JP6361479B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、直流の入力電圧を所定の直流電圧に変換して出力する電力変換装置（スイッチング電源装置）において、この装置の出力電流を推定する技術が知られている。詳しくは、この装置は、この装置の入力側に設けられたカレントトランスと、カレントトランスの２次側電圧を検出する入力電圧検出回路と、電力変換装置の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、制御部とを備えている。制御部は、入力電圧検出回路によって検出された２次側電圧波形に基づき、この２次側電圧のデューティ比及び電圧平均値を算出する。制御部は、算出されたデューティ比と、電圧平均値と、出力電圧検出回路によって検出された出力電圧とに基づき、電力変換装置の出力電流を推定する。

特開２０１２−９０４０６号公報

ただし、上記特許文献１に記載された技術では、出力電流を推定するために、電力変換装置にカレントトランスを備えることが要求される。この場合、電力変換装置の部品数が増大することで、電力変換装置の体格やコストが増大する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、体格やコストの増大を回避しつつ、出力電流を推定することのできる電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成すべく、本発明は、リアクトル（１６；４６ａ，４６ｂ）と、オン状態とされることで電源（２０，２２）を前記リアクトルに接続し、前記電源から前記リアクトルに電流を供給して前記リアクトルにエネルギを蓄積させるメインスイッチ（１４ｐ，１４ｎ；４４ａ，４４ｂ）と、前記メインスイッチがオフ状態とされている期間中にオン状態とされることで前記リアクトルを負荷（２２，２０）に接続し、前記リアクトルに蓄積されたエネルギを放出させて前記リアクトルから前記負荷に電流を供給する同期整流スイッチ（１４ｎ，１４ｐ；４４ｂ，４４ａ）と、を備える電力変換装置において、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作する操作手段（３０）と、前記操作手段によって前記同期整流スイッチがオフ状態に切り替えられてからの前記メインスイッチの端子間電圧の低下速度と相関を有する時間であるスイッチング遷移時間を検出する遷移時間検出手段と、を備え、前記操作手段は、前記遷移時間検出手段によって検出されたスイッチング遷移時間がその目標時間となるように、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作し、前記操作手段によって前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとが相補的にオンオフ操作されている状況下において、前記メインスイッチのオン操作時間及び前記同期整流スイッチのオン操作時間のうち少なくとも一方と、前記電源から当該電力変換装置への入力電圧及び当該電力変換装置から前記負荷への出力電圧のうち少なくとも一方とに基づき、前記リアクトルから前記負荷へと流れる出力電流を推定する電流推定手段（３６；３６ａ）を備えることを特徴とする。

電力変換装置を電流臨界モードで制御する場合において、メインスイッチがオン状態に切り替えられるときのスイッチング損失（ターンオン損失）を低減するためには、同期整流スイッチがオフ状態に切り替えられた後のメインスイッチの端子間電圧を把握することが要求される。同期整流スイッチがオフ状態に切り替えられた後におけるメインスイッチの端子間電圧の推移は、同期整流スイッチがオフ状態に切り替えられた後のリアクトルに流れる電流に応じて変化する。ここで、同期整流スイッチがオフ状態に切り替えられた後においてリアクトルに流れる電流と、上記スイッチング遷移時間とは相関を有している。このため、スイッチング遷移時間を最適値に制御することにより、メインスイッチの端子間電圧が低い状態でメインスイッチをオン状態に切り替えることができる。この点に鑑み、上記発明では、操作手段及び遷移時間検出手段を備えた。これにより、メインスイッチのターンオン損失を低減させることができる。また、リアクトルに流れる電流を検出する電流センサを備えることなく、電力変換装置を電流臨界モードで制御することができる。

ここで、操作手段によってメインスイッチと同期整流スイッチとが相補的にオンオフ操作されると、リアクトルから負荷へと流れる出力電流（電力変換装置の出力電流）の波形は、出力電流の最大値及び最小値を繰り返し往復する三角波状の波形となる。詳しくは、出力電流が最小値から最大値へと時間経過とともに漸増する場合の出力電流は、入力電圧と出力電圧との双方、又は入力電圧と、メインスイッチのオン操作時間とに基づき推定することができる。一方、出力電流が最大値から最小値へと時間経過とともに漸減する場合の出力電流は、入力電圧と出力電圧との双方、又は出力電圧と、同期整流スイッチのオン操作時間とに基づき推定することができる。ここで、電力変換装置が上記電流臨界モードで制御されていることから、メインスイッチのオン操作時間及び同期整流スイッチのオン操作時間を、リアクトルに流れる電流を検出する電流センサを備えることなく決定することができる。こうした点に鑑み、上記発明では、電流推定手段を備えた。これにより、上記電流センサを備えていない電力変換装置において、その出力電流を推定することができる。

第１の実施形態にかかる電力変換装置の回路図。 降圧動作処理の概要を示す図。 降圧動作処理時におけるリアクトル電流の推移を示す図。 降圧動作処理時における上アームスイッチの端子間電圧等の推移を示す図。 リアクトル電流とスイッチング遷移時間との相関関係を示す図。 スイッチング遷移時間検出回路を示す図。 降圧動作処理時におけるスイッチング遷移時間の検出手法を示す図。 降圧動作処理に対応する制御器の構成図。 昇圧動作処理に対応する制御器の構成図。 電流推定器の構成図。 降圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 昇圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 第２の実施形態にかかる制御器の構成図。 第３の実施形態にかかる制御器の構成図。 第４の実施形態にかかる電力変換装置の回路図。 電流推定器の構成図。 降圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 昇圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 第５の実施形態にかかる電流推定器の構成図。 降圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 昇圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 出力電流の推定値と実測値との比較結果を示す図。 第６の実施形態にかかる電流推定器の構成図。 降圧動作処理時における出力電流推定手法の概要を示す図。 第７の実施形態にかかる電流推定処理の手順を示すフローチャート。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換装置を車両に搭載した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、本実施形態にかかる電力変換装置１０は、昇降圧ＤＣＤＣコンバータ（いわゆる、バックブーストコンバータである。）である。電力変換装置１０は、第１，第２コンデンサ１２ａ，１２ｂ、上アームスイッチ１４ｐ、下アームスイッチ１４ｎ、リアクトル１６、及び制御回路３０を備えている。電力変換装置１０は、車両に搭載された高電圧バッテリ２０と、車両に搭載された低電圧バッテリ２２との間の電力の授受を行う。ここで、低電圧バッテリ２２の端子間電圧は、高電圧バッテリ２０の端子間電圧よりも低く設定されている。なお、高電圧バッテリ２０は、例えば、定格電圧が４８Ｖのものであり、低電圧バッテリ２２は、例えば、定格電圧が１２Ｖのものである。

電力変換装置１０は、高電圧バッテリ２０の出力電圧を降圧して低電圧バッテリ２２に印加する降圧動作処理を行うことで、低電圧バッテリ２２を充電する。また、電力変換装置１０は、低電圧バッテリ２２の出力電圧を昇圧して高電圧バッテリ２０に印加する昇圧動作処理を行うことで、高電圧バッテリ２０を充電する。本実施形態では、降圧動作処理が行われる場合、高電圧バッテリ２０が電源となり、低電圧バッテリ２２が負荷となる。一方、昇圧動作処理が行われる場合、低電圧バッテリ２２が電源となり、高電圧バッテリ２０が負荷となる。

電力変換装置１０の第１端子Ｔ１には、高電圧バッテリ２０の正極端子が接続され、電力変換装置１０の第２端子Ｔ２には、高電圧バッテリ２０の負極端子が接続されている。また、第１端子Ｔ１には、第１コンデンサ１２ａの一端が接続され、第１コンデンサ１２ａの他端には、第２端子Ｔ２が接続されている。

第１コンデンサ１２ａには、上アームスイッチ１４ｐ及び下アームスイッチ１４ｎの直列接続体が並列接続されている。本実施形態では、各スイッチ１４ｐ，１４ｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。なお、図中、各スイッチ１４ｐ，１４ｎに逆並列に接続されているダイオード１５ｐ，１５ｎは、各スイッチ１４ｐ，１４ｎの寄生ダイオードを示している。

上アームスイッチ１４ｐのソースには、下アームスイッチ１４ｎのドレインが接続され、上アームスイッチ１４ｐのドレインには、第１コンデンサ１２ａと第１端子Ｔ１との接続点が接続されている。下アームスイッチ１４ｎのドレインには、第１コンデンサ１２ａと第２端子Ｔ２との接続点が接続されている。

なお、本実施形態において、上アームスイッチ１４ｐに並列接続されたコンデンサ（以下、上アームコンデンサ１８ｐ）は、上アームスイッチ１４ｐの寄生容量を示している。また、下アームスイッチ１４ｎに並列接続されたコンデンサ（以下、下アームコンデンサ１８ｎ）は、下アームスイッチ１４ｎの寄生容量を示している。

下アームスイッチ１４ｎには、リアクトル１６と第２コンデンサ１２ｂとの直列接続体が並列接続されている。詳しくは、下アームスイッチ１４ｎと上アームスイッチ１４ｐとの接続点には、リアクトル１６の一端が接続されている。

第２コンデンサ１２ｂの両端のうちリアクトル１６が接続された側には、電力変換装置１０の第３端子Ｔ３が接続されている。第２コンデンサ１２ｂの両端のうち下アームスイッチ１４ｎが接続された側には、電力変換装置１０の第４端子Ｔ４が接続されている。第３端子Ｔ３には、低電圧バッテリ２２の正極端子が接続され、第４端子Ｔ４には、低電圧バッテリ２２の負極端子が接続されている。

制御回路３０は、各スイッチ１４ｐ，１４ｎを操作対象とする「操作手段」である。制御回路３０は、制御器３２、スイッチング遷移時間検出回路３４、電流推定器３６、上アームスイッチ１４ｐを駆動する第１駆動回路３８ｐ、及び下アームスイッチ１４ｎを駆動する第２駆動回路３８ｎを備えている。なお、本実施形態では、制御器３２等の各要素を単一の制御回路３０内に配置したが、これら各要素の配置手法としては、こうした配置手法に限定されるものではない。

続いて、降圧動作処理、昇圧動作処理、制御回路３０の詳細、及び電力変換装置１０の出力電流推定処理について説明する。

＜１．降圧動作処理＞
この処理は、図２に示すものとなる。ここで、図２（ａ）は、リアクトル１６に流れる電流（以下、リアクトル電流ＩＬ）の推移を示し、図２（ｂ）は、第１駆動回路３８ｐから上アームスイッチ１４ｐのゲートに入力される第１操作信号ｇｐの推移を示し、図２（ｃ）は、第２駆動回路３８ｎから下アームスイッチ１４ｎのゲートに入力される第２操作信号ｇｎの推移を示す。なお、降圧動作処理が行われる場合において、図２（ａ）に示すリアクトル電流ＩＬは、リアクトル１６の両端のうち各スイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点側から第２コンデンサ１２ｂ側へと流れる方向を正と定義する。また、本実施形態では、降圧動作処理が行われる場合において、上アームスイッチ１４ｐが「メインスイッチ」に相当し、下アームスイッチ１４ｎが「同期整流スイッチ」に相当する。

図２に示すように、上アームスイッチ１４ｐと下アームスイッチ１４ｎとは、相補的にオンオフ操作される。詳しくは、第１操作信号ｇｐがオン操作指令とされて上アームスイッチ１４ｐがオン状態とされ、また、第２操作信号ｇｎがオフ操作指令とされて下アームスイッチ１４ｎがオフ状態とされる。これにより、高電圧バッテリ２０がリアクトル１６に接続され、高電圧バッテリ２０からリアクトル１６に電流が供給されてリアクトル１６に磁気エネルギが蓄積される。このとき、リアクトル電流ＩＬは時間経過とともに漸増する。

その後、第１操作信号ｇｐがオフ操作指令とされて上アームスイッチ１４ｐがオフ状態に切り替えられ、また、第２操作信号ｇｎがオン操作指令とされて下アームスイッチ１４ｎがオン状態に切り替えられる。これにより、リアクトル１６が低電圧バッテリ２２に接続されてリアクトル１６に蓄積された磁気エネルギが放出され、リアクトル１６から低電圧バッテリ２２へと電流が流れる。このとき、リアクトル電流ＩＬは時間経過とともに漸減する。

こうした動作が繰り返されることで、高電圧バッテリ２０から低電圧バッテリ２２へと電力が供給され、低電圧バッテリ２２が充電される。

特に、本実施形態では、リアクトル電流ＩＬを検出する電流センサを電力変換装置１０に備えることなく、電力変換装置１０を電流臨界モードで制御する。こうした構成において、上アームスイッチ１４ｐをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）して上アームスイッチ１４ｐのターンオン損失を低減すべく、図３に示すように、リアクトル電流ＩＬが０よりわずかに負の値になってから下アームスイッチ１４ｎをオフ状態とする。

下アームスイッチ１４ｎがオフ状態とされると、わずかに負の値になっているリアクトル電流ＩＬによって、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎが充電される。このため、図４に示すように、下アームスイッチ１４ｎのソース電位に対する上，下アームスイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点の電位（以下、対象電圧Ｖａｒｍ）は上昇し、やがて高電圧バッテリ２０の出力電圧Ｖ１となる。ここで、負方向のリアクトル電流ＩＬがその最適値よりも大きい場合、リアクトル電流ＩＬによって各コンデンサ１８ｐ，１８ｎが充電される速度が高くなるため、対象電圧Ｖａｒｍの上昇速度が高くなる。一方、負方向のリアクトル電流ＩＬが最適値よりも小さい場合、対象電圧Ｖａｒｍの上昇速度が低くなる。

上アームスイッチ１４ｐの端子間電圧Ｖ１４ｐ（ソース及びドレイン間の電位差）は、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１（降圧動作処理時における電力変換装置１０の入力電圧）から、対象電圧Ｖａｒｍを減算した値である。このため、負方向のリアクトル電流ＩＬが最適値よりも大きい場合、図４（ｂ）に一点鎖線で示すように、上アームスイッチ１４ｐの端子間電圧Ｖ１４ｐの低下速度が高くなる。その結果、下アームスイッチ１４ｎに対する第２操作信号ｇｎがオフ操作指令に切り替えられてから、上アームスイッチ１４ｐの端子間電圧Ｖ１４ｐが低下して閾値電圧Ｖｔｈとなるまでの時間が短くなる。本実施形態では、この時間を、スイッチング遷移時間と称すこととする。また、本実施形態では、閾値電圧Ｖｔｈを、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１の１０％に設定している。

一方、負方向のリアクトル電流ＩＬが最適値よりも小さい場合、図４（ｂ）に破線で示すように、上アームスイッチ１４ｐの端子間電圧Ｖ１４ｐの低下速度が低くなる。その結果、スイッチング遷移時間が長くなる。

つまり、リアクトル電流ＩＬとスイッチング遷移時間との間には、図５に示すように、リアクトル電流ＩＬが負の値となる場合においてリアクトル電流ＩＬの絶対値が大きくなるに従って、スイッチング遷移時間が短くなるといった関係がある。このため、スイッチング遷移時間によってリアクトル電流ＩＬを把握することができる。そして、リアクトル電流ＩＬが最適値となるようなスイッチング遷移時間の目標値（以下、目標時間Ｔｔｇｔ）を設定し、実際のスイッチング遷移時間を目標時間Ｔｔｇｔに制御する。これにより、ＺＶＳを実現し、また、リアクトル電流ＩＬを検出する電流センサを電力変換装置１０に備えることなく、電力変換装置１０を電流臨界モードで制御することができる。

＜２．昇圧動作処理＞
昇圧動作処理時においては、下アームスイッチ１４ｎのＺＶＳを実現し、下アームスイッチ１４ｎのターンオン損失を低減させる。なお、昇圧動作処理が行われる場合において、リアクトル電流ＩＬは、リアクトル１６の両端のうち第２コンデンサ１２ｂ側から各スイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点側へと流れる方向を正と定義する。また、本実施形態では、昇圧動作処理が行われる場合において、下アームスイッチ１４ｎが「メインスイッチ」に相当し、上アームスイッチ１４ｐが「同期整流スイッチ」に相当する。

昇圧動作処理時においては、下アームスイッチ１４ｎがオン状態とされ、また、上アームスイッチ１４ｐがオフ状態とされることで、低電圧バッテリ２２がリアクトル１６に接続され、低電圧バッテリ２２からリアクトル１６に電流が供給されてリアクトル１６に磁気エネルギが蓄積される。その後、下アームスイッチ１４ｎがオフ状態に切り替えられ、また、上アームスイッチ１４ｐがオン状態に切り替えられることで、リアクトル１６が高電圧バッテリ２０に接続されてリアクトル１６に蓄積された磁気エネルギが放出される。これにより、リアクトル１６から高電圧バッテリ２０へと電流が流れる。こうした動作が繰り返されることで、低電圧バッテリ２２から高電圧バッテリ２０へと電力が供給され、高電圧バッテリ２０が充電される。

ここで、本実施形態において、昇圧動作処理時におけるスイッチング遷移時間を、上アームスイッチ１４ｐに対する第１操作信号ｇｐがオフ操作指令に切り替えられてから、下アームスイッチ１４ｎの端子間電圧が低下して閾値電圧Ｖｔｈとなるまでの時間とする。

＜３．制御回路３０の詳細＞
続いて、図２及び図６〜図９を用いて、制御回路３０の行う処理のうち、降圧昇圧動作処理について説明する。

図６に示すように、スイッチング遷移時間検出回路３４は、第１〜第５抵抗体３４ａ〜３４ｅと、第１，第２コンパレータ３４ｆ，３４ｇと、第１，第２ＸＯＲ回路３４ｈ，３４ｉとを備えている。

第１〜第３抵抗体３４ａ〜３４ｃは、直列接続されている。第１抵抗体３４ａの両端のうち第２抵抗体３４ｂとの接続点とは反対側には、上アームスイッチ１４ｐのドレインが接続されている。第３抵抗体３４ｃの両端のうち、第２抵抗体３４ｂとの接続点とは反対側には、下アームスイッチ１４ｎのソースが接続されている。

第４抵抗体３４ｄと第５抵抗体３４ｅとは直列接続されている。これら抵抗体３４ｄ，３４ｅの直列接続体の両端のうち、第４抵抗体３４ｄ側には、上，下アームスイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点が接続され、第５抵抗体３４ｅ側には、下アームスイッチ１４ｎのソースが接続されている。

第１コンパレータ３４ｆの非反転入力端子には、第１，第２抵抗体３４ａ，３４ｂの接続点が接続され、反転入力端子には、第４，第５抵抗体３４ｄ，３４ｅの接続点が接続されている。一方、第２コンパレータ３４ｇの非反転入力端子には、第４，第５抵抗体３４ｄ，３４ｅの接続点が接続され、反転入力端子には、第２，第３抵抗体３４ｂ，３４ｃの接続点が接続されている。

第１ＸＯＲ回路３４ｈの第１入力端子には、第１コンパレータ３４ｆの出力信号が入力され、第１ＸＯＲ回路３４ｈの第２入力端子には、下アームスイッチ１４ｎの第２操作信号ｇｎが制御器３２から入力される。一方、第２ＸＯＲ回路３４ｉの第１入力端子には、第２コンパレータ３４ｇの出力信号が入力され、第２ＸＯＲ回路３４ｉの第２入力端子には、上アームスイッチ１４ｐの第１操作信号ｇｐが制御器３２から入力される。第１ＸＯＲ回路３４ｈの出力信号Ｓｉｇ１や、第２ＸＯＲ回路３４ｉの出力信号Ｓｉｇ２は、後述する遷移時間計測部３２ｂに入力される。

ここで、上記第１〜第５抵抗体３４ａ〜３４ｅの抵抗値は、図７に示すように、第２操作信号ｇｎがオフ操作指令に切り替えられてから、上アームスイッチ１４ｐの端子間電圧Ｖ１４ｐが低下し始めて閾値電圧Ｖｔｈになるまでの期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、第１ＸＯＲ回路３４ｈの出力信号の論理が「Ｈ」となるように設定されている。この設定は、降圧動作処理時におけるスイッチング遷移時間を検出するためになされるものである。なお、図７（ａ）は、リアクトル電流ＩＬの推移を示し、図７（ｂ）〜図７（ｅ）は、先の図４（ａ）〜図４（ｄ）に対応している。また、図７（ｆ）は、第１コンパレータ３４ｆの出力信号の推移を示し、図７（ｇ）は、第１ＸＯＲ回路３４ｈの出力信号Ｓｉｇ１の推移を示す。

加えて、上記第１〜第５抵抗体３４ａ〜３４ｅの抵抗値は、第１操作信号ｇｐがオフ操作指令に切り替えられてから、下アームスイッチ１４ｎの端子間電圧が低下し始めて閾値電圧Ｖｔｈになるまでの期間において、第２ＸＯＲ回路３４ｉの出力信号Ｓｉｇ２の論理が「Ｈ」となるように設定されている。この設定は、昇圧動作処理時におけるスイッチング遷移時間を検出するためになされるものである。

続いて、図８及び図９のブロック図を用いて、制御器３２の構成について説明する。

まず、図８を用いて、降圧動作処理時に対応する制御器３２の構成について説明する。

図示されるように、制御器３２は、電力変換装置１０の外部から入力された目標電圧Ｖｔｇｔ、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１（入力電圧Ｖ１）、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２（出力電圧Ｖ２）、及びスイッチング遷移時間に基づき、第１，第２操作信号ｇｐ，ｇｎを生成して出力する回路である。制御器３２は、例えば、マイクロコンピュータを主体として構成されている。なお、目標電圧Ｖｔｇｔは、第３，第４端子Ｔ３，Ｔ４間から低電圧バッテリ２２へと印加される電圧の目標値である。

Ｄｕｔｙ比算出部３２ａは、入力電圧Ｖ１、目標電圧Ｖｔｇｔ及び出力電圧Ｖ２に基づき、上，下アームスイッチ１４ｐ，１４ｎに対するオン時間比Ｄｕｔｙｐ，Ｄｕｔｙｎを算出する。ここで、オン時間比とは、各スイッチのオンオフ操作１周期（スイッチング周期Ｔｓｗ）に対するオン操作時間の比率である。本実施形態において、オン時間比は、０〜１の値をとる。なお、本実施形態において、Ｄｕｔｙ比算出部３２ａが「オン時間比算出手段」に相当する。

遷移時間計測部３２ｂは、上記第１ＸＯＲ回路３４ｈの出力信号Ｓｉｇ１のパルス幅（論理が「Ｈ」とされる時間）をスイッチング遷移時間として検出する。なお、本実施形態において、遷移時間計測部３２ｂとスイッチング遷移時間検出回路３４とが「遷移時間検出手段」に相当する。

時間偏差算出部３２ｃは、上記目標時間Ｔｔｇｔと、遷移時間計測部３２ｂから出力されたスイッチング遷移時間との時間偏差を算出する。具体的には、目標時間Ｔｔｇｔからスイッチング遷移時間を減算した値として上記時間偏差を算出する。これにより、時間偏差が正の値になることをもって、第２コンデンサ１２ｂ側から各スイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点側へと流れるリアクトル電流ＩＬが過大であることを示す。一方、時間偏差が負の値になることをもって、第２コンデンサ１２ｂ側から各スイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点側へと流れるリアクトル電流ＩＬが過小であることを示す。

ここで、本実施形態では、目標時間Ｔｔｇｔを、予め設定された固定値としている。目標時間Ｔｔｇｔは、リアクトル１６のインダクタンス「Ｌ」、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎの容量によって構成される共振回路の共振周期に基づき設定されている。具体的には例えば、目標時間Ｔｔｇｔを、共振周期の１／４に設定することができる。また、スイッチング遷移時間検出回路３４における信号遅延時間や、各駆動回路３８ｐ，３８ｎにおける信号遅延時間のばらつきを考慮し、目標時間Ｔｔｇｔを、共振周期の１／４の８０％程度に設定することもできる。

遷移時間制御部３２ｄは、時間偏差算出部３２ｃから出力された時間偏差の比例積分制御により、各オン時間比Ｄｕｔｙｐ，Ｄｕｔｙｎを補正するための補正値ΔＤを算出する。なお、本実施形態において、遷移時間制御部３２ｄが「補正値算出手段」に相当する。

第１補正部３２ｅは、Ｄｕｔｙ比算出部３２ａから出力された上アームスイッチ１４ｐに対するオン時間比Ｄｕｔｙｐに、遷移時間制御部３２ｄから出力された補正値ΔＤを加算する。一方、第２補正部３２ｆは、Ｄｕｔｙ比算出部３２ａから出力された下アームスイッチ１４ｎに対するオン時間比Ｄｕｔｙｎから、遷移時間制御部３２ｄから出力された補正値ΔＤを減算する。これにより、時間偏差が正の値になるリアクトル電流ＩＬの過大時においては、下アームスイッチ１４ｎのオン操作時間が短縮され、上アームスイッチ１４ｐのオン操作時間が伸張されるように（リアクトル電流ＩＬの負側のピーク値を減少させるように）各オン時間比Ｄｕｔｙｐ，Ｄｕｔｙｎが補正される。なお、本実施形態において、各補正部３２ｅ，３２ｆが「補正手段」に相当する。

電圧偏差算出部３２ｇは、目標電圧Ｖｔｇｔと、出力電圧Ｖ２との電圧偏差を算出する。電圧制御部３２ｈは、電圧偏差算出部３２ｇから出力された電圧偏差の比例積分制御により、出力電圧Ｖ２を目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御するための変換係数を算出する。この変換係数は、各スイッチ１４ｐ，１４ｎのスイッチング周期Ｔｓｗに相当するものである。

第１オン時間算出部３２ｉは、第１補正部３２ｅの出力値「Ｄｕｔｙｐ＋ΔＤ」に、電圧制御部３２ｈから出力された変換係数を乗算することで、上アームスイッチ１４ｐに対するオン操作時間Ｔｍｏｎを算出する。一方、第２オン時間算出部３２ｊは、第２補正部３２ｆの出力値「Ｄｕｔｙｐ−ΔＤ」に、電圧制御部３２ｈから出力された変換係数を乗算することで、下アームスイッチ１４ｎに対するオン操作時間Ｔｒｏｎを算出する。

操作信号生成部３２ｋは、各オン時間算出部３２ｉ，３２ｊから出力されたオン操作時間Ｔｍｏｎ，Ｔｒｏｎに基づき、上，下アームスイッチ１４ｐ，１４ｎに対する操作信号ｇｐ，ｇｎを生成して出力する。ここでは、上，下アームスイッチ１４ｐ，１４ｎの双方がオン状態とされることを回避すべく、各操作信号ｇｐ，ｇｎにデッドタイムが付与される。なお、先の図１に示した各駆動回路３８ｐ，３８ｎは、操作信号生成部３２ｋから出力された各操作信号ｇｐ，ｇｎに基づき、各スイッチ１４ｐ，１４ｎをオンオフ操作する。

こうした構成によれば、スイッチング遷移時間が目標時間Ｔｔｇｔとなるように制御される。すなわち、リアクトル電流ＩＬが最適値になるように制御される。これにより、リアクトル電流ＩＬを検出することなく、降圧動作処理時において電力変換装置１０を電流臨界モードで制御することができる。

続いて、図９を用いて、昇圧動作処理時に対応する制御器３２の構成について説明する。なお、図９において、先の図８の構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

昇圧動作処理時においては、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２が電力変換装置１０の入力電圧Ｖ２となり、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１が電力変換装置１０の出力電圧Ｖ１となる。また、目標電圧Ｖｔｇｔは、第１，第２端子Ｔ１，Ｔ２間から高電圧バッテリ２０へと印加される電圧の目標値となる。

遷移時間計測部３２ｂは、上記第２ＸＯＲ回路３４ｉの出力信号Ｓｉｇ２のパルス幅をスイッチング遷移時間として検出する。また、電圧偏差算出部３２ｇは、目標電圧Ｖｔｇｔと、出力電圧Ｖ１との電圧偏差を算出する。

第１補正部３２ｅは、Ｄｕｔｙ比算出部３２ａから出力された上アームスイッチ１４ｐに対するオン時間比Ｄｕｔｙｐから、遷移時間制御部３２ｄから出力された補正値ΔＤを減算する。一方、第２補正部３２ｆは、Ｄｕｔｙ比算出部３２ａから出力された下アームスイッチ１４ｎに対するオン時間比Ｄｕｔｙｎに、遷移時間制御部３４ｄから出力された補正値ΔＤを加算する。これにより、時間偏差が正の値になるリアクトル電流ＩＬの過大時においては、上アームスイッチ１４ｐのオン操作時間が短縮され、下アームスイッチ１４ｎのオン操作時間が伸張されるように（リアクトル電流ＩＬの負側のピーク値を減少させるように）各オン時間比Ｄｕｔｙｐ，Ｄｕｔｙｎが補正される。

こうした構成によれば、昇圧動作処理時において電力変換装置１０を電流臨界モードで制御することができる。

＜４．出力電流推定処理＞
図１０〜図１２を用いて、電力変換装置１０の出力電流推定処理について説明する。なお、本実施形態において、電流推定器３６が「電流推定手段」に相当する。

電流推定器３６は、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、及び各オン操作時間Ｔｍｏｎ，Ｔｒｏｎに基づき、電力変換装置１０の出力電流Ｉｅｓｔを推定する。この推定手法は、電力変換装置１０を電流臨界モードで制御することにより、リアクトル電流ＩＬの波形が、この電流の最大値Ｉｍａｘ及び最小値Ｉｍｉｎを繰り返し往復する三角波状の波形となることを利用するものである。

詳しくは、本実施形態では、下式（ｅｑ１）によって出力電流Ｉｅｓｔを推定する。

上式（ｅｑ１）において、「Ｉｍｉｎ」は、リアクトル電流ＩＬの最小値である。この最小値Ｉｍｉｎは、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎのそれぞれの容量「Ｃ／２」と、リアクトル１６のインダクタンス「Ｌ」を用いると、下式（ｅｑ２）によって算出できる。

上式（ｅｑ２）は、以下のように導かれる。詳しくは、電流臨界モード制御によってリアクトル電流ＩＬが最適値に制御されている状況において、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎと、リアクトル１６とによって共振が生じる。この場合、リアクトル電流ＩＬが負側のピーク値となるタイミングは、リアクトル１６の端子間電圧が０となる（すなわち、対象電圧Ｖａｒｍが低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２となる）タイミングである。このタイミングにおけるリアクトル電流Ｉｍｉｎによってリアクトル１６に蓄積されているエネルギ「１／２×Ｌ×Ｉｍｉｎ＾２」が、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎの容量「Ｃ」を充電するために必要なエネルギ「１／２×Ｃ×（Ｖ１−Ｖ２）＾２」になるとの関係から、上式（ｅｑ２）を導くことができる。

ここで、降圧動作処理時においては、上式（ｅｑ１）における電流振幅ΔＩｐｐを、下式（ｅｑ３）によって算出することができる。

上式（ｅｑ３）の中辺は、出力電流が最小値Ｉｍｉｎから最大値Ｉｍａｘへと時間経過とともに漸増する場合の出力電流が、上アームスイッチ１４ｐのオン操作時間Ｔｍｏｎと、リアクトル１６の端子間電圧とに基づき推定できることに基づく。この場合におけるリアクトル１６の端子間電圧は、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１から低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２を減算した値として算出することができる。

一方、上式（ｅｑ３）の右辺は、出力電流が最大値Ｉｍａｘから最小値Ｉｍｉｎへと時間経過とともに漸減する場合の出力電流が、下アームスイッチ１４ｎのオン操作時間Ｔｒｏｎと、リアクトル１６の端子間電圧とに基づき推定できることに基づく。この場合におけるリアクトル１６の端子間電圧は、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２である。

図１１に、降圧動作処理時における出力電流推定処理の一例を示す。なお、図１１では、各オン操作時間Ｔｍｏｎ，Ｔｒｏｎの間に設定されるデッドタイムＤＴを無視している。これは、本実施形態において、デッドタイムＤＴが出力電流の推定に及ぼす影響が小さいと仮定したためである。

図示されるように、本実施形態では、出力電流が漸増する期間（時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）と、出力電流が漸減する期間（時刻ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）との双方において、出力電流Ｉｅｓｔを推定する。ここでは、例えば、電流振幅ΔＩｐｐ，最小値Ｉｍｉｎを都度（具体的には、制御回路３０における処理周期毎に）算出することで、出力電流Ｉｅｓｔを都度（処理周期毎に）推定すればよい。具体的には、制御器３２においてオン操作時間Ｔｍｏｎ，Ｔｒｏｎが新たに算出されるたびに、出力電流Ｉｅｓｔを推定すればよい。

先の図１０に戻り、昇圧動作処理時においては、電流振幅ΔＩｐｐを、下式（ｅｑ４）によって算出することができる。

上式（ｅｑ４）の中辺は、出力電流が最小値Ｉｍｉｎから最大値Ｉｍａｘへと時間経過とともに漸増する場合の出力電流が、下アームスイッチ１４ｎのオン操作時間Ｔｒｏｎと、リアクトル１６の端子間電圧とに基づき推定できることに基づく。一方、上式（ｅｑ４）の右辺は、出力電流が最大値Ｉｍａｘから最小値Ｉｍｉｎへと時間経過とともに漸減する場合の出力電流が、上アームスイッチ１４ｐのオン操作時間Ｔｍｏｎと、リアクトル１６の端子間電圧とに基づき推定できることに基づく。

図１２に、昇圧動作処理時における出力電流推定処理の一例を示す。

図示されるように、本実施形態では、出力電流が漸増する期間（時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）と、出力電流が漸減する期間（時刻ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）との双方において、出力電流Ｉｅｓｔを推定する。

以上説明した本実施形態によれば、リアクトル電流ＩＬを検出する電流センサを備えていない電力変換装置１０において、電力変換装置１０の出力電流を推定することができる。なお、推定された出力電流Ｉｅｓｔは、例えば、電力変換装置１０とは異なる外部装置（例えば、制御回路３０よりも上位の制御回路）に対して出力される。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、制御器の構成を変更する。

図１３に、本実施形態にかかる制御器の構成を示す。なお、図１３において、先の図８に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、本実施形態では、降圧動作処理時を例にして説明する。

制御器３２は、電圧制御部３２ｌと、選択部３２ｍと、電流偏差算出部３２ｎと、電流制御部３２ｏとを備えている。制御器３２は、電流推定器３６によって推定された出力電流Ｉｅｓｔをさらに用いて、各操作信号ｇｐ，ｇｎを生成する。

詳しくは、電圧制御部３２ｌは、電圧偏差算出部３２ｇから出力された電圧偏差の比例積分制御により、第１目標電流Ｉ１ｔｇｔを算出する。なお、本実施形態において、電圧制御部３２ｌが「第１目標値算出手段」に相当する。

選択部３２ｍは、電圧制御部３２ｌから出力された第１目標電流Ｉ１ｔｇｔと、電力変換装置１０の外部から入力された第２目標電流Ｉ２ｔｇｔとのうち、小さい方を最終的な目標電流Ｉｔｇｔとして選択し出力する。ここで、第２目標電流Ｉｔｇｔ２は、例えば、電力変換装置１０の信頼性を維持可能な出力電流の上限値に設定されている。なお、本実施形態において、選択部３２ｍが「最終目標値算出手段」に相当する。

電流偏差算出部３２ｎは、選択部３２ｍから出力された目標電流Ｉｔｇｔと、電流推定器３６によって推定された出力電流Ｉｅｓｔとの偏差を算出する。電流制御部３２ｏは、電流偏差算出部３２ｎから出力された偏差の比例積分制御により、変換係数を算出する。この変換係数は、各スイッチ１４ｐ，１４ｎのスイッチング周期に相当するものである。算出された変換係数は、各オン時間算出部３２ｉ，３２ｊに入力される。

こうした構成によれば、電力変換装置１０の出力電流が第２目標電流Ｉ２ｔｇｔを上回る場合、電力変換装置１０の出力電流が目標電流Ｉ２ｔｇｔで制限されることとなる。ちなみに、図１３に示した構成は、昇圧動作処理についても同様に適用できる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、制御器の構成を変更する。

図１４に、本実施形態にかかる制御器３７の構成を示す。なお、本実施形態では、降圧動作処理時を例にして説明する。

図示されるように、電圧偏差算出部３７ａは、外部から入力された目標電圧Ｖｔｇｔと、出力電圧Ｖ２との電圧偏差を算出する。なお、電圧偏差算出部３７ａは、上記第１の実施形態の電圧偏差算出部３２ｇと同様の構成である。

電圧制御部３７ｂは、電圧偏差算出部３７ａから出力された電圧偏差に基づき、上，下アームスイッチ１４ｐ，１４ｎに対するオン時間比Ｄｕｔｙｐ，Ｄｕｔｙｎを算出する。なお、本実施形態において、電圧制御部３７ｂが「オン時間比算出手段」に相当する。

なお、遷移時間計測部３７ｃ，時間偏差算出部３７ｄについては、上記第１の実施形態の遷移時間計測部３２ｂ，時間偏差算出部３２ｃと同様の構成である。

遷移時間制御部３７ｅは、時間偏差算出部３７ｄから出力された時間偏差の比例積分制御により、各スイッチ１４ｐ，１４ｎに対するスイッチング周期Ｔｓｗを算出する。これにより、時間偏差が正の値になるリアクトル電流ＩＬの過大時においては、スイッチング周期を短縮してリアクトル電流ＩＬを減少させる。一方、時間偏差が負の値になるリアクトル電流ＩＬの過小時においては、スイッチング周期を伸張してリアクトル電流ＩＬを増大させる。なお、本実施形態において、遷移時間制御部３７ｅが「周期算出手段」に相当する。

オン時間算出部３７ｆは、電圧制御部３７ｂから出力された各オン時間比Ｄｕｔｙｐ，Ｄｕｔｙｎと、遷移時間制御部３７ｅから出力されたスイッチング周期Ｔｓｗとを乗算することで、各オン操作時間Ｔｍｏｎ，Ｔｒｏｎを算出する。なお、操作信号生成部３７ｇは、先の操作信号生成部３２ｋと同様の構成である。

ちなみに、図１４に示した構成は、昇圧動作処理についても同様に適用できる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電力変換装置として、フライバックコンバータを用いる。

図１５に、本実施形態にかかる電力変換装置の構成を示す。なお、図１５において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図１５に示すように、電力変換装置４０は、第１，第２コンデンサ４２ａ，４２ｂ、第１スイッチ４４ａ、第２スイッチ４４ｂ、トランス４６、及び制御回路３０を備えている。電力変換装置４０は、高電圧バッテリ２０と低電圧バッテリ２２との間を電気的に絶縁しつつ、各バッテリ２０，２２間の電力の授受を行う。

電力変換装置１０の第１端子Ｔ１には、第１コンデンサ４２ａの一端が接続され、第１コンデンサ４２ａの他端には、第２端子Ｔ２が接続されている。第１コンデンサ４２ａには、第１スイッチ４４ａと、トランス４６を構成する第１巻線４６ａとの直列接続体が並列接続されている。本実施形態では、各スイッチ４４ｐ，４４ｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的には、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。なお、図中、各スイッチ４４ｐ，４４ｎに逆並列に接続されているダイオード４５ｐ，４５ｎは、各スイッチ４４ｐ，４４ｎの寄生ダイオードを示している。また、本実施形態において、第１スイッチ４４ａに並列接続されたコンデンサ４８ａは、第１スイッチ４４ａの寄生容量を示している。また、第２スイッチ４４ｂに並列接続されたコンデンサ４８ｂは、第２スイッチ４４ｂの寄生容量を示している。本実施形態では、各コンデンサ４８ａ，４８ｂのそれぞれの容量を「Ｃ／２」としている。

トランス４６を構成する第２巻線４６ｂには、第２スイッチ４４ｂと第２コンデンサ４２ｂとの直列接続体が並列接続されている。第２コンデンサ４２ｂの両端のうち第２スイッチ４４ｂが接続された側には、電力変換装置１０の第３端子Ｔ３が接続されている。第２コンデンサ４２ｂの両端のうち第２巻線４６ｂが接続された側には、電力変換装置１０の第４端子Ｔ４が接続されている。ここで、本実施形態において、第２巻線４６ｂの巻数「Ｎ２」に対する第１巻線４６ａの巻数「Ｎ１」の比である巻数比「Ｎ１／Ｎ２＝ＲＬ」は、１より大きい値に設定されている。

続いて、本実施形態にかかる降圧動作処理について説明する。なお、降圧動作処理時においては、第１巻線４６ａが「１次巻線」に相当し、第２巻線４６ｂが「２次巻線」に相当する。また、第１スイッチ４４ａが「メインスイッチ」に相当し、第２スイッチ４４ｂが「同期整流スイッチ」に相当する。

第１スイッチ４４ａと第２スイッチ４４ｂとは、相補的にオンオフ操作される。詳しくは、第１操作信号ｇｐがオン操作指令とされて第１スイッチ４４ａがオン状態とされ、また、第２操作信号ｇｎがオフ操作指令とされて第２スイッチ４４ｂがオフ状態とされる。これにより、高電圧バッテリ２０が第１巻線４６ａに接続され、高電圧バッテリ２０から第１巻線４６ａに電流が供給されてトランス４６に磁気エネルギが蓄積される。

その後、第１操作信号ｇｐがオフ操作指令とされて第１スイッチ４４ａがオフ状態に切り替えられ、また、第２操作信号ｇｎがオン操作指令とされて第２スイッチ４４ｂがオン状態に切り替えられる。これにより、第２巻線４６ｂが低電圧バッテリ２２に接続されてトランス４６に蓄積された磁気エネルギが放出され、第２巻線４６ｂから低電圧バッテリ２２へと電流が流れる。こうした動作が繰り返されることで、高電圧バッテリ２０から低電圧バッテリ２２へと電力が供給され、低電圧バッテリ２２が充電される。

続いて、昇圧動作処理について説明する。なお、昇圧動作処理時においては、第２巻線４６ｂが「１次巻線」に相当し、第１巻線４６ａが「２次巻線」に相当する。また、第２スイッチ４４ｂが「メインスイッチ」に相当し、第１スイッチ４４ａが「同期整流スイッチ」に相当する。

昇圧動作処理時においては、第２スイッチ４４ｂがオン状態とされ、また、第１スイッチ４４ｐがオフ状態とされることで、低電圧バッテリ２２が第２巻線４６ｂに接続され、低電圧バッテリ２２から第２巻線４６ｂに電流が供給されてトランス４６に磁気エネルギが蓄積される。その後、第２スイッチ４４ｂがオフ状態に切り替えられ、また、第１スイッチ４４ａがオン状態に切り替えられることで、第１巻線４６ａが高電圧バッテリ２０に接続されてトランス４６に蓄積された磁気エネルギが放出される。これにより、第１巻線４６ａから高電圧バッテリ２０へと電流が流れる。こうした動作が繰り返されることで、低電圧バッテリ２２から高電圧バッテリ２０へと電力が供給され、高電圧バッテリ２０が充電される。

制御回路３０は、第１，第２駆動回路５０ａ，５０ｂを備えている。第１駆動回路５０ａは、制御器３７から出力された第１操作信号ｇｐに基づき、第１スイッチ４４ａをオンオフ操作する。第２駆動回路５０ｂは、制御器３７から出力された第２操作信号ｇｎに基づき、第２スイッチ４４ｂをオンオフ操作する。

スイッチング遷移時間検出回路３４には、第１スイッチ４４ａの端子間電圧と、第２スイッチ４４ｂの端子間電圧とが入力される。ここで、第２スイッチ４４ｂの端子間電圧を検出するための、第２スイッチ４４ｂの両端とスイッチング遷移時間検出回路３４とを接続する経路には、実際には、第２スイッチ４４ｂとスイッチング遷移時間検出回路３４との間を電気的に絶縁しつつ、これらの間で信号伝達可能な絶縁回路が設けられている。また、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２を制御器３７に入力するための経路にも、絶縁回路が設けられている。

本実施形態において、スイッチング遷移時間検出回路３４は、降圧動作処理時において、第２スイッチ４４ｂに対する第２操作信号ｇｎがオフ操作指令に切り替えられてから、第１スイッチ４４ａの端子間電圧が低下して閾値電圧Ｖｔｈになるまでの期間において、論理「Ｈ」の出力信号Ｓｉｇ１を出力する。なお、降圧動作処理時における制御態様は、先の図１４に示した構成によって実現できる。

こうした構成によれば、上記第１の実施形態と同様に、スイッチング遷移時間が目標時間Ｔｔｇｔに制御される。これにより、リアクトル電流ＩＬを検出する電流センサを電力変換装置４０に備えることなく、電力変換装置４０を電流臨界モードで制御することができる。

ちなみに、本実施形態の構成は、昇圧動作処理についても同様に適用できる。ここで、スイッチング遷移時間検出回路３４は、昇圧動作処理時において、第１スイッチ４４ａに対する第１操作信号ｇｐがオフ操作指令に切り替えられてから、第２スイッチ４４ｂの端子間電圧が低下して閾値電圧Ｖｔｈになるまでの期間において、論理「Ｈ」の出力信号Ｓｉｇ２を出力する。なお、昇圧動作処理時における制御態様は、先の図１４に示した構成に準じた構成によって実現できる。

続いて、本実施形態にかかる出力電流推定処理について説明する。

電流推定器３６ａは、図１６に示すように、降圧動作処理時及び昇圧動作処理時において電力変換装置４０の出力電流Ｉｅｓｔを推定する。詳しくは、降圧動作処理時においては、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、第２スイッチ４４ｂのオン操作時間Ｔｒｏｎ、及び先の図１４の遷移時間制御部３７ｅから出力されたスイッチング周期Ｔｓｗに基づき、下式（ｅｑ５）によって出力電流Ｉｅｓｔを推定する。

ここで、上式（ｅｑ５）の「Ｌ２」は、第２巻線４６ｂの自己インダクタンスを示す。また、本実施形態では、上式（ｅｑ５）の「Ｔｍｏｎ＋Ｔｒｏｎ」としてスイッチング周期Ｔｓｗを用いる。上式（ｅｑ５）は、図１７に示すように、第２スイッチ４４ｂのオン操作時間Ｔｒｏｎにおいて第２巻線４６ｂに流れる電流の時間積分値を、スイッチング周期Ｔｓｗで平均した値が出力電流となることから導かれる。なお、本実施形態では、２次巻線４６ｂに流れる負電流が出力電流Ｉｅｓｔの推定の及ぼす影響が微小であるとして、負電流の影響を無視する。また、図１７では、出力電流が漸増する期間（時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）におけるリアクトル電流として、第１巻線４６ａに流れる電流を示し、出力電流が漸減する期間（時刻ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）におけるリアクトル電流として、第２巻線４６ｂに流れる電流を示している。

ちなみに、降圧動作処理時における電力変換装置１０の入力電流Ｉｉｎは、下式（ｅｑ６）によって算出できる。

一方、昇圧動作処理時においては、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、第１スイッチ４４ａのオン操作時間Ｔｍｏｎ、及びスイッチング周期Ｔｓｗに基づき、下式（ｅｑ７）によって出力電流Ｉｅｓｔを推定する。

ここで、上式（ｅｑ７）の「Ｌ１」は、第１巻線４６ａの自己インダクタンスを示す。上式（ｅｑ７）は、図１８に示すように、第１スイッチ４４ａのオン操作時間Ｔｍｏｎにおいて第１巻線４６ａに流れる電流の時間積分値を、スイッチング周期Ｔｓｗで平均した値が出力電流となることから導かれる。なお、図１８では、出力電流が漸増する期間（時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）におけるリアクトル電流として、第２巻線４６ｂに流れる電流を示し、出力電流が漸減する期間（時刻ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５）におけるリアクトル電流として、第１巻線４６ａに流れる電流を示している。

ちなみに、昇圧動作処理時における電力変換装置１０の入力電流Ｉｉｎは、下式（ｅｑ８）によって算出できる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１〜第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。先の第１〜第３の実施形態では、各操作信号ｇｐ，ｇｎに付与されるデッドタイムＤＴにおけるＬＣ共振回路の共振時間ＴＬＣがスイッチング周期Ｔｓｗに対して無視できるほど十分小さい場合における出力電流推定手法について説明した（先の図１０参照）。本実施形態では、共振時間ＴＬＣがスイッチング周期Ｔｓｗに対して無視できないような場合における出力電流推定手法について説明する。

ここで、共振時間ＴＬＣが無視できない状況とは、電力変換装置１０の出力電流（負荷電流）が小さくなると生じる。詳しくは、負荷電流が小さくなると、共振時間ＴＬＣに対してリアクトル１６の充電時間が短くなる。その結果、デッドタイムＤＴ中における共振時間ＴＬＣがスイッチング周期Ｔｓｗに対して無視できないようになり、出力電流の推定精度が低下する。

ちなみに、上記共振時間ＴＬＣは、例えば降圧動作処理時において、リアクトル電流ＩＬが負電流となった後、リアクトル電流ＩＬの時間微分値ｄＩＬ／ｄｔが０となってから上アームスイッチ１４ｐがオンされるまでの時間である。

図１９を用いて、本実施形態にかかる出力電流推定処理について説明する。電流推定器３６は、降圧動作処理時において、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、及び第１オン操作時間Ｔｐｏｎに基づき、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）及び下式（ｅｑ９）によって電力変換装置１０の出力電流Ｉｅｓｔを推定する。ここで、第１オン操作時間Ｔｐｏｎは、上アームスイッチ１４ｐのオン操作時間ＴｍｏｎからデッドタイムＤＴを減算した時間である。本実施形態では、第１オン操作時間Ｔｐｏｎを、各操作信号ｇｐ，ｇｎから算出されたデッドタイムＤＴと、上アームスイッチ１４ｐに対するオン操作時間Ｔｍｏｎとに基づき算出する。

一方、昇圧動作処理時においては、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、及び第２オン操作時間Ｔｎｏｎに基づき、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）及び下式（ｅｑ１０）によって出力電流Ｉｅｓｔを推定する。ここで、第２オン操作時間Ｔｎｏｎは、下アームスイッチ１４ｎのオン操作時間ＴｒｏｎからデッドタイムＤＴを減算した時間である。本実施形態では、第２オン操作時間Ｔｎｏｎを、各操作信号ｇｐ，ｇｎから算出されたデッドタイムＤＴと、下アームスイッチ１４ｎに対するオン操作時間Ｔｒｏｎとに基づき算出する。

以下、図２０及び図２１を用いて、上式（ｅｑ９），（ｅｑ１０）について説明する。まず、図２０を用いて、降圧動作処理時に対応する上式（ｅｑ９）について説明する。ここで、図２０（ａ）〜（ｄ）は、先の図２（ａ），図４（ａ），（ｃ），（ｄ）に対応している。

図示されるように、上アームスイッチ１４ｐがオン操作される期間１においては、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。このため、出力電流の最大値Ｉｍａｘを、下式（ｅｑ１１）によって表すことができる。

下アームスイッチ１４ｎがオン操作される期間２，３においては、リアクトル電流ＩＬが単調減少する。また、デッドタイムＤＴである期間４においては、リアクトル１６と、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎとの間でＬＣ共振が生じる。この共振現象に基づいて、出力電流の最小値Ｉｍｉｎを上式（ｅｑ２）によって表すことができる。電流振幅ΔＩｐｐは、出力電流の最大値Ｉｍａｘから最小値Ｉｍｉｎを減算した値である。このため、上式（ｅｑ１１），（ｅｑ２）から上式（ｅｑ９）を導くことができる。

続いて、図２１を用いて、昇圧動作処理時に対応する上式（ｅｑ１０）について説明する。ここで、図２１（ａ）〜（ｄ）は、先の図２０（ａ）〜（ｄ）に対応している。なお、図２１（ａ）に示すリアクトル電流ＩＬは、リアクトル１６の両端のうち第２コンデンサ１２ｂ側から各スイッチ１４ｐ，１４ｎの接続点側へと流れる方向を正と定義する。

図示されるように、下アームスイッチ１４ｎがオン操作される期間１においては、リアクトル電流ＩＬは単調増加する。このため、出力電流の最大値Ｉｍａｘを、下式（ｅｑ１２）によって表すことができる。

上アームスイッチ１４ｐがオン操作される期間２，３においては、リアクトル電流ＩＬが単調減少する。また、デッドタイムＤＴである期間４においては、リアクトル１６と、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎとの間でＬＣ共振が生じる。「ΔＩｐｐ＝Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎ」の関係が成立するため、上式（ｅｑ１２），（ｅｑ２）から、上式（ｅｑ１０）を導くことができる。

図２２に、本実施形態にかかる出力電流の推定結果と実測結果とを示す。ここで、図２２は、負荷電流が低い場合における降圧動作処理時の結果を示す。図示されるように、本実施形態によれば、負荷電流が低い場合であっても、出力電流を精度よく推定できる。

ちなみに、リアクトル１６のインダクタンスＬが大きかったり、各コンデンサ１８ｐ，１８ｎの静電容量Ｃが小さかったりすると、最小値Ｉｍｉｎが０に近づくため、上式（ｅｑ９），（ｅｑ１０）が上式（ｅｑ３）に近づく。

以上説明した本実施形態によれば、低負荷電流時における出力電流の推定精度を高めることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。上記第４の実施形態では、デッドタイムＤＴ中における共振時間がスイッチング周期Ｔｓｗに対して無視できるほど十分小さい場合における出力電流推定手法について説明した（先の図１６参照）。本実施形態では、共振時間がスイッチング周期Ｔｓｗに対して無視できないような場合における出力電流推定手法について説明する。

図２３を用いて、本実施形態にかかる出力電流推定処理について説明する。電流推定器３６ａは、降圧動作処理時において、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、第１オン操作時間Ｔ１ｏｎ、及びスイッチング周期Ｔｓｗに基づき、上式（ｅｑ２）及び下式（ｅｑ１３）によって電力変換装置１０の出力電流Ｉｅｓｔを推定する。ここで、第１オン操作時間Ｔ１ｏｎは、第１スイッチ４４ａのオン操作時間ＴｍｏｎからデッドタイムＤＴを減算した時間である。本実施形態では、第１オン操作時間Ｔ１ｏｎを、各操作信号ｇｐ，ｇｎから算出されたデッドタイムＤＴと、第１スイッチ４４ａに対するオン操作時間Ｔｍｏｎとに基づき算出する。

一方、昇圧動作処理時においては、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、第２オン操作時間Ｔ２ｏｎ、及びスイッチング周期Ｔｓｗに基づき、上式（ｅｑ２）及び下式（ｅｑ１４）によって出力電流Ｉｅｓｔを推定する。ここで、第２オン操作時間Ｔ２ｏｎは、第２スイッチ４４ｂのオン操作時間ＴｒｏｎからデッドタイムＤＴを減算した時間である。本実施形態では、第２オン操作時間Ｔ２ｏｎを、各操作信号ｇｐ，ｇｎから算出されたデッドタイムＤＴと、第２スイッチ４４ｂに対するオン操作時間Ｔｒｏｎとに基づき算出する。

以下、図２４を用いて、上式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）について説明する。まず、図２４を用いて、降圧動作処理時に対応する上式（ｅｑ１３）について説明する。なお、図２４（ａ）は、先の図１７に対応し、図２４（ｂ），（ｃ）は、先の図２０（ｃ），（ｄ）に対応している。

降圧動作処理時において、入力電流の平均値は、下式（ｅｑ１５）によって表すことができる。

上式（ｅｑ１５）において、「Ｔｍｏｎ＝ＤＴ＋Ｔ１ｏｎ」の関係が成立する。ここで、電力変換装置１０の入出力電力が一定であるとの関係から、下式（ｅｑ１６）が導かれる。

上式（ｅｑ１５），（ｅｑ１６）から上式（ｅｑ１３）を導くことができる。

続いて、昇圧動作処理時に対応する上式（ｅｑ１４）について説明する。昇圧動作時において、入力電流の平均値は、下式（ｅｑ１７）によって表すことができる。

上式（ｅｑ１７）において、「Ｔｒｏｎ＝ＤＴ＋Ｔ２ｏｎ」の関係が成立する。ここで、上式（ｅｑ１７），（ｅｑ１６）から上式（ｅｑ１４）が導かれる。なお、上式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）では、各巻線４６ａ，４６ｂに流れる負電流を考慮したが、負電流が出力電流Ｉｅｓｔの推定の及ぼす影響が微小であるとして、負電流の影響を無視してもよい。具体的には例えば、上式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）において最小値Ｉｍｉｎを０とすればよい。

以上説明した本実施形態によれば、低負荷電流時における出力電流の推定精度を高めることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、負荷電流に基づいて、電流推定式を選択する。

図２５に、本実施形態にかかる降圧動作処理時における電流推定処理の手順を示す。この処理は、電流推定器３６によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、負荷電流設定値Ｉｌｏａｄが０よりも大きい規定電流Ｉｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、負荷電流が低いか否かを判断するための処理である。なお、負荷電流設定値Ｉｌｏａｄは、例えば、推定された出力電流Ｉｅｓｔ、又は先の図１３の電圧制御部３２ｌから出力された第１目標電流Ｉ１ｔｇｔとすればよい。

ステップＳ１０において否定判断した場合には、ステップＳ１１に進み、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いて出力電流Ｉｅｓｔを推定する。

一方、ステップＳ１０において肯定判断した場合には、ステップＳ１２に進み、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２），（ｅｑ９）を用いて出力電流Ｉｅｓｔを推定する。

なお、本実施形態にかかる選択手法は、昇圧動作処理時においても同様に適用できる。詳しくは、上記ステップＳ１１の処理を、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２），（ｅｑ４）を用いて出力電流Ｉｅｓｔを推定する処理とすればよい。また、上記ステップＳ１２の処理を、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２），（ｅｑ１０）を用いて出力電流Ｉｅｓｔを推定する処理とすればよい。

このように、本実施形態によれば、負荷電流に応じて電流推定式を変更することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・スイッチング遷移時間としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、降圧動作処理時において、下アームスイッチ１４ｎに対する第２操作信号ｇｎがオフ操作指令に切り替えられた後、このスイッチ１４ｎの端子間電圧が上昇して規定電圧となるタイミングを、スイッチング遷移時間の計時開始タイミングとしてもよい。こうして検出されたスイッチング遷移時間であっても、下アームスイッチ１４ｎがオフ状態に切り替えられてからの上アームスイッチ１４ｐの端子間電圧の低下速度を把握できる。このため、ＺＶＳによって上アームスイッチ１４ｐのターンオフ損失を低減できる。

・上記第１の実施形態では、リアクトル電流ＩＬの平均値を出力電流Ｉｅｓｔとして推定したがこれに限らない。例えば、リアクトル電流ＩＬのピーク値「Ｉｍｉｎ＋ΔＩｐｐ」を出力電流Ｉｅｓｔとして推定してもよい。

・上記第１の実施形態の図１１において、出力電流が漸増する期間と、出力電流が漸減する期間とのうち、いずれか一方においてのみ出力電流Ｉｅｓｔを推定してもよい。なお、昇圧動作処理時における電流推定ついても同様である。

・上記第１の実施形態において、推定された出力電流Ｉｅｓｔに基づき、電力変換装置１０の入力電流を推定してもよい。具体的には、降圧動作処理時を例にして説明すると、電力変換装置１０の変換効率η、高電圧バッテリ２０の端子間電圧Ｖ１、低電圧バッテリ２２の端子間電圧Ｖ２、及び出力電流Ｉｅｓｔを用いて、下式（ｅｑ１８）によって入力電流Ｉ１を推定できる。

さらに、下式（ｅｑ１９）を用いて、降圧動作処理時における電力変換装置１０の入力電力Ｐ１を推定してもよい。

なお、上式（ｅｑ１８），（ｅｑ１９）において、変換効率ηは、固定値（例えば１）に設定したり、出力電流Ｉｅｓｔに基づきマップ等で補正したりしてもよい。

・上記第１の実施形態において、図１に示した電力変換装置１０をバックコンバータとしてのみ機能させたり、ブーストコンバータとしてのみ機能させたりしてもよい。

・メインスイッチ及び同期整流スイッチとしては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、他の電圧制御形の半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）であってもよい。

・上記第１の実施形態において、各スイッチ１４ｐ，１４ｎのそれぞれに対応する容量としては、互いに同一の値「Ｃ／２」に限らず、互いに異なる値であってもよい。この場合，電流推定器３６における最小値Ｉｍｉｎの算出における容量Ｃは、上アームスイッチ１４ｐに対応する容量と、下アームスイッチ１４ｎに対応する容量を加算した値となる。また、各スイッチ１４ｐ，１４ｎに、コンデンサ（受動素子）を備えるスナバ回路を並列接続してもよい。この場合、電流推定器３６における最小値Ｉｍｉｎの算出において、容量Ｃにスナバ回路の容量を加算することとなる。

・上記第１の実施形態の出力電流の推定において、処理周期毎に最小値Ｉｍｉｎを算出せず、最小値Ｉｍｉｎを固定値としてもよい。具体的には例えば、最小値Ｉｍｉｎを、量産された電力変換装置１０の取り得る出力電流最小値の中央値に設定すればよい。なお、この場合、最小値Ｉｍｉｎが小さければ、最小値Ｉｍｉｎを「０」に設定してもよい。

・上記第６の実施形態において、負荷電流に基づき、上記第４，第５の実施形態で説明した電流推定手法を選択する構成を採用してもよい。

１４ｐ，１４ｎ…上，下アームスイッチ、１６…リアクトル、２０…高電圧バッテリ、２２…低電圧バッテリ、３０…制御回路。

Claims (12)

1. リアクトル（１６；４６ａ，４６ｂ）と、
   オン状態とされることで電源（２０，２２）を前記リアクトルに接続し、前記電源から前記リアクトルに電流を供給して前記リアクトルにエネルギを蓄積させるメインスイッチ（１４ｐ，１４ｎ；４４ａ，４４ｂ）と、
   前記メインスイッチがオフ状態とされている期間中にオン状態とされることで前記リアクトルを負荷（２２，２０）に接続し、前記リアクトルに蓄積されたエネルギを放出させて前記リアクトルから前記負荷に電流を供給する同期整流スイッチ（１４ｎ，１４ｐ；４４ｂ，４４ａ）と、を備える電力変換装置において、
   前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作する操作手段（３０）と、
   前記操作手段によって前記同期整流スイッチがオフ状態に切り替えられてからの前記メインスイッチの端子間電圧の低下速度と相関を有する時間であるスイッチング遷移時間を検出する遷移時間検出手段（３２ｂ，３４；３７ｃ，３４）と、を備え、
   前記操作手段は、前記遷移時間検出手段によって検出されたスイッチング遷移時間がその目標時間となるように、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作し、
   前記操作手段によって前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとが相補的にオンオフ操作されている状況下において、前記メインスイッチのオン操作時間及び前記同期整流スイッチのオン操作時間のうち少なくとも一方と、前記電源から当該電力変換装置への入力電圧及び当該電力変換装置から前記負荷への出力電圧のうち少なくとも一方とに基づき、前記リアクトルから前記負荷へと流れる出力電流を推定する電流推定手段（３６；３６ａ）を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記操作手段は、
   前記出力電圧とその目標電圧との偏差に基づき、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチのそれぞれのスイッチング周期に対するオン操作時間の比率であるオン時間比を算出するオン時間比算出手段（３７ｂ）と、
   前記スイッチング遷移時間と前記目標時間との偏差に基づき、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチのそれぞれのスイッチング周期を算出する周期算出手段（３７ｅ）と、を含み、
   前記オン時間比算出手段によって算出されたオン時間比と、前記周期算出手段によって算出されたスイッチング周期とに基づき、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記操作手段は、
   前記出力電圧と、前記入力電圧とに基づき、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチのそれぞれのスイッチング周期に対するオン操作時間の比率であるオン時間比を算出するオン時間比算出手段（３２ａ）と、
   前記スイッチング遷移時間と前記目標時間との偏差に基づき、前記スイッチング遷移時間を前記目標時間とするための補正値を算出する補正値算出手段（３２ｄ）と、
   前記補正値算出手段によって算出された補正値で、前記オン時間比算出手段によって算出されたオン時間比を補正する補正手段（３２ｅ，３２ｆ）と、を含み、
   前記補正手段によって補正されたオン時間比に基づき、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記操作手段は、
   前記出力電圧とその目標電圧との偏差に基づき、前記出力電流の第１目標値を算出する第１目標値算出手段（３２ｌ）と、
   前記第１目標値と、外部から入力された第２目標値とのうち、小さい方を前記出力電流の最終目標値として算出する最終目標値算出手段（３２ｍ）と、を含み、
   前記電流推定手段によって推定された出力電流と、前記最終目標値との偏差に基づき、前記推定された出力電流が前記最終目標値以下となるように、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記遷移時間検出手段は、前記同期整流スイッチに対してオフ操作指令がなされてから、前記オフ操作指令によって前記メインスイッチの端子間電圧が低下して閾値電圧となるまでの時間を、前記スイッチング遷移時間として検出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記操作手段は、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの双方がオフ操作されるデッドタイムを挟みつつ、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作し、
   前記メインスイッチ（１４ｐ）及び前記同期整流スイッチ（１４ｎ）は直列接続され、
   前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの接続点には、前記リアクトル（１６）の一端が接続され、
   前記メインスイッチは、オン状態とされることにより、前記電源（２０）、前記メインスイッチ、前記リアクトル及び前記負荷（２２）を備える閉回路が形成されるように設けられ、
   前記同期整流スイッチは、オン状態とされることにより、前記負荷、前記同期整流スイッチ及び前記リアクトルを備える閉回路が形成されるように設けられ、
   前記電流推定手段（３６）は、前記デッドタイム、前記メインスイッチのオン操作時間、前記出力電圧及び前記入力電圧に基づき、前記出力電流を推定する低負荷電流推定処理を行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記操作手段は、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの双方がオフ操作されるデッドタイムを挟みつつ、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作し、
   前記メインスイッチ（１４ｎ）及び前記同期整流スイッチ（１４ｐ）は直列接続され、
   前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの接続点には、前記リアクトル（１６）の一端が接続され、
   前記メインスイッチは、オン状態とされることにより、前記電源（２２）、前記リアクトル及び前記メインスイッチを備える閉回路が形成されるように設けられ、
   前記同期整流スイッチは、オン状態とされることにより、前記電源、前記リアクトル、前記同期整流スイッチ及び前記負荷（２０）を備える閉回路が形成されるように設けられ、
   前記電流推定手段（３６）は、前記デッドタイム、前記メインスイッチのオン操作時間、前記出力電圧及び前記入力電圧に基づき、前記出力電流を推定する低負荷電流推定処理を行うことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記操作手段は、前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの双方がオフ操作されるデッドタイムを挟みつつ、前記メインスイッチと前記同期整流スイッチとを相補的にオンオフ操作し、
   前記リアクトルは、１次巻線（４６ａ，４６ｂ）、及び該１次巻線と磁気結合された２次巻線（４６ｂ，４６ａ）を有するトランス（４６）であり、
   前記メインスイッチ（４４ａ，４４ｂ）及び前記１次巻線は、前記メインスイッチがオン状態とされることにより、前記電源、前記メインスイッチ及び前記１次巻線を備える閉回路が形成されるように設けられ、
   前記同期整流スイッチ及び前記２次巻線は、前記同期整流スイッチがオン状態とされることにより、前記２次巻線、前記同期整流スイッチ及び前記負荷を備える閉回路が形成されるように設けられ、
   前記電流推定手段（３６ａ）は、前記デッドタイム、前記メインスイッチのオン操作時間、前記入力電圧、並びに前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチのスイッチング周期に基づき、前記出力電流を推定する低負荷電流推定処理を行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記電流推定手段は、前記リアクトルから前記負荷へと流れる出力電流が０よりも大きい規定電流以下であることを条件として、前記低負荷電流推定処理によって前記出力電流を推定することを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記メインスイッチ（１４ｐ）及び前記同期整流スイッチ（１４ｎ）は直列接続され、
    前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの接続点には、前記リアクトル（１６）の一端が接続され、
    前記メインスイッチは、オン状態とされることにより、前記電源（２０）、前記メインスイッチ、前記リアクトル及び前記負荷（２２）を備える閉回路が形成されるように設けられ、
    前記同期整流スイッチは、オン状態とされることにより、前記負荷、前記同期整流スイッチ及び前記リアクトルを備える閉回路が形成されるように設けられ、
    前記電流推定手段（３６）は、前記メインスイッチのオン操作時間、前記出力電圧、及び前記入力電圧を含む第１パラメータ群と、前記同期整流スイッチのオン操作時間及び前記出力電圧を含む第２パラメータ群とのうち、少なくとも一方のパラメータ群に基づき、前記出力電流を推定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記メインスイッチ（１４ｎ）及び前記同期整流スイッチ（１４ｐ）は直列接続され、
    前記メインスイッチ及び前記同期整流スイッチの接続点には、前記リアクトル（１６）の一端が接続され、
    前記メインスイッチは、オン状態とされることにより、前記電源（２２）、前記リアクトル及び前記メインスイッチを備える閉回路が形成されるように設けられ、
    前記同期整流スイッチは、オン状態とされることにより、前記電源、前記リアクトル、前記同期整流スイッチ及び前記負荷（２０）を備える閉回路が形成されるように設けられ、
    前記電流推定手段（３６）は、前記メインスイッチのオン操作時間及び前記入力電圧を含む第３パラメータ群と、前記同期整流スイッチのオン操作時間、前記出力電圧及び前記入力電圧を含む第４パラメータ群とのうち、少なくとも一方のパラメータ群に基づき、前記出力電流を推定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記リアクトルは、１次巻線（４６ａ，４６ｂ）、及び該１次巻線と磁気結合された２次巻線（４６ｂ，４６ａ）を有するトランス（４６）であり、
    前記メインスイッチ（４４ａ，４４ｂ）及び前記１次巻線は、前記メインスイッチがオン状態とされることにより、前記電源、前記メインスイッチ及び前記１次巻線を備える閉回路が形成されるように設けられ、
    前記同期整流スイッチ及び前記２次巻線は、前記同期整流スイッチがオン状態とされることにより、前記２次巻線、前記同期整流スイッチ及び前記負荷を備える閉回路が形成されるように設けられ、
    前記電流推定手段（３６ａ）は、前記メインスイッチのオン操作時間及び前記入力電圧を含む第５パラメータ群と、前記同期整流スイッチのオン操作時間及び前記出力電圧を含む第６パラメータ群とのうち、少なくとも一方のパラメータ群に基づき、前記出力電流を推定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

Images