信号ライン（11）と接地間に接続した可変容量ダイオー
ド（３）により共振回路（４）を構成してなる電子同調
回路（１）において、前記可変容量ダイオード（３）と
前記出力側信号ライン（11）間に、次の条件式を満たす
同調コンデンサ（５）を直列に接続したことを特徴とす
る電子同調回路。 Ci≦4Cd ただし Ci:同調コンデンサ（５）の静電容量 Cd:可変容量ダイオード（３）の静電容量
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1174380A JP2521536B2 (ja) | 1989-07-05 | 1989-07-05 | 電子同調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1174380A JP2521536B2 (ja) | 1989-07-05 | 1989-07-05 | 電子同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0338908A JPH0338908A (ja) | 1991-02-20 |
| JP2521536B2 true JP2521536B2 (ja) | 1996-08-07 |
Family
ID=15977605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1174380A Expired - Fee Related JP2521536B2 (ja) | 1989-07-05 | 1989-07-05 | 電子同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2521536B2 (ja) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5355401U (ja) * | 1976-10-12 | 1978-05-12 | ||
| JPS6043802B2 (ja) * | 1979-07-14 | 1985-09-30 | 石川島播磨重工業株式会社 | 竪型圧延機 |
| JPS59104643U (ja) * | 1982-12-28 | 1984-07-14 | 松下電器産業株式会社 | Ａｍ受信機 |
| JPS62120111A (ja) * | 1985-11-20 | 1987-06-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波増幅装置 |
| JPS6326125U (ja) * | 1986-07-31 | 1988-02-20 | ||
| JPS63155811A (ja) * | 1986-12-19 | 1988-06-29 | Nippon Technical Co Ltd | アンテナ同調回路の自動利得制御回路 |
-
1989
- 1989-07-05 JP JP1174380A patent/JP2521536B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0338908A (ja) | 1991-02-20 |
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