JP2509785B2 - 信号処理装置とその方法 - Google Patents

信号処理装置とその方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数個の通信チャネル
を有し、各チャネルがそのチャネルに専用の個々の周波
数における単一のＦＭ搬送波を持つ、無線電話システム
に関する。特に、定置されている信号放射サイトに設置
されているそのような無線電話システムの逆リンク無線
送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、セル・サイトやマイクロ・セルの
ような無線電話システムの逆リンク信号プロセッサで
は、使用されている各伝送チャネルに対してそれぞれに
無線送受信機が必要とされている。３０個までのチャネ
ルにサービスを行なうセル・サイトでは、３０個の別々
の無線送受信機が必要である。これらの無線送受信機
は、無線チャネル装置（ＲＣＵ；Ｒａｄｉｏ Ｃｈａｎ
ｎｅｌ Ｕｎｉｔ）と称され、個々の装置が高価で上記
セル・サイトやマイクロ・セルの主要部に該当してい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ＲＦ段階において複数
個のチャネルにサービスを行なう共有装置を、コストを
削減するために共有することができるが、そのＩＦ段階
では各チャネルにおいて個々に受信装置が必要である。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、セルラ
ＦＭ無線電話システムにおけるデジタル・ブロック受信
機は、一ブロックのセルラ無線受信チャネルを受信し、
アナログ処理により超低周波ブロックＩＦ信号にヘテロ
ダイン変換する。この超低周波ブロックＩＦ信号は高精
度の高速Ａ／Ｄ(アナログ・デジタル）コンバータへ印
加されてデジタル化時系列に変換される。このデジタル
化時系列にウインドゥ関数が適用され、且つ、個々のチ
ャネルを周波数分離するために高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）が適用される。これらの有効なチャネルがデジタル
信号処理装置により処理されてＦＭチャネル変調信号が
再生される。
【０００５】特別な用途では、通信チャネルがアナログ
ＦＭ音声信号、アナログＦＭ監視信号音、アナログＦＭ
信号法信号音、デジタルＦＳＫデータ・メッセージを包
含することができる。これらのチャネルは、本発明の原
理に従って、全てが１ブロックとして処理されるように
することができる。
【０００６】それら処理されたブロック信号のうちの各
信号を分離し復調する計算機を使用した効率的な方法で
は、各チャネルの周波数変調搬送波を再生するためにフ
ーリエ変換出力係数から得られたパワー・スペクトルが
使用される。
【作用】
【０００７】本発明によれば、瞬時ＦＭ搬送波周波数
が、再生されるべき各チャネルと関連する上記フーリエ
変換パワー・スペクトルの一次モーメントを計算するこ
とによって判定される。パワー・マスク処理を任意選択
で適用することが可能であり、そのマスクを明確に超え
る個々のスペクトルが極度にノイズ歪みを受けていると
考えられ、再生処理のために排除される。上記一次モー
メントの計算は、上記瞬時ＦＭ搬送波周波数の判定のた
めの改善された推定値を達成するために、過度にノイズ
を含むスペクトルを排除して反復される。
【０００８】
【実施例】無線電話システムの実施例を図１に示す。移
動体電話交換センター（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｗｉｔｃｈｉ
ｎｇ Ｃｅｎｔｅｒ；ＭＳＣ）１０１はトランク或いは
マイクロウェーブ・リンクを介して３個のセル・サイト
１０２、セル・サイト１０３及び０４へ接続されてい
る。このＭＳＣ１０１はこれら３個のセル・サイト１０
２、１０３及び１０４を地上設置公衆電話交換網１０５
と相互に接続している。図示のセル・サイト１０２はそ
のサービス・エリア内に設置されているマイクロ・セル
１０６及び同じくそのサービス・エリア内のビルディン
グ１０７へサービスを行なうピコ・セル（ビルディング
構内無線システム）へ接続されている。これらの接続
は、光ファイバー、金属線、局間マイクロウェーブ・リ
ンク或いはこれらの接続の組み合わせによって履行する
ことができる。
【０００９】セル・サイト１０２は、そのサービス・エ
リア内の歩行者１１１のパーソナル通信装置への電話サ
ービス及び車両１１２への移動体無線電話サービスを行
なうマクロ・ベース・ステーションとしてサービスを行
なう。更に、このセル・サイト１０２は、ビルディング
１０７のピコ・セル及びマイクロ・セル１０６にサービ
スを行ない、且つそれらをＭＳＣ１０１と相互に接続す
るコントロール・センタとしてサービスを行なう。
【００１０】セル・サイト１０２、１０３及び１０４、
マイクロ・セル及びピコ・セルの各々には、無線信号を
送信及び受信する一以上のアンテナが包含されている。
アンテナ１１５はマクロ・ベースとしてのセル・サイト
１０２へサービスを行なっている。マイクロ・セル１０
６には歩行者１１３へのサービスを行なうアンテナ１１
６が付設されている。上記ピコ・セルはビルディング構
内アンテナ（図示せず）を包含している。音声信号及び
データ信号はこれらアンテナの一つ以上により、一つ以
上のＲＦブロック信号として受信される。幾つかの受信
チャネルが音声またはデータの受信専用に使用されるよ
うにすることができ、或いは一般的な事例では一つのチ
ャネルで音声信号及びデータ信号の両方を扱うことがで
きるようにすることも可能である。
【００１１】図１のセル・サービス・エリアのうちの一
つから逆リンク送信を受信するアナログＦＭデジタル・
ブロック受信機を図２に示す。このような無線受信機
は、広域サービス、区域サービス、及びビルディング構
内サービスを行なう中央セル制御サイト、マイクロ・セ
ル・サイト或いはピコ・セル・サイトに設置されるよう
にすることができる。逆リンク信号は適切な受信サイト
へ接続されている一以上のアンテナ２０１により傍受さ
れてアナログ処理回路２０２へ印加される。このアナロ
グ処理回路２０２は、受信された搬送波信号ブロックを
増幅及び濾波する働きを有し、更にそのブロック信号を
低い中間周波数（ＩＦ）へヘテロダイン変換する。この
低いＩＦは、次段のＡ／Ｄコンバータ２０５で使用する
のに必要なナイキスト標本化周波数を制限するために重
要である。このデジタル・ブロック受信機のアナログ回
路は、上記ブロック信号中の相互変調積がこのデジタル
・ブロック受信機のダイナミック・レンジを望ましくな
い低レベルに制限する高い強度を持つようになるのを防
止するために、高い直線性を持たなければならない。上
記ＩＦブロック信号の低域端周波数は、低周波数信号の
エネルギーがこのＩＦブロック信号内に集中し、その結
果、このデジタル・ブロック受信機のダイナミック・レ
ンジが制限されるのを回避するために充分に高くなけれ
ばならない。
【００１２】Ａ／Ｄコンバータ２０５は上記ＩＦブロッ
ク信号をデジタル化時系列を持つデジタル形態に変換す
る。実部復調（ｒｅａｌ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
が使用されるときは、各受信ダイバーシティ・パスに一
個のＡ／Ｄコンバータが必要である。複素復調（ｃｏｍ
ｐｌｅｘ ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が使用される場
合には、、各受信ダイバーシティ・パスに二個のＡ／Ｄ
コンバータが必要である。Ａ／Ｄコンバータ２０５は、
このデジタル・ブロック受信機のダイナミック・レンジ
を制限することとなる過度な量子化雑音及び相互変調積
を回避するために充分な精度を持たなければならない。
また、標本化周波数は、そのＩＦブロック信号に包含さ
れる最高周波数に対するナイキスト標本化規準を満たす
ために充分に高い周波数を持たなければならない。
【００１３】Ａ／Ｄコンバータ２０５からのデジタル化
時系列出力は、そのＩＦブロック信号の個々のチャネル
間を選択的に改善し、且つ、ＦＭ検波特性を向上するた
めにウインドゥ関数プロセッサ２０７へ印加される。ウ
インドゥ規準を選択する際には、一つのチャネル内の強
い信号が隣接または近傍のチャネル内の弱い信号と干渉
する影響を考えなければならない。そのような状況の一
例で満足できる特性を提供する例が、図３のグラフに示
されている。測定条件３０４を持つ図３では、９００Ｋ
ＨｚのＩＦにおける変調されていないＦＭ搬送波が、そ
の９００ＫＨｚの信号から７８ｄＢ落ちている、９６０
ＫＨｚに中心を持つチャネル以上で平均化されている漏
洩信号３０１を伴って示されている。９９０ＫＨｚに中
心を持つチャネルに対しては漏洩信号３０２が８１ｄＢ
下がっている。
【００１４】ウインドゥ関数プロセッサ２０７でウイン
ドゥを設定された信号は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プ
ロセッサ２０９へ印加される。このＦＦＴプロセッサ２
０９はそれらウインドゥ信号を処理して上記受信ＩＦブ
ロック信号内の個々のチャネルを周波数分離する。導出
されたＦＦＴの規模（ポイント）、長さ（時間）及び実
行周波数のパラメータが、ＦＭ検波器２１１によるＦＭ
検波を向上するために最適化される。
【００１５】ＦＭ検波器２１１は、一例としてはＤＳＰ
（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）
のような内蔵プログラム制御プロセッサである。このＦ
Ｍ検波器２１１は、上記ＩＦブロック信号から導出され
たＦＦＴ出力パワー・スペクトルから前記ＦＭ復調信号
を再生するようにプログラムされている。ＦＭ検波は、
特定のチャネルと関連するＦＦＴパワー・スペクトルの
一次モーメントによって、以下において特定され且つ図
１６のフロー・チャートを参照して説明される変調条件
及び測定条件の下で、そのチャネルに対するＦＭ搬送波
瞬時周波数の高い精度を持つ推定値が供される事実に基
づいている。上記瞬時周波数は、その変調波形の振幅と
正比例するから、その結果、高い精度のＦＭ検波処理が
得られる。
【００１６】上記一次モーメントの計算は、内蔵の制御
命令かまたはハードウェアで構成された論理回路に応じ
て、ＩＦブロック信号に包含されている当座の対象全チ
ャネルに対して実行される。ＦＦＴの計算は受信機ブロ
ックの検波前デジタル化時系列の連続する各ウインドゥ
に亘って周期的に実行され、それによって当座の対象各
チャネルに対する検波後ベースバンド時系列が生成され
る。
【００１７】高い精度と感度を持つＦＭ検波処理を達成
するためには幾つかの条件が満たされなければならな
い。
【００１８】第一に、満足できる度合いの検波後直線性
及び音声帯域振幅平坦性を達成するために、検波条件
が、上記ＦＦＴプロセッサ２０９より前でのウインドゥ
の有効時間長がピーク周波数偏移条件を生成する目下の
最高のベースバンド変調周波数の１／４サイクル未満と
なるように規定するように選ばれる。ここで、有効時間
長はウインドゥ重み（ｗｉｎｄｏｗ ｗｅｉｇｈｔｉｎ
ｇ）の５０％が得られるときのウインドゥ幅である。
【００１９】第二に、ＦＦＴ装置より前でのウインドゥ
はまた、最小の満足できる信号対雑音比より小さい周波
数領域サイド・ローブを表わさなければならない。
【００２０】第三に、更に検波された信号中の満足でき
る補償前の直線性を得るために、一次モーメントの計算
は、そのチャネル・センター周波数に関して、少なくと
も上記ピーク周波数偏移とピーク周波数偏移条件を生成
する目下の最高変調周波数の合計と等しい量だけオフセ
ットされるパワー・スペクトルを組み入れなければなら
ない。
【００２１】第四に、高感度を持つＦＭ検波処理を得る
ために、一次モーメントの計算は、上記チャネル・セン
ター周波数に関して、ピーク周波数偏移とピーク周波数
偏移条件を生成する目下の最高変調周波数の合計を超え
る量だけオフセットされるパワー・スペクトルを除外し
なければならない。その感度を向上するために、更に、
一次モーメントの計算は、ノイズによって歪みを与えら
れているそれらのパワー・スペクトルを動的に排除しな
ければならない。
【００２２】上記第一の条件は、上記ウインドゥの有効
時間長を確定する際、上限をピーク周波数偏移条件を生
成する目下の最高ベースバンド変調周波数に置く。既存
の北米アナログＦＭ／ＦＤＭＡ移動体電話標準（以下、
ＳＴＡＮＤＡＲＤと称する）に関しては、上記最高ベー
スバンド変調周波数は３ＫＨｚ（最高音声帯域周波数）
である。この第一条件の論理的根拠は図４にグラフ的に
示されており、この図中、有効ウインドゥ時間長４０１
及び変調波サイン波形の真のピーク値４０２と測定され
たピーク値４０３が確定されている。一次モーメントの
計算では、ＦＭ搬送波の瞬時周波数がその時間ウインド
ゥを通して観測される。もしこの瞬時周波数がそのウイ
ンドゥ時間長の間に変化すると上記一次モーメントの計
算は平均瞬時周波数の近似である。図４に示されるよう
に、もし有効ウインドゥ時間長４０１が上記波形の真の
ピーク値４０２と対応する時間にそのセンターを持つ場
合には、推定瞬時周波数（座標点）は真の周波数未満と
なって非直線性が生じることとなろう。この圧縮効果は
時間と瞬時周波数の双方に関して対称的であり、従っ
て、図示の例の波形の偶数次高調波が生成される。上記
１／４サイクル規準が、それを超えるとＦＭ検波直線性
に急速な低下を引き起こすしきい値を確立する。
【００２３】図５のグラフは、ウインドゥのサイド・ロ
ーブを制限する上記第二条件の理論的根拠を説明する図
である。上記ＦＭ搬送波の周波数が変調信号に応答して
偏移するので、大きな偏移によってパワー・スペクトル
のフーリエ変換されたウインドゥのサイド・ローブ構成
内への集中が起きる。もしそのウインドゥ関数の各周波
数サイド・ローブが極めて高い場合には、導出された瞬
時搬送波周波数には無視できないエラーが生じることが
ある。このエラーは図５中に示されているリップル５０
１及び５０２のようなノイズとして現れることとなろ
う。リップル５０１及び５０２のようなこのノイズの細
部の構成は、変調波形及びそのウインドゥのサイド・ロ
ーブの構成の関数である。セルラ無線電話システムに適
用可能な既存のＳＴＡＮＤＡＲＤの場合には、その第一
サイド・ローブは、図３に示されるような満足できる隣
接チャネル間選択度を達成するために、少なくとも６５
ｄＢ低下するように維持されなければならない。このサ
イド・ローブのレベルは上記第二条件を満たす充分低い
レベルである。
【００２４】更に高い度合いの検波後直線性を達成する
ために、上記第三条件では、一次モーメントの計算が充
分なＦＭ送信に必要な最小帯域幅を特定するカールソン
則（Ｃａｒｓｏｎ'ｓ ｒｕｌｅ）に従う必要がある。
【００２５】第一、第二及び第三の条件によって扱われ
る直線性のエラーは、一次モーメントの計算で得られた
測定瞬時周波数内で部分的に相関する。向上した直線性
を達成するために、この偏相関特性はエラー補償方法に
よって活用されるようにすることができる。この瞬時周
波数の推定エラーは測定された瞬時周波数の関数として
代表的な変調条件の下で得ることができる。この推定エ
ラーはＤＳＰ内のテーブルに格納して置き、測定値を部
分的に訂正するために使用することができる。
【００２６】高いＦＭ検波選択度を達成するために、上
記第四条件はカールソン則によって確立された最小帯域
幅を越えて低下するパワー・スペクトルの使用を制限す
る。向上したＦＭ検波選択度を得るために、この最小帯
域幅内に集中する極度にノイズを含むパワー・スペクト
ルはマルチパス・パワー・マスク処理の手段によって一
次モーメント計算から動的に除外される。この第四条件
の論理的根拠及び上記マルチパス・パワー・マスク処理
の説明は、図６から図１１までを伴う以下の記載で供さ
れる。
【００２７】９００ＫＨｚのＩＦに中心を持つ３０ＫＨ
ｚチャネルに関するパワー・スペクトルが、図６に６１
１に特定されている測定条件でグラフ的に示されてい
る。７個のパワー・スペクトル６０１乃至６０７がこの
チャネルに関連付けられている。これらのパワー・スペ
クトル６０１乃至６０７は、７．５ＫＨｚ離されてお
り、チャネル・センター周波数６１０に関して対称であ
る。このグラフは変調されていないＦＭ搬送波に適用さ
れる。５個のパワー・スペクトル６０１乃至６０５はフ
ーリエ変換ウインドゥの主ローブ６０９上に集中してい
るが、２個のパワー・スペクトル６０６及び６０７は第
一ヌル・ポイントに集中している。図６の場合、瞬時周
波数の推定値は実質的に正確である。しかし、この推定
値はそのチャネルの境界の外へ７．５ＫＨｚ離されて置
かれている、図６のこれら二個のパワー・スペクトル６
０６及び６０７は、上記第四条件に違背している。ＦＭ
検波の選択度と直線性に対するこれら二個のパワー・ス
ペクトル６０６及び６０７の影響は実質的に以下で説明
されている。
【００２８】図７は、そのＦＭ搬送波が低い周波数で変
調され、且つ、瞬時周波数がその中心周波数から１２Ｋ
Ｈｚ低い点へ転移していることを除いて、図６に示され
ている条件と同じ測定条件７１１におけるパワー・スペ
クトルを示めしている。先の場合のようにこれらパワー
・スペクトル７０１乃至７０７は周波数が固定されてい
るが、この場合それらの点は、そのウインドゥのフーリ
エ変換が変調ＦＭ搬送波の変動に追随するのでこのウイ
ンドゥのフーリエ変換に沿って既に転移している。図７
中、二個のパワー・スペクトル７０６及び７０７はウイ
ンドゥのサイド・ローブ内へ転移するが、しかしエラー
は、それらサイド・ローブが第二条件の下で特定されて
いるように極めて低いので無視できる。しかし、一次モ
ーメントは、そのチャネルに関連付けられているパワー
・スペクトル７０１乃至７０７の数が既に７個に制限さ
れているので、僅かなエラーを表わす。それ故、瞬時周
波数の一次モーメント計算は実際の瞬時周波数より幾分
か高くなるだろうが、しかしこのエラーは僅かであり、
変調信号を実質的に再生することが可能である。
【００２９】ＦＭ検波の直線性とＦＭ搬送波のピーク周
波数偏移を超えるパワー・スペクトルの使用との関係が
図８及び図９にグラフ的に示されており、これらの図で
は二つの信号音テストの結果得られた相互変調積８０１
及び８０２と、９０１及び９０２が表わされている。こ
れら図８及び図９の両方において、テスト条件は上記第
一、第二及び第三の条件と、図８に８０３で特定されて
いる条件とに従っている。図９は第四の条件に従ってい
るが、図８はそれに従っていない。図８は７個のパワー
・スペクトルを使用している場合における二つの音声帯
域信号音及び関連する相互変調積を示し、図９は５個の
パワー・スペクトルを使用している場合における音声帯
域の応答を示している。これらのグラフの比較から、Ｆ
Ｍ検波の直線性が上記第三の条件に従いチャネル端でま
たはそれを越えた箇所でのパワー・スペクトルの使用に
高い感度を持つことが容易に分かる。同様に、図９から
５個のパワー・スペクトルが上記四つの条件の全てに従
って使用されており、電話通信のための満足できる品質
の直線性が達成されることが明らかである。
【００３０】以上に明示されているように、第四の条件
に関しては、マルチパス処理を設定するために一次モー
メントの計算を反復することができる。シングル・パス
処理は、完全なＦＭ検波感度が要求されていないときに
のみ、行なうことができる。高い感度が要求される状況
では、一次モーメントの計算が一回以上反復される。マ
ルチパス処理では、パワー・スペクトルが、それらがノ
イズまたは干渉によって過度に悪化しているかどうかを
判定するために動的に検査される。もしノイズまたは干
渉によって過度に悪化している場合にはそれらパワー・
スペクトルは一次モーメントの計算から除外される。
【００３１】第一パスのＦＭ検波処理によって、そのチ
ャネルと関連するパワー・スペクトルの一次モーメント
に基づいてＦＭ搬送波の瞬時周波数の推定値が生成され
る。もし他のパスが実行されない場合にはこの第一パス
の推定値が最終推定値となる。
【００３２】他のパスを実行するためには、パワー・ス
ペクトル・マスクが、以前のパスの瞬時搬送波周波数の
推定値と、この以前の推定値に隣接する周波数に位置す
るスペクトルの局部平均電力とに基づいて生成される。
【００３３】極めて低いベースバンド変調周波数状態や
極めて低い周波数偏移状態では、パワー・スペクトルが
図７に示されるような主ローブ輪郭線７１０上かまたは
そのサイド・ローブ領域に集中することとなろう。この
主ローブ輪郭線７１０はそのウインドゥ関数のフーリエ
変換である。異なる変調条件の下では、その主ローブ輪
郭線７１０の幅が広がるであろうが、変調波形の振幅に
従ってそのＦＭ搬送波の変動に追随し続けることとなろ
う。
【００３４】この主ローブ輪郭線７１０は、ノイズが無
い環境において最大幅条件即ち広がった条件の下でシミ
ュレーションすることができる。これらの条件には、
（１）変調波形が最大許容ピーク周波数偏移を生成する
正弦波であり、（２）変調波形が最大許容ピーク周波数
偏移を生成するそれら信号に許された最大値での周波数
を持つ正弦波であり、（３）ＦＭ搬送波がその最大比率
の周波数変化を受けていることが包含される。正弦波変
調信号に対しては最大比率の変化はその正弦波の零交差
で起きる。
【００３５】前記ＳＴＡＮＤＡＲＤの下では、そのピー
ク周波数偏移が＋／−１２ＫＨｚであり、最高音声帯域
周波数が３ＫＨｚである。図１０に、上記各条件に従う
放物線状のパワー・マスク１００２が示されている。図
１０に示されるこの例では、パワー・マスク１００２の
最大値１００１が以前のパスから得られた瞬時周波数の
推定値１００３上に中心を持ち、且つ、そのスペクトル
の平均パワーが以前のパスから得られた瞬時周波数の推
定値１００３の近傍に位置する。４個のスペクトル１０
１１乃至１０１４が平均パワーを得るために使用され、
７個のスペクトル１０１１乃至１０１７がそのチャネル
に関連付けれている。図示の例ではＦＭ搬送波の搬送波
対ノイズ比は＋５ｄＢであり、この信号はノイズによっ
て著しく悪化されている。
【００３６】実験的に導出されたしきい値１０２２がマ
スク１００２の上方に確立され、この値を超える個々の
スペクトル１０１６及び１０１７は一次モーメントの再
計算の際に排除される。図１０に示される例では、マス
ク位置のノイズ悪化の影響を阻止し、且つ、排除された
スペクトル１０１６及び１０１７がノイズによって顕著
に悪化していることを保証するために、しきい値がマス
ク１００２から１３ｄＢ高く設定される。このチャネル
の下端及びその直下に位置する二個の著しく悪化された
スペクトル１０１６及び１０１７は排除されて、第二パ
スの一次モーメント計算をバイアスしない。それ故、Ｆ
Ｍ搬送波の瞬時周波数の推定値は指示された点１０１８
で正確に増加し、且つ、そのＦＭ検波処理は極めて高感
度である。
【００３７】代表的な、音声帯域信号の信号対雑音（Ｓ
／Ｎ）対ＩＦ搬送波の搬送波対雑音比（Ｃ／Ｎ比）特性
が、上記ＳＴＡＮＤＡＲＤに相当する条件で図１１のグ
ラフに示されている。一チャネル当たり７個のスペクト
ルの例では、Ｃ／Ｎ ＝ ＋１０ｄＢにおいて、２パスＦ
Ｍ検波処理は１パスＦＭ検波処理よりも感度が５ｄＢ高
い。上記四つの条件に従い、二個のパス及び５個のスペ
クトルを使用することによって、図示されている最も高
感度なＦＭ検波処理特性１１０１が得られる。
【００３８】検波後の振幅応答は、音声帯域変調周波数
の関数として、図１２のグラフに図示されている。上記
ＳＴＡＮＤＡＲＤで使用されるＳＡＴ信号及びＳＴ信号
に対する応答特性は、それぞれ、２ＫＨｚ及び８ＫＨｚ
のピークＦＭ偏移に相当する曲線１２０１及び１２０２
上の点１２１１及び１２１２によって示されている。
【００３９】図１２の振幅ロール・オフは、上記第一、
第二及び第三の条件の下で説明されているものと同じ圧
縮効果によって生じる。この圧縮は非直線性の原因であ
るが、しかしこの圧縮はまた基本変調周波数の振幅にも
影響する。図１２に示されるように、第一の条件の影響
は、約３ＫＨｚのベースバンド変調周波数以上での圧縮
及び振幅ロール・オフの主要な原因である。８．５ＫＨ
ｚしきい値１２１５以上では、第一の条件の１／４サイ
クル・ルールに違背し、この周波数での振幅応答は約３
ｄＢである。表示されている測定条件１２０５が図１２
に適用されている。
【００４０】ベースバンドの標本化周波数はＦＦＴ実行
周波数によって確立される。このベースバンド標本化周
波数はナイキスト標本化規準によって判定され、そのベ
ースバンド変調信号の折返しを回避するために充分に高
くなければならない。上記ＳＴＡＮＤＡＲＤの下では、
マンチェスター符号化ブランク・メッセージ及びバース
トＦＳＫデータ・メッセージが移動体からブロック受信
機へ送信される。これらのメッセージは５０マイクロ秒
の記号幅を持ち、且つ、一記号につき少なくとも一個の
ベースバンド標本が適切な復号化のために必要である。
もし、このチャネルの標本時間がその記号の位相に位相
同期されている場合は、２０ＫＨｚのＦＦＴ実行周波数
がちょうど良い周波数である。しかし、個々の移動体は
互いには非同期で送信を行なうので、少なくとも３０Ｋ
Ｈｚの標本化周波数が必要であり、且つ、ＦＦＴ実行周
波数はこの要件を満たさなければならない。
【００４１】ＦＦＴは全てのダイバーシティ・パスにつ
いて処理しなければならないが、選択された経路のみが
マンチェスター符号化データ・メッセージを復号するた
めに必要な全実行周波数で処理されなければならない。
選択されていないダイバーシティ・パスについては、Ｆ
ＦＴ実行周波数は、受信信号強度の振幅を測定するため
の必要性または空間波電話通信システム・フェーディン
グ統計量と調和した周波数での品質を満足しさえすれば
よい。上記ＳＴＡＮＤＡＲＤについては、非選択ダイバ
ーシティ・パスのＦＦＴ実行周波数は５ＫＨｚ未満が妥
当であり、それによってＦＦＴ処理負荷を適当な大きさ
に加減することが可能である。
【００４２】上記ＳＴＡＮＤＡＲＤは受信信号強度をダ
イバーシティ・パス選択のための基礎として使用する。
しかし、マルチ・パスＦＭ検波を用いて、チャネルの品
質測定を、パワー・マスクによって排除されたスペクト
ルの割合に基づいて確立することができる。排除統計量
は、図１５に示されるように、そのチャネルのＣ／Ｎ比
特性を、表示されている測定条件１５０１で推定するた
めに使用することができる。
【００４３】この図１５中、＋７ｄＢのしきい値に関す
るパワー・マスク排除統計量がそのＣ／Ｎ比推定値の精
度の境界を表わす二つの変調条件について示されてい
る。与えられたＣ／Ｎ比において、排除されたスペクト
ルが、特性１５１１により、変調されていないＦＭ搬送
波について最小化される。排除されたスペクトルは、そ
のＦＭ搬送波が最大許容ピーク偏移を生成する最高変調
周波数及びこのピーク偏移を生成する振幅で変調されて
いるとき、特性１５１２により最大になる。図１５の各
条件において、上記Ｃ／Ｎ比は、当座対象の低いＣ／Ｎ
比の領域中でほぼ＋／−２ｄＢの精度に推定することが
できる。
【００４４】チャネル品質の測定は、搬送波強度単独よ
りむしろ、最も有利なＣ／Ｎ比に基づく最良ダイバーシ
ティ・パスを選択するための基礎として使用することが
できる。この方法の結果として、共通チャネル干渉状態
若しくは隣接チャネル干渉状態の下でより良いダイバー
シティ選択性能が得られ、且つ、セルラ移動体ハンドオ
フ決定の助けとなる新たなパラメータが作成されること
となろう。
【００４５】更に、選択されたダイバーシティ・パス中
のチャネルＣ／Ｎ比の測定は、上記干渉またはレイリー
フェーディング状態が引き起こされるマルチ・パス伝播
中に聞こえるインパルス状ノイズを緩和するために使用
することができる。推定Ｃ／Ｎ比の使用は、ＦＭ搬送波
がチャネルノイズまたはチャネル干渉のレベルに近いレ
ベルまたはそれより低いレベルに低下しているときに有
益である。上記ノイズまたは干渉の最低レベルまでは低
下していないレイリー・フェードについては、インパル
ス状ノイズが、代表的にはこのレイリー・フェードの尖
頭レベルまたはヌル・レベルで起きる１８０度位相回転
の結果として引き起こされることがある。この１８０度
位相回転により生じるインパルス状ノイズは、ＦＭ搬送
波の振幅の一次導関数と強く関わる大きさを持つ。瞬時
搬送波の振幅は、図１６に示されるマルチ・パスＦＭ検
波処理ステップ１６０８の一部として、上記ＦＦＴ実行
周波数で測定される。インパルス状ノイズが存在し、従
って緩和方法が適用される必要があるときを識別するた
めに、スペクトル排除統計量と搬送波振幅の一次導関数
の大きさとを組み合わせて使用することができる。この
緩和方法には、干渉またはインパルス状ノイズが存在す
る通常の短時間の間、完全なまたは部分的なミューティ
ングを採ることができる。ミューティングに代わる手段
としては、そのフェーディングの重要な部分の間、低レ
ベルの主観的に好感を与える白色背景雑音を挿入するこ
とができる。
【００４６】ウインドゥを設定されたＦＦＴパワー・ス
ペクトルの一次モーメントを計算する式は次の数式１で
与えられる。即ち、
【数１】 ここで、数式１中のＰkは次の数式２で与えられる。即
ち、
【数２】 なお、上記二つの式において、ｋは個々のスペクトルに
対する指数であり、Ｎは特定チャネルに関連するパワー
・スペクトルの総数であり、Ｐkは特定のパワー・スペ
クトルであり、Ｉkはフーリエ係数の実数部であり、Ｑk
はフーリエ係数の虚数部であり、Ｆoは一次モーメント
計算のための参照周波数であり、Ｏffset-kはパワー・
スペクトルＰkの周波数と参照周波数Ｆoとの間の差であ
る。
【００４７】概して、一次モーメント計算の処理は以下
の処理ステップに包含される。即ち、（１）先ず、１か
らＮまでのｋ（ｋ ＝ １ ｔｏ Ｎ）について、上記の数
式２の値を全て算出する。ここでは２Ｎ回の乗算とＮ回
の加算が必要である。（２）１からＮまでのｋについ
て、Ｆo ＋ Ｏffset-kの値を全て算出する。ここではＮ
回の加算及び減算が必要である。（３）１からＮまでの
ｋについて、（Ｆo ＋Ｏffset-k）Ｐkの値を全て算出す
る。ここではＮ回の乗算が必要である。（４）被除数の
総和を算出する。ここでは、(Ｎ − １)回の加算または
減算が必要である。（５）除数の総和を算出する。ここ
では、(Ｎ − １)回の加算が必要である。（６）１回の
割り算を用いて商を算出する。これらの処理は、（４Ｎ
− ２）回の加算または減算と、３Ｎ回の乗算と、１回
の除算とから成っている。
【００４８】一次モーメント計算の処理効率を向上する
ために、選択されたパワー・スペクトル１３０１乃至１
３０５または１３１１乃至１３１４が、チャネル端の周
波数境界１３２１及び１３２２に関して特別に配置され
るようにすることができる。図１３に示めされるよう
に、これらのパワー・スペクトルは均等な間隔を置き、
そのチャネルの中心周波数に関して対称に配置される。
もしＮが奇数である場合は、パワー・スペクトル１３０
３がそのチャネルの中心周波数１３２３に配置される。
更に、それらチャネル境界に関するパワー・スペクトル
の配置は、受信されたブロック信号中の当座対象の全て
のチャネルについて同一である。
【００４９】上記ＳＴＡＮＤＡＲＤについては、各チャ
ネルが等しい幅を持ち、全てのチャネル周波数の中心が
互いに均等に隔てられている。上記ＦＦＴにより、均等
に隔てられたパワー・スペクトルが生成され、好ましい
このスペクトル間隔は、問題のアナログ・デジタル変換
標本化周波数対ＦＦＴの規模の比率によって確立され
る。全チャネルについて同一なパワー・スペクトルの配
置は、チャネル中心の間隔対パワー・スペクトルの間隔
の比率が整数であればそれらの条件で達成される。チャ
ネル中心に関して対称的なパワー・スペクトルの配置
は、上記の条件の下で、チャネル中心１３２３がＮが奇
数の場合にはパワー・スペクトル１３０３に一致し、Ｎ
が偶数の場合には正確に二つのパワー・スペクトル１３
１２及び１３１３の中間になるように、ブロック受信機
のＩＦを選ぶことによって達成される。
【００５０】一次モーメント計算の計算効率は、パワー
・スペクトル及びチャネルを上記のような配置すること
によって著しく向上する。この計算処理は、以下のステ
ップで成される。即ち、（１）１からＮまでのｋについ
て、上記の数式２の値を全て算出する。ここでは２Ｎ回
の乗算とＮ回の加算が必要である。（２）パワー・スペ
クトルが周波数において均一に隔てられているので、Ｆ
o ＋ Ｏffset-kの項は計算される必要が無い。Ｆoはチ
ャネル中心に設定され、且つ、Ｆo ＋ Ｏffset-kが均一
な間隔をあけることにより所定の整数に正規化される
（このステップでは計算が不要である）。（３）次のス
テップで、（整数ｋ）Ｐkの積が加算または減算と置換
される。（４）被除数の総和が、そのチャネルに関連す
る全パワー・スペクトルについて、正規化オフセット＋
／−１、＋／−２、＋／−３等に相当するパワー・スペ
クトルを、それぞれ一回、二回、三回等、加算すること
によって算出される。ここでは、次の加算または減算が
必要である。 Ｎ ≧ ３の奇数Ｎについて、（Ｎ2 − ５）／４、Ｎ ≧
２の偶数Ｎについて、（Ｎ2 − ２）／２。
【００５１】（５）除数の総和を算出する。ここでは、
(Ｎ − １)回の加算または減算が必要である。最後に、
（６）１回の割り算を用いて商を算出する。これらの処
理は、（４Ｎ − ２）回の加算または減算と、３Ｎ回の
乗算と、１回の除算とから成っている。
【００５２】Ｎが奇数の場合は、その総計が、（Ｎ2 ＋
８Ｎ − ９）／４の加算または減算と、２Ｎ回の乗算
と、１回の除算に成る。
【００５３】Ｎが奇数の場合は、その総計が、（Ｎ2 ＋
４Ｎ − ４）／２の加算または減算と、２Ｎ回の乗算
と、１回の除算に成る。計算効率に関して得られる各利
益が図１４の表に要約されている。
【００５４】上記ＦＭ検波処理についての総合的な方法
の説明、即ち、処理の流れが図１６のフロー・チャート
に示されている。ステップ１６０１において、当座対象
のチャネルが選択され、次のステップ１６０２において
一次モーメント計算が上記説明に従って実行される。ス
テップ１６０３において瞬時周波数の推定値が既に送信
されていて知られている最大値に制限される。完了した
パスの数が、ステップ１６０４により、必要なパスの数
と比較される。この必要な数は、固定の数とするか、ま
たは適応的に図１５に関連して記載したような、最新履
歴での推定Ｃ／Ｎ比の関数として変わる数とすることが
できる。もし一以上の別のパスが必要な場合には、この
処理の流れはステップ１６０５へ進み、必要なマスク処
理が開始される。もし必要なパスの数が満たされていれ
ば、瞬時周波数がステップ１６０５によりメモリに格納
され、処理されるべき次のチャネルが選択される。
【００５５】ステップ１６０６のマスク処理では、或る
指数がそのパワー・スペクトルについて瞬時周波数の先
の推定値に基づいて計算される。この指数はメモリに前
もって格納されているマスク値及びしきい値の表へアク
セスするために使用される。残るスペクトルの計数はス
テップ１６０７で維持され、ステップ１６０６での各命
令がそのチャネルと関連する全スペクトルの処理が完了
するまで反復して呼び出され、実行される。ステップ１
６０８では、瞬時周波数の先の推定値に最も近い各スペ
クトルについて局部平均電力値が計算される。この局部
平均電力に関するマスク値としきい値との和が各スペク
トルについて計算される。ステップ１６０９では、各ス
ペクトルが上記局部平均電力に従って調整されたマスク
値としきい値との和と比較される。この比較に従って各
スペクトルがステップ１６０９において受け入れられた
スペクトルまたは排除されたスペクトルとしてマークさ
れる。この処理の流れはステップ１６０２へ進み、この
処理が継続される。
【００５６】上記ＦＭ検波ステップに続いて、ダイバー
シティ検波器２１３において最良の品質を持つダイバー
シティ・パスが各ダイバーシティ・パスに対するＣ／Ｎ
比に基づいて選択される。このＣ／Ｎ比は、マルチパス
検出処理の一部として既に知られているパワー・スペク
トル排除比率から推定される。最高品質のダイバーシテ
ィ・パスを確立する目的では、上記パワー・マスクしき
い値は、最適なＦＭ検波のために使用されるレベルと同
一のレベルに設定される必要は無い。
【００５７】ダイバーシティ・パスの選択に続いて、伸
長デ・エンファシス回路２１５で、そのブロック中の当
座対象の各チャネルに対するデジタル化時系列の最高品
質を持つ経路がチャネルの圧縮伸張に関連する伸張ステ
ップを受ける。この伸張された信号は検波回路２１７で
通例の方法で処理され、存在すると思われる個々のベー
スバンドの変調信号が検波される。伸長デ・エンファシ
ス回路２１５及び検波回路２１７での音声処理には、デ
ジタル低周波濾波処理、及び、上記デ・エンファシス機
能に従って音声帯域振幅応答の波形整形を行ない、その
音声帯域より上の信号とノイズを除去するためのデータ
圧縮処理が包含される。上記ＳＴＡＮＤＡＲＤについて
は、通例の信号処理技法が存在すると思われる特定のＳ
ＡＴ周波数を識別し、且つ、ＳＴの有無を識別してマン
チェスタ符号化データ・メッセージを復号するために使
用される。これら符号化データ・メッセージの特性が非
同期であるために、オーバ・サンプリング処理が必要で
あり、更には二個のサンプルの間で新たなサンプルを得
るために補間処理が必要となるであろう。
【００５８】デジタル化音声だけでなく、復号されたデ
ータ・メッセージの情報内容であるＳＡＴやＳＴが、デ
ジタル・リンク・インタフェース２１９によってセル・
サイトまたはマクロ・ベース２２１のような制御サイト
への送信のためにフォーマットされる。このデジタル・
リンク・インタフェース２１９は、モジュラー化し、且
つ、金属線媒体や、光ファイバー媒体、マイクロウェー
ブ媒体、或いはこれらを組み合わせた媒体を支援するこ
とができる。上記ブロック受信機がセル・サイトまたは
マクロ・ベース２２１に設置されている場合について
は、このデジタル・リンク・インタフェース２１９は、
直接、そのサイトのデジタル・バス構成を用いて確立さ
れる。
【００５９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
瞬時ＦＭ搬送波周波数が、再生されるべき各チャネルと
関連する上記フーリエ変換パワー・スペクトルの一次モ
ーメントを計算することによって判定される。パワー・
マスク処理を任意選択で適用することが可能であり、そ
のマスクを明確に超える個々のスペクトルが極度にノイ
ズ歪みを受けていると考えられ、再生処理のために排除
される無線電話システムを供することができる利点が有
る。なお、上記一次モーメントの計算は、上記瞬時ＦＭ
搬送波周波数の判定のための改善された推定値を達成す
るために、過度にノイズを含むスペクトルを排除して反
復される。
【００６０】なお、特許請求の範囲に記載した参照符号
は、発明の容易なる理解の為のもので、その範囲を制限
するように理解されるべきものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を具体化している無線通信システ
ムを示すブロック・ダイヤグラムである。
【図２】本発明の原理を具体化しているＦＭデジタル・
ブロック受信機を示すブロック・ダイヤグラムである。
【図３】図２のＦＭデジタル・ブロック受信機によって
処理される信号のような変調されていないＦＭ搬送波信
号の隣接チャネル周波数選択度を示すグラフである。
【図４】ＦＭ検波装置の実行規準を示すグラフである。
【図５】ウインドゥ関数サイド・ローブによって生成さ
れるＦＭ検波装置の実行規準を示すグラフである。
【図６】代表的なチャネルの変調されていないＦＭ搬送
波のパワー・スペクトルを示すグラフである。
【図７】代表的なチャネルの変調ＦＭ搬送波のパワー・
スペクトルを示すグラフである。
【図８】１チャネルにつき７個のパワー・スペクトルを
使用する２トーン検波後相互変調積を示すグラフであ
る。
【図９】１チャネルにつき５個のパワー・スペクトルを
使用する２トーン検波後相互変調積を示すグラフであ
る。
【図１０】マルチパスＦＭ検波パワー・マスクを示すグ
ラフである。
【図１１】マルチパスＦＭ検波器の感度を示すグラフで
ある。
【図１２】音声帯域の検波後振幅応答を示すグラフであ
る。
【図１３】二個の実施例に対する各チャネル境界に関す
るパワー・スペクトルの特殊な事例での位置を示すグラ
フである。
【図１４】特殊な事例である対称解析対一般的な事例で
ある解析の間の一次モーメントの計算効率を示す表であ
る。
【図１５】前記マルチパスＦＭ検波パワー・マスクによ
って排除されたスペクトルとチャネルのＣ／Ｎ比の間の
関係を示す図である。
【図１６】前記マルチパスＦＭ検波処理のための方法を
示すフロー・チャートである。
【符号の説明】
１０１ 移動体電話交換センター １０２ セル・サイト １０３ セル・サイト １０４ セル・サイト １０５ 地上設置公衆電話交換網 １０６ マイクロ・セル １０７ ビルディング １１１ 歩行者 １１２ 車両 １１３ 歩行者 １１５ アンテナ １１６ アンテナ ２０１ アンテナ ２０２ アナログ処理回路 ２０５ Ａ／Ｄコンバータ ２０７ ウインドゥ関数プロセッサ ２０９ ＦＦＴプロセッサ ２１１ ＦＭ検波器 ２１３ ダイバーシティ検波器 ２１５ 伸長デ・エンファシス回路 ２１７ 検波回路 ２１９ デジタル・リンク・インタフェース ２２１ セル・サイト（マクロ・ベース）

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 実質的に隣接する周波数確定チャネル内
    に存在する複数個のＦＭ情報信号を処理する信号処理装
    置において、 前記複数個の周波数確定チャネルを処理されるべき単一
    ブロックのＲＦ信号として受け入れるアナログ・プロセ
    ッサ（２０２）と、 前記単一ブロックのＲＦ信号をデジタル化時系列に変換
    するアナログ／デジタル変換プロセッサ（２０５）と、 デジタル信号処理装置とからなり、 前記デジタル信号処理装置は、 前記デジタル化時系列にウインドゥを設定する回路（２
    ０７）と、 個々の周波数確定チャネル中の各ＦＭ搬送波から瞬時周
    波数を再生することによって、前記デジタル化時系列の
    個々のチャネルを識別するために高速フーリエ変換を用
    いてフーリエ係数を生成する回路（２０９）と、 各ＦＭ搬送波の瞬時周波数から個々の音声チャネルを再
    生する回路（２１１）とを有することを特徴とする信号
    処理装置。
  2. 【請求項２】 前記単一ブロックのＲＦ信号を超低周波
    ブロックＩＦ信号に変換するヘテロダイン回路を更に有
    し、 前記超低周波ブロックＩＦ信号は、一つのフーリエ係数
    の周波数と一致する低域端周波数と、別のフーリエ係数
    の周波数と一致する高域端周波数とを持ち、その周波数
    範囲内に更に対称的に配列されているフーリエ係数を有
    することを特徴とする請求項１に記載の装置。
  3. 【請求項３】 前記デジタル信号処理装置に命令を内蔵
    し、 前記命令は、 各周波数確定チャネルと関連するフーリエ変換パワー・
    スペクトルの一次モーメントを判定し、 ノイズ及び干渉によって歪みを与えられた個々のスペク
    トルの識別し、 個々の周波数確定チャネルと関連するノイズを低い含有
    量に改善するようにマスクされたノイズを用いて一次モ
    ーメントの前記判定を反復して行なう働きをすることを
    特徴とする、請求項２に記載の装置。
  4. 【請求項４】 前記デジタル信号プロセッサに命令を内
    蔵し、 前記命令は、個々の周波数確定チャネル内のＦＭ搬送波
    の瞬時周波数の判定を、既に送信され既知のＦＭ周波数
    範囲に制限することを特徴とする請求項３に記載の装
    置。
  5. 【請求項５】 実質的に隣接する周波数確定チャネル内
    に存在する複数個のＦＭ情報信号を処理する方法におい
    て、 各々が前記周波数確定チャネル内に存在する複数個のア
    ナログ信号を処理されるべき単一ブロックのＲＦ信号と
    して受信入力端に受信するステップと、 前記単一ブロックのアナログＲＦ信号をデジタル化時系
    列に変換するステップと、 前記デジタル化時系列を複数個の周波数確定チャネルと
    等しい数の確定周波数領域にウインドゥを設定するステ
    ップと、 個々の周波数確定チャネル中の各ＦＭ搬送波から瞬時周
    波数を再生することによって、前記デジタル化時系列の
    個々のチャネルを識別するために前記ウインドゥ設定ス
    テップに応答して高速フーリエ変換によりフーリエ係数
    を生成するステップと、 ＦＭ検波技法を用いて各ＦＭ搬送波の瞬時周波数から個
    々の音声チャネルを再生するステップと、 を有することを特徴とする信号処理方法。
  6. 【請求項６】 前記単一ブロックのＲＦ信号を、ヘテロ
    ダイン技法により、超低周波ブロックＩＦ信号に変換す
    るステップを更に有し、 前記ステップは、その低域端周波数が一つのフーリエ係
    数の周波数と一致し、その高域端周波数が別のフーリエ
    係数の周波数と一致し、その周波数範囲内に更に対称的
    に配列されているフーリエ係数を有するよう行われるこ
    とを特徴とする請求項５に記載の方法。
  7. 【請求項７】 個々の周波数確定チャネルと関連するフ
    ーリエ変換パワー・スペクトルの一次モーメントを判定
    するステップと、 ノイズ及び干渉によって歪みを与えられた個々のスペク
    トルを識別するステップと、 個々の周波数確定チャネルと関連するノイズを低い含有
    量に改善するようにマスクされたノイズを用いて一次モ
    ーメントの前記判定を反復して行なうステップと、 を更に有することを特徴とする、請求項５に記載の方
    法。
  8. 【請求項８】 個々の周波数確定チャネル内のＦＭ搬送
    波の瞬時周波数の判定を既に送信され既知のＦＭ周波数
    範囲に制限するステップを更に有することを特徴とする
    請求項５に記載の方法。
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