JP2024083975A - Ｄｃｄｃコンバータの制御装置、プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】制御モードの判定精度を高めることができるＤＣＤＣコンバータの制御装置及びプログラムを提供する。
【解決手段】制御装置５０は、ＤＣＤＣコンバータ１０のリアクトル３０に流れる電流を検出する電流センサ４２の電流検出値をスイッチ３１の各スイッチング周期において取得し、現在の制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する。詳しくは、制御装置５０は、異なるスイッチング周期それぞれの特定タイミングで取得した電流検出値の差分を算出し、算出した差分に基づいて、制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータの制御装置及びプログラムに関する。

従来、スイッチ及びリアクトルを備えるＤＣＤＣコンバータが知られている。このコンバータの制御装置としては、特許文献１に記載されているように、リアクトルに流れる電流値を検出する電流検出部の電流検出値に基づいて、現在の制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定するものが知られている。詳しくは、制御装置は、連続するサンプリングタイミングにおける各電流検出値が０近傍であることに基づいて、現在の制御モードが電流不連続モードであると判定する。

特開２０１６－１４９９０２号公報

電流検出部の電流検出値とリアクトルに流れる実際の電流値との間に誤差が生じ得る。この電流検出誤差に起因して、制御モードの誤判定が生じ得る。

本発明は、制御モードの判定精度を高めることができるＤＣＤＣコンバータの制御装置及びプログラムを提供することを主たる目的とする。

本発明は、スイッチ及びリアクトルを備えるＤＣＤＣコンバータに適用され、
オン期間及びそれに続くオフ期間からなる前記スイッチの各スイッチング周期において、前記リアクトルへの磁気エネルギの蓄積及び前記リアクトルからの磁気エネルギの放出を前記スイッチのスイッチング制御によって行うことにより、入力電圧を変圧して出力するＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部の電流検出値を各スイッチング周期において取得する取得部と、
現在の制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する判定部と、
を備え、
前記判定部は、
異なるスイッチング周期それぞれの特定タイミングで取得した前記電流検出値の差分、又は各スイッチング周期の２つの特定タイミングそれぞれで取得した前記電流検出値の差分を算出する算出処理を行い、
算出した前記差分に基づいて、制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する。

異なるスイッチング周期それぞれの特定タイミングで取得した電流検出値の差分、又は各スイッチング周期の２つの特定タイミングそれぞれで取得した電流検出値の差分は、電流検出誤差が低減された値である。このため、上記差分に基づいて制御モードを判定する本発明によれば、制御モードの判定精度を高めることができる。

第１実施形態に係るＤＣＤＣコンバータを含む制御システムの全体構成を示す図。 電流不連続モードにおけるスイッチング態様及びリアクトル電流値の推移を示すタイムチャート。 電流臨界モードにおけるスイッチング態様及びリアクトル電流値の推移を示すタイムチャート。 電流連続モードにおけるスイッチング態様及びリアクトル電流値の推移を示すタイムチャート。 電流連続モードから電流不連続モードへの切り替えが遅れた場合のリアクトル平均電流値の推移を示す図。 電流連続モードから電流不連続モードへの切り替えが早まる場合のリアクトル平均電流値の推移を示す図。 電流不連続モードにおけるリアクトル電流のリンギング発生態様の一例を示すタイムチャート。 電流不連続モードにおけるリアクトル電流の逆流発生態様の一例を示すタイムチャート。 電流サンプリングタイミング及びリアクトル電流等の推移を示すタイムチャート。 ＤＣＤＣコンバータの制御処理を示すフローチャート。 リアクトル平均電流値及び累積値等の推移を示すタイムチャート。 第１実施形態の変形例に係るＤＣＤＣコンバータの制御処理を示すフローチャート。 第２実施形態に係る電流サンプリングタイミング及びリアクトル電流等の推移を示すタイムチャート。 リアクトル平均電流値及び累積値等の推移を示すタイムチャート。 第３実施形態に係るリアクトル平均電流値及び電流差分等の推移を示すタイムチャート。 その他の実施形態に係る電流サンプリングタイミング及びリアクトル電流等の推移を示すタイムチャート。 その他の実施形態に係る制御システムの全体構成を示す図。

図面を参照しながら、複数の実施形態を説明する。複数の実施形態において、機能的に及び／又は構造的に対応する部分及び／又は関連付けられる部分には同一の参照符号、又は百以上の位が異なる参照符号が付される場合がある。対応する部分及び／又は関連付けられる部分については、他の実施形態の説明を参照することができる。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１０は、高電位側入力端子ＴＨｉ及び低電位側入力端子ＴＬｉから入力された電圧を昇圧して高電位側出力端子ＴＨｏ及び低電位側出力端子ＴＬｏから出力する非絶縁型の昇圧コンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１０は、リアクトル３０、スイッチ３１、ダイオード３２及びコンデンサ３３を備えている。本実施形態において、スイッチ３１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、スイッチ３１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、フリーホイールダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴであってもよい。

リアクトル３０の第１端には、高電位側入力端子ＴＨｉを介して直流電源２０の正極端子が接続されている。リアクトル３０の第２端には、スイッチ３１のドレインと、ダイオード３２のアノードとが接続されている。スイッチ３１のソースには、低電位側入力端子ＴＬｉを介して直流電源２０の負極端子が接続されている。直流電源２０は、蓄電池又は燃料電池等である。

ダイオード３２のカソードには、コンデンサ３３の第１端と、高電位側出力端子ＴＨｏとが接続されている。コンデンサ３３の第２端には、スイッチ３１のソース、低電位側入力端子ＴＬｉ及び低電位側出力端子ＴＬｏが接続されている。高電位側出力端子ＴＨｏには、蓄電池２１の正極端子が接続され、蓄電池２１の負極端子には、低電位側出力端子ＴＬｏが接続されている。蓄電池２１は、充放電可能な２次電池であり、例えばリチウムイオン蓄電池又はニッケル水素蓄電池である。

ＤＣＤＣコンバータ１０は、入力電圧検出部である入力電圧センサ４０、出力電圧検出部である出力電圧センサ４１、及び電流検出部である電流センサ４２を備えている。入力電圧センサ４０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧を検出し、出力電圧センサ４１は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧を検出する。電流センサ４２は、リアクトル３０に流れる電流値を検出する。各センサ４０～４２の検出値は、ＤＣＤＣコンバータ１０が備える制御装置５０に入力される。

制御装置５０は、マイコン５１を主体として構成され、マイコン５１は、ＣＰＵを備えている。マイコン５１が提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、マイコン５１がハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、マイコン５１は、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、後述する図１０等に示す処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えばＯＴＡ（Over The Air）等、インターネット等の通信ネットワークを介して更新可能である。

制御装置５０は、電流不連続モード及び電流連続モードの中から制御モードを選択してスイッチ３１のスイッチング制御を行う。

電流不連続モードは、図２に示すように、スイッチ３１の１スイッチング周期Ｔｓにおいてリアクトル３０に流れる電流値が０になる期間が発生する制御モードである。制御装置５０は、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出し、算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御を行う。デューティ比Ｄｕｔｙは、１スイッチング周期Ｔｓにおけるスイッチ３１のオン期間Ｔｏｎの比率（Ｔｏｎ／Ｔｓ＝Ｄｕｔｙ）を定める値である。制御装置５０は、１スイッチング周期Ｔｓのうち、「Ｄｕｔｙ×Ｔｓ」の期間においてスイッチ３１をオンし、「（１－Ｄｕｔｙ）×Ｔｓ」の期間においてスイッチ３１をオフする。スイッチ３１のオン期間においては、リアクトル３０に流れる電流値が漸増し、リアクトル３０に磁気エネルギが蓄積される。スイッチ３１のオフ期間においては、リアクトル３０に蓄積された磁気エネルギが放出され、リアクトル３０に流れる電流値が減少して０になる。これにより、１スイッチング周期Ｔｓにおいて、リアクトル３０に流れる電流値の時間推移波形は、理想的には、三角波状の波形になった後、０に維持される波形となる。本実施形態において、制御装置５０は、下式（ｅｑ１）に基づいて、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。下式（ｅｑ１）の右辺は、デューティ比Ｄｕｔｙのフィードフォワード項である。

上式（ｅｑ１）において、ＶＬｍｅｓは、現在のスイッチング周期において入力電圧センサ４０により検出された入力電圧検出値であり、ＶＨｍｅｓは、現在のスイッチング周期において出力電圧センサ４１により検出された出力電圧検出値である。また、Ｌｓはリアクトル３０の想定インダクタンス値を示し、ｆｓｗはスイッチ３１のスイッチング周波数（＝１／Ｔｓ）を示す。Ｉｒｅｆは、リアクトル３０に流れる平均電流値の指令値を示す。平均電流値は、リアクトル３０に流れる電流の１スイッチング周期Ｔｓにおける時間平均値である。制御装置５０に入力される指令値Ｉｒｅｆは、例えば、１スイッチング周期Ｔｓ毎に更新される。

電流連続モードは、図４に示すように、スイッチ３１の１スイッチング周期Ｔｓにおいて、リアクトル３０の第１端側から第２端側へと電流が流れ続ける制御モードである。制御装置５０は、電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出し、算出したデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御を行う。本実施形態において、制御装置５０は、下式（ｅｑ２）に基づいて、電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。下式（ｅｑ２）の右辺は、デューティ比Ｄｕｔｙのフィードフォワード項である。

なお、電流不連続モードと電流連続モードとの境界は、図３に示す電流臨界モードとなる。電流臨界モードは、リアクトル３０に流れる電流値が低下して０になるタイミングにおいてスイッチ３１がオンに切り替えられる制御モードである。

リアクトル３０に流れる電流の制御性の低下を抑制するためには、制御モードの実際の切り替えタイミングと理想的な切り替えタイミングとのずれを小さくする必要がある。このずれについて、図５及び図６の計算例を用いて説明する。図５及び図６に示す計算例では、指令値Ｉｒｅｆを一定速度で漸増させた場合のリアクトル３０に流れる平均電流値の推移を示す。また、図５及び図６において、ＤｆｆＡは、上式（ｅｑ１）の電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙであり、ＤｆｆＢは、上式（ｅｑ２）の電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙである。

図５には、電流不連続モードから電流連続モードへの実際の切り替えタイミングが理想的な切り替えタイミングに対して遅れた場合の計算例を示す。この例では、電流連続モード用のデューティ比ＤｆｆＢを用いるべき状況において電流不連続モード用のデューティ比ＤｆｆＡ（＞ＤｆｆＢ）が用いられるため、平均電流値が指令値Ｉｒｅｆに対して一時的に過度に大きくなってしまう。

図６には、電流不連続モードから電流連続モードへの実際の切り替えタイミングが理想的な切り替えタイミングよりも早い場合の計算例を示す。この例では、電流不連続モード用のデューティ比ＤｆｆＡを用いるべき状況において電流連続モード用のデューティ比ＤｆｆＢ（＜ＤｆｆＡ）が用いられるため、平均電流値が指令値Ｉｒｅｆに対して一時的に過度に低下してしまう。

このように、制御モードの実際の切り替えタイミングと理想的な切り替えタイミングとのずれが大きくなってしまうと、リアクトル３０に流れる平均電流値が指令値Ｉｒｅｆから大きくずれてしまう。

そこで、本実施形態では、切り替えタイミングを適正に判定する構成が採用されている。本実施形態によれば、図７に示すように、電流不連続モードにおいてスイッチ３１のオフ期間に電流リンギングが発生したり、図８に示すように、リアクトル３０に電流が逆流したりする場合であっても、切り替えタイミングを適正に判定できる。図７に示すリアクトル３０に流れる電流のリンギングは、スイッチ３１に浮遊容量が存在することに起因して、リアクトル３０の蓄積エネルギが０になった後のＬＣ共振によって発生する。図８に示す例は、スイッチ３１に浮遊容量が存在することに起因して発生し、電流波形が電流連続モードと同様であるが、実質は電流不連続モードである。

図９を用いて、本実施形態の判定方法について説明する。図９には、スイッチ３１のゲートに供給するＰＷＭ信号の推移と、リアクトル３０に流れる電流の推移とを示す。制御装置５０は、各スイッチング周期Ｔｓにおいて電流センサ４２の電流検出値を等間隔で複数個（例えば十数個）サンプリングする。図９には、４つのスイッチング周期において、最初の３つのサンプリングタイミングで取得される電流検出値と、最終サンプリングタイミングで取得される電流検出値とが示されている。

制御装置５０は、現在のスイッチング周期のオフ期間における最終サンプリングタイミングｔｍｉ（ｉ＝１，２，３，４、「第１特定タイミング」に相当）で取得した電流検出値ＩＬｍｅｓ（ｉ）と、１つ前のスイッチング周期（以下、前回のスイッチング周期）のオフ期間における最終サンプリングタイミングｔｍｉ－１（「第２特定タイミング」に相当）で取得した電流検出値ＩＬｍｅｓ（ｉ－１）との差分ΔＩｉを算出する。最終サンプリングタイミングは、スイッチ３１のオンへの切り替えタイミングから所定期間Ｔａ（＜Ｔｓ）経過したタイミングである。つまり、各スイッチング周期において、毎回同じタイミングで電流値が検出される。

制御装置５０は、各スイッチング周期において算出した差分ΔＩｉの累積値を算出する。累積値は、下式（ｅｑ３）で表される。制御装置５０は、例えば、自身が起動してから現在のスイッチング周期まで継続して差分ΔＩｉ及び累積値を算出する。これにより、累積値はスイッチング周期毎に更新される。

制御装置５０は、算出した累積値が閾値を超えたと判定した場合、制御モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わったと判定する。この判定方法は、電流不連続モードから電流連続モードへの移行期間において、リアクトル３０に流れる平均電流値が急増する傾向にあることに鑑みた方法である。

電流検出値の差分は、電流センサ４２の電流検出誤差が低減された値である。このため、電流検出誤差が制御モードの判定精度に及ぼす影響を抑制することができる。

差分ΔＩｉの算出に用いられる電流検出値ＩＬｍｅｓのサンプリングタイミングは、スイッチング周期の後半であるオフ期間に設定されている。このため、スイッチ３１がオンに切り替えられることに起因したスイッチングノイズの影響を電流検出値ＩＬｍｅｓが受けにくい。これにより、制御モードの判定精度を高めることができる。

また、差分ΔＩｉの算出に用いられる電流検出値ＩＬｍｅｓのサンプリングタイミングは、ステップＳ１１，Ｓ１２で算出したデューティ比Ｄｕｔｙがどのような値であっても、デューティ比Ｄｕｔｙがその取り得る範囲の最大値（＜１）になる場合におけるオフ期間に設定されている。この設定も、制御モードの判定精度の向上に寄与している。つまり、サンプリングタイミングが各スイッチング周期の終了タイミング直前に設定されることにより、平均電流値の急増を的確にとらえることができる。なお、上記最大値は、例えば、０．５よりも大きくてかつ１未満の値、０．７以上かつ１未満の値、０．９以上かつ１未満の値、又は０．９５以上かつ１未満の値であればよい。

図１０に、制御装置５０により実行されるリアクトル電流制御の手順を示す。

ステップＳ１０では、現在のスイッチング周期における指令値Ｉｒｅｆを取得する。

ステップＳ１１では、現在のスイッチング周期で取得した入力電圧検出値ＶＬｍｅｓ及び出力電圧検出値ＶＨｍｅｓと、ステップＳ１０で取得した指令値Ｉｒｅｆと、上式（ｅｑ１）とに基づいて、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。

ステップＳ１２では、現在のスイッチング周期で取得した入力電圧検出値ＶＬｍｅｓ及び出力電圧検出値ＶＨｍｅｓと、上式（ｅｑ２）とに基づいて、電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙを算出する。

ステップＳ１３では、モード判定処理を行う。詳しくは、現在のスイッチング周期の最終サンプリングタイミングで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓから、前回のスイッチング周期の最終サンプリングタイミングで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓを差し引くことにより、上記差分ΔＩｉを算出する。そして、上式（ｅｑ３）に示したように、算出した差分を前回のスイッチング周期で算出した累積値に加算することにより、現在のスイッチング周期の累積値を算出する。なお、例えば、制御装置５０の起動後、最初のスイッチング周期で算出した差分は累積値の算出に用いないようにすればよい。

ステップＳ１４では、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのどちらであるかを判定する。具体的には、ステップＳ１３で算出した累積値が閾値以下であると判定した場合、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モードであると判定し、ステップＳ１３で算出した累積値が閾値を超えたと判定した場合、次回のスイッチング周期における制御モードが電流連続モードであると判定する。

ちなみに、本実施形態において、ステップＳ１３，Ｓ１４の処理が「取得部」び「判定部」に相当する。

ステップＳ１４において電流不連続モードであると判定した場合には、ステップＳ１５に進み、ステップＳ１１で算出した電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、駆動指令Ｓｇを算出し、駆動回路５２に出力する。これにより、制御モードが電流不連続モードとなるように、ステップＳ１１において算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御が実行される。

ステップＳ１６では、ＤＣＤＣコンバータ１０の駆動停止指示がなされたか否かを判定する。駆動停止指示がなされていないと判定した場合には、ステップＳ１０に進む。

一方、ステップＳ１４において電流連続モードであると判定した場合には、ステップＳ１７に進み、ステップＳ１２で算出した電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙに基づいて、駆動指令Ｓｇを算出し、駆動回路５２に出力する。これにより、制御モードが電流連続モードとなるように、ステップＳ１２において算出されたデューティ比Ｄｕｔｙに基づいてスイッチ３１のスイッチング制御が実行される。

ちなみに、ステップＳ１３で算出した累積値が閾値を一旦超えた後、ステップＳ１３で算出した累積値が閾値以下になったと判定した場合、次回のスイッチング周期における制御モードが電流連続モードから電流不連続モードに切り替わると判定すればよい。

図１１に、指令値Ｉｒｅｆが一定速度で漸増する場合における、電流検出値ＩＬｍｅｓに基づいて算出された平均電流値、ステップＳ１３で算出された累積値、及び各スイッチング周期の最終サンプリングタイミングの電流検出値ＩＬｍｅｓの推移を示す。図１１に示す例では、リアクトル３０に実際に流れる電流値よりも電流検出値ＩＬｍｅｓが小さくなる電流検出誤差が電流検出値ＩＬｍｅｓに含まれている。

図１１に示すように、累積値は、電流検出誤差が低減された値となっている。時刻ｔ１において、累積値が閾値を超えたと制御装置５０により判定される。これにより、リアクトル３０の電流制御に用いられるデューティ比Ｄｕｔｙが、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙから電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙに切り替えられる。

以上説明した本実施形態によれば、例えば電流リンギングや逆流が発生した場合であっても、電流不連続モードから電流連続モードへの切り替えタイミングを適正に判定することができる。これにより、電流不連続モードから電流連続モードへの移行前後の期間において指令値Ｉｒｅｆに対する平均電流値の追従性を高めることができ、電流制御性を高めることができる。

＜第１実施形態の変形例＞
・各スイッチング周期において、オフ期間のうち最終サンプリングタイミング以外のサンプリングタイミング（例えば、最終サンプリングタイミングよりも１つ又は２つ前のサンプリングタイミング）で取得された電流検出値がステップＳ１３の累積値の算出に用いられてもよい。

・図１２に示すように、ステップＳ１１，Ｓ１２のデューティ比Ｄｕｔｙの算出処理が、ステップＳ１４の後に実行されてもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ステップＳ１３における累積値の算出方法が変更されている。以下、図１３を用いて、累積値の算出方法について説明する。図１３には、図９と同様に、スイッチ３１のゲートに供給するＰＷＭ信号の推移と、リアクトル３０に流れる電流の推移とを示す。

制御装置５０は、各スイッチング周期Ｔｓにおいて電流センサ４２の電流検出値を等間隔で複数個（例えば十数個）サンプリングする。図１３には、図９と同様に、４つのスイッチング周期において、最初の３つのサンプリングタイミングで取得される電流検出値と、最終サンプリングタイミングで取得される電流検出値とが示されている。

制御装置５０は、現在のスイッチング周期のオフ期間における最終サンプリングタイミングｔｍｉ（ｉ＝１，２，３，４、「第１特定タイミング」に相当）で取得した電流検出値ＩＬｍｅｓから、現在のスイッチング周期のオン期間に設定された最初のサンプリングタイミングｔｉ（「第２特定タイミング」に相当）で取得した電流検出値ＩＬｍｅｓを差し引くことにより、差分ΔＩＬｉを算出する。図１３に示す例では、最初のサンプリングタイミングは、ＰＷＭ信号がオン指令に切り替えられたタイミングである。最終サンプリングタイミングｔｍｉは、図９と同様に、スイッチ３１のオンへの切り替えタイミングから所定期間Ｔａ（＜Ｔｓ）経過したタイミングである。

制御装置５０は、現在のスイッチング周期において算出した差分ΔＩｉの累乗値を算出する。制御装置５０は、前回のスイッチング周期までに算出した累乗値の累積値に、現在のスイッチング周期で算出した累乗値を加算することにより、下式（ｅｑ４）に示すように累積値を算出する。下式（ｅｑ４）の右辺において、ΔＩＬｉは累乗値の底を示し、αは指数を示す。指数αは、例えば、５以上の値、７以上の値又は１０以上の値（例えば１０）に設定されればよい。制御装置５０は、例えば、自身が起動してから現在のスイッチング周期まで継続して累乗値及び累積値を算出する。累積値は、スイッチング周期毎に更新される。

ここで、本実施形態では、実際の制御モードが電流不連続モードの場合、各スイッチング周期で算出される差分ΔＩＬｉの絶対値が１未満の値になり、実際の制御モードが電流連続モードの場合、各スイッチング周期で算出される差分ΔＩＬｉの絶対値が１よりも大きい値になるように制御装置５０が構成されている。このため、制御モードが電流不連続モードの場合、各スイッチング周期における累乗値ΔＩＬｉ＾αは０に近い値となり、累積値も０に近い値となる。一方、制御モードが電流連続モードの場合、各スイッチング周期における累乗値ΔＩＬｉ＾αは１よりも十分に大きい値となり、累積値も十分に大きい値となる。このため、制御装置５０は、上式（ｅｑ４）に基づいて算出した累積値が閾値を超えたと判定した場合、制御モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わったと判定する。なお、本実施形態の閾値は、第１実施形態の閾値と異なる値に設定され得る。

図１４に、指令値Ｉｒｅｆが一定速度で漸増する場合における、電流検出値ＩＬｍｅｓに基づいて算出された平均電流値、ステップＳ１３で算出される累積値、及び各スイッチング周期で算出される累乗値の推移を示す。図１４に示す例では、時刻ｔ１において、累乗値が急増し、その結果、累積値も急増する。これにより、累積値が閾値を超えたと制御装置５０により判定される。これにより、リアクトル３０の電流制御に用いられるデューティ比Ｄｕｔｙが、電流不連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙから電流連続モードのデューティ比Ｄｕｔｙに切り替えられる。

以上説明した本実施形態によっても、電流不連続モードから電流連続モードへの切り替えタイミングを適正に判定することができる。

＜第２実施形態の変形例＞
制御装置５０は、差分ΔＩＬｉの算出に用いる電流検出値として、最終サンプリングタイミングで取得した電流検出値に代えて、現在のスイッチング周期のオフ期間のうち最終サンプリングタイミング以外のサンプリングタイミング（例えば、最終サンプリングタイミングの１つ又は２つ前のサンプリングタイミング）で取得した電流検出値を用いてもよい。また、制御装置５０は、差分ΔＩＬｉの算出に用いる電流検出値として、最初のサンプリングタイミングで取得した電流検出値に代えて、現在のスイッチング周期のオン期間のうち最初のサンプリングタイミング以外のサンプリングタイミング（例えば、最初のサンプリングタイミングよりも１つ又は２つ後のサンプリングタイミング）で取得した電流検出値ＩＬｍｅｓを用いてもよい。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ステップＳ１３，Ｓ１４における処理方法が変更されている。

制御装置５０は、ステップＳ１３において、現在のスイッチング周期のオフ期間における最終サンプリングタイミングｔｍｉで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓ（ｉ）から、１つ前のスイッチング周期のオフ期間における最終サンプリングタイミングｔｍｉ－１で取得した電流検出値ＩＬｍｅｓ（ｉ－１）を差し引くことにより、差分ΔＩｉを算出する。制御装置５０は、ステップＳ１４において、算出した差分ΔＩｉが閾値を超えたか否かを判定する。制御装置５０は、算出した差分ΔＩｉが閾値以下であると判定した場合、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モードであると判定し、算出した差分ΔＩｉが閾値を超えたと判定した場合、次回のスイッチング周期における制御モードが電流連続モードであると判定する。図１５の２段目のタイムチャートに示すように、制御装置５０は、時刻ｔ１において、算出した差分ΔＩｉが閾値を超えたと判定し、次回のスイッチング周期における制御モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わると判定する。なお、本実施形態の閾値は、第１実施形態の閾値と異なる値に設定され得る。

ちなみに、制御装置５０は、ステップＳ１３において、現在のスイッチング周期のオフ期間における最終サンプリングタイミングｔｍｉで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓから、現在のスイッチング周期のオン期間における最初のサンプリングタイミングｔｉで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓを差し引くことにより、差分ΔＩｉを算出してもよい。この場合の差分の推移を図１５の３段目に示す。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第１実施形態のステップＳ１３において、制御装置５０は、現在のスイッチング周期の最初のサンプリングタイミングで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓから、前回のスイッチング周期の最初のサンプリングタイミングで取得した電流検出値ＩＬｍｅｓを差し引くことにより、差分ΔＩＳｉを算出してもよい。図１６には、この差分の一例としてΔＩＳ４を示す。

・図１に示す構成において、蓄電池２１に代えて、電気負荷が出力端子ＴＨｏ，ＴＬｏに接続されていてもよい。この場合、ＤＣＤＣコンバータは、電流制御型のＤＣＤＣコンバータに代えて、制御装置の電流制御において電流マイナーループ制御が付加された電圧制御型のＤＣＤＣコンバータであってもよい。

・制御システムとしては、図１に示した構成に限らず、例えば図１７に示す構成であってもよい。図１７に示す構成は、燃料電池９０を備える電気自動車のモータ駆動システムである。このシステムは、昇圧コンバータ１００、蓄電池９１、インバータ１１０及びモータ１２０を備えている。昇圧コンバータ１００は、燃料電池９０の出力電圧を昇圧してインバータ１１０に供給する。インバータ１１０は、昇圧コンバータ１００又は蓄電池９１の少なくとも一方から供給された直流電力を交流電力に変換してモータ１２０の電機子巻線に供給する。この構成において、本発明を昇圧コンバータ１００の電流制御に適用してもよい。

・本発明が適用されるＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧コンバータに限らず、入力電圧を降圧して出力する降圧コンバータや、昇圧機能及び降圧機能を有する昇降圧コンバータであってもよい。

また、本発明が適用されるＤＣＤＣコンバータとしては、非絶縁型のものに限らず、トランスを備える絶縁型のものであってもよい。トランスは、入力側の１次側リアクトル及び出力側の２次側リアクトルを有している。絶縁型のＤＣＤＣコンバータは、例えば、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、プッシュプル方式のコンバータ又はフルブリッジ方式のコンバータであり、１次側にスイッチを備えている。

例えば、フォワードコンバータの場合、２次側に、トランスの２次側リアクトルとは別のリアクトル（以下、特定リアクトル）が設けられる。フォワードコンバータにおいて、１次側のスイッチのオン期間において２次側の特定リアクトルに流れる電流値が漸増し、特定リアクトルに磁気エネルギが蓄積される。また、１次側のスイッチのオフ期間において特定リアクトルに流れる電流値が漸減して０になる。これにより、１スイッチング周期において、特定リアクトルに流れる電流値の時間推移波形が、三角波状の波形になった後、０に維持される波形となる。

また例えば、フライバックコンバータの場合、１次側のスイッチのオン期間において、トランスを構成する１次側のリアクトルに流れる電流値が漸増し、１次側のリアクトル及びトランスのコアに磁気エネルギが蓄積される。また、１次側のスイッチのオフ期間において、蓄積されたエネルギが放出され、１次側のリアクトルに流れる電流値が漸減して０になる。これにより、１スイッチング周期において、１次側のリアクトルに流れる電流値の時間推移波形が、三角波状の波形になった後、０に維持される波形となる。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１０…ＤＣＤＣコンバータ、３０…リアクトル、３１…スイッチ、４２…電流センサ、５０…制御装置。

Claims (8)

1. スイッチ（３１）及びリアクトル（３０）を備えるＤＣＤＣコンバータ（１０，１００）に適用され、
   オン期間及びそれに続くオフ期間からなる前記スイッチの各スイッチング周期において、前記リアクトルへの磁気エネルギの蓄積及び前記リアクトルからの磁気エネルギの放出を前記スイッチのスイッチング制御によって行うことにより、入力電圧を変圧して出力するＤＣＤＣコンバータの制御装置（５０）において、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部（４２）の電流検出値を各スイッチング周期において取得する取得部と、
   現在の制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する判定部と、
   を備え、
   前記判定部は、
   異なるスイッチング周期それぞれの特定タイミングで取得した前記電流検出値の差分、又は各スイッチング周期の２つの特定タイミングそれぞれで取得した前記電流検出値の差分を算出する算出処理を行い、
   算出した前記差分に基づいて、制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する、ＤＣＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記判定部は、
   前記算出処理として、各スイッチング周期の前記オフ期間における第１特定タイミングで取得した前記電流検出値と、前記第１特定タイミングよりも１つ前のスイッチング周期の前記オフ期間における第２特定タイミングで取得した前記電流検出値との差分を算出する処理を行い、
   各スイッチング周期において算出した前記差分の累積値を算出し、
   算出した前記累積値が閾値を超えたと判定した場合、制御モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わったと判定する、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記取得部は、各スイッチング周期において、複数のタイミングにおける前記電流検出値を取得し、
   前記第１特定タイミング及び前記第２特定タイミングは、前記複数のタイミングのうち最終タイミングに設定されている、請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記第１特定タイミング及び前記第２特定タイミングは、前記スイッチの１スイッチング周期におけるオン期間の比率を定めるデューティ比がその取り得る範囲の最大値になる場合における前記オフ期間に設定されている、請求項３に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
5. 前記取得部は、各スイッチング周期において、複数のタイミングにおける前記電流検出値を取得し、
   前記判定部は、
   前記算出処理として、各スイッチング周期において、前記オン期間に設定された第１特定タイミングで取得した前記電流検出値と、前記オフ期間に設定された第２特定タイミングで取得した前記電流検出値との差分の累乗値を算出する処理を行い、
   各スイッチング周期において算出した前記累乗値の累積値を算出し、
   算出した前記累積値が閾値を超えたと判定した場合、制御モードが電流不連続モードから電流連続モードに切り替わったと判定する、請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
6. 実際の制御モードが電流不連続モードの場合は、前記第１特定タイミングで取得した前記電流検出値と前記第２特定タイミングで取得した前記電流検出値との差分の絶対値が１未満の値となり、実際の制御モードが電流不連続モードから電流連続モードに移行する場合は、前記第１特定タイミングで取得した前記電流検出値と前記第２特定タイミングで取得した前記電流検出値との差分の絶対値が１よりも大きい値になるように構成されている、請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
7. 前記第１特定タイミングは、前記複数のタイミングのうち最初のタイミングに設定されており、
   前記第２特定タイミングは、前記複数のタイミングのうち最終タイミングに設定されている、請求項５又は６に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
8. スイッチ（３１）、リアクトル（３０）及びコンピュータ（５１）を備えるＤＣＤＣコンバータ（１０，１００）に適用され、
   オン期間及びそれに続くオフ期間からなる前記スイッチの各スイッチング周期において、前記リアクトルへの磁気エネルギの蓄積及び前記リアクトルからの磁気エネルギの放出を前記スイッチのスイッチング制御によって行うことにより、入力電圧を変圧して出力させるためのプログラムにおいて、
   前記コンピュータに、
   前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出部（４２）の電流検出値を各スイッチング周期において取得する処理と、
   現在の制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する判定処理と、
   を実行させ、
   前記判定処理は、
   異なるスイッチング周期それぞれの特定タイミングで取得した前記電流検出値の差分、又は各スイッチング周期の２つの特定タイミングそれぞれで取得した前記電流検出値の差分を算出し、
   算出した前記差分に基づいて、制御モードが電流不連続モード又は電流連続モードのいずれであるかを判定する処理である、プログラム。

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