JP5092712B2 - 電力変換回路の制御装置及び電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧を変換して出力する電力変換回路を制御対象とする電力変換回路の制御装置及び該制御装置を備える電力変換システムに関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、ＤＣ−ＤＣコンバータの１次側に設けられたスイッチング素子のオン・オフ周期に対するオン時間の時比率（Ｄｕｔｙ）の最大値を、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧Ｖｉｎの上昇につれて減少させるものも提案されている。これは、スイッチング素子のソース及びドレイン間の電圧が、Ｄｕｔｙ値Ｄと入力電圧Ｖｉｎとに応じて「Ｖｉｎ／（１−Ｄ）」程度となることに鑑みてなされるものである。すなわち、入力電圧Ｖｉｎの上昇にかかわらず、スイッチング素子のソース及びドレイン間に印加される電圧をスイッチング素子の耐圧以下とすべく、Ｄｕｔｙ値Ｄを減少させる。
特開２００５−５１９９４号公報

ところで、入力電圧Ｖｉｎが変動する場合、その変動がＤｕｔｙ値Ｄに反映されるまでには応答遅れが生じ得る。そして、この応答の遅れ度合いによっては、スイッチング素子のソース及びドレイン間に印加される電圧が過度に高くなり、スイッチング素子の信頼性の低下を招くおそれがある。特に近年、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御においても、デジタル処理がなされる傾向にあるが、この場合、入力電圧Ｖｉｎの値を取り込んだりこれを反映してＤｕｔｙ値を算出したりする処理が所定周期でなされることに起因して、上記応答遅れが深刻なものとなりやすい。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、入力電圧の変動にかかわらず、スイッチング素子の信頼性を維持することのできる電力変換回路の制御装置及び該制御装置を備える電力変換システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、入力電圧を変換して出力する電力変換回路であって且つ、該電力変換回路を構成するスイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧がそのオン・オフ操作の時比率及び前記入力電圧の双方に依存する電力変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作を時比率制御する電力変換回路の制御装置において、前記電力変換回路は、コイルを備えて且つ、前記スイッチング素子のオン・オフ操作期間のいずれか一方に同期した期間において前記コイルに蓄えられたエネルギを、いずれか他方に同期した期間において出力するものであり、前記入力電圧の変化量に基づき、前記スイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧を予測しつつ前記時比率のガード値を設定し、前記時比率が前記ガード値よりも前記入出力端子間の電圧が小さくなる側の値である場合にはそのままとしつつ、前記時比率が前記ガード値よりも前記入出力端子間の電圧が大きくなる側の値とならないように制限する制限手段を備えることを特徴とする。

スイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧が時比率及び入力電圧の双方に依存する場合、入出力端子間に印加される電圧が過大とならないようにするためには、入力電圧の変化に応じて時比率を制限することが望まれる。ただし、こうした処理を行ったとしても、入力電圧の変化が時比率の変更に反映されるのが遅れる場合には、入出力端子間に印加される電圧が過大となるおそれがある。この点、上記発明では、入力電圧の将来の値と相関を有するパラメータである入力電圧の変化量に基づき時比率を制限することで、上記遅れを好適に抑制又は回避することができる。

また、上記電力変換回路では、コイルに蓄えられたエネルギを出力する際には、スイッチング素子に印加される電圧が、コイルの電圧及び入力電圧の双方に依存する傾向にある。そして、コイルの電圧は、時比率に依存する。

なお、ここで、コイルとは、チョッパ回路を構成するリアクトル（チョークコイル、インダクタ）や、トランスを構成する巻き線等のことである。

ところで、スイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧が入力電圧及び時比率に依存する場合、入力電圧が過渡的に変化している状況下にあっては、時比率の制限が反映される際の実際の入力電圧が、時比率の制限の決定時の入力電圧に対して変化しているおそれがある。そしてこの場合、制限が十分とならずにスイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧が過大となるおそれがある。この点、上記発明では、入力電圧の将来の値と相関を有するパラメータである入力電圧の変化量に基づき、近い将来の入力電圧を予測することで、入力電圧の検出時と時比率の制限の反映時との間の期間における入力電圧の変化を見越して時比率を適切に制限することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制限手段は、前記入力電圧の変化量に加えて、前記入力電圧についての現在取得されている値に基づき、前記制限を行うことを特徴とする。

入力電圧の変化量は、近い将来の入力電圧の挙動と相関を有するパラメータである。ただし、近い将来の入力電圧の絶対値を把握するには、挙動に関する情報に加えて初期条件が望まれる。この点、上記発明では、初期条件として入力電圧を用いることで、近い将来の入力電圧を高精度に把握することができるパラメータに基づき、時比率の制限を行うことができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記電力変換回路の出力信号を所望に制御すべく前記スイッチング素子の前記時比率のベース値を設定する設定手段を更に備え、前記制限手段は、前記ベース値にガード処理を施すことで前記スイッチング素子を操作するための最終的な時比率を制限するものであることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の出力信号を制御すべく時比率のベース値を設定する。そして、スイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧が過大とならないようにガード処理を施す。このようにベース値の設定にかかる処理と、ガード処理とを各別に設けることで、これらの処理の設計が容易となる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、当該制御装置は、デジタル回路からなることを特徴とする。

デジタル回路では、通常、時比率制御のための処理等の各種処理が所定周期で実行される。このため、入力電圧の検出値が時比率の制限に反映されるまでには時間を要する。このため、本発明は、請求項１〜５の発明の利用価値が特に高い。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記電力変換回路の入力側は、車載高圧システムを構成するものであり、当該制御装置は、前記高圧システムと絶縁された低圧システムを構成するものであることを特徴とする。

上記発明では、入力電圧に関する情報が高圧システム内の情報となるため、制御装置がこの情報を取得するまでには時間を要することとなりやすい。このため、本発明は、請求項１〜５の発明の利用価値がいっそう高いものとなっている。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路が絶縁型コンバータであって且つ、前記スイッチング素子がその１次側に設けられてなることを特徴とする。

絶縁型コンバータの１次側のスイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧は、入力電圧のみならず、１次側のコイルの電圧等に依存することがある。そして１次側のコイルの電圧は、時比率に依存する。このため、１次側に設けられるスイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧は、入力電圧及び時比率に依存する。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、アクティブクランプ回路を備え、前記スイッチング素子は、前記アクティブクランプ回路を構成するスイッチング素子であることを特徴とする。

アクティブクランプ回路を構成するスイッチング素子は、その入出力端子間に印加される電圧が入力電圧及び時比率に依存する傾向にある。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、１次側コイルとして第１コイル及び第２コイルを備える第１のトランスと、１次側コイルとして第３コイル及び第４コイルを備える第２のトランスからなる一対のトランスと、前記入力電圧が印加される一対の端子と前記第１コイル及び前記第３コイルの直列接続体とを導通及び遮断するメインスイッチング素子と、該メインスイッチング素子を迂回して前記第３コイルを前記一対の端子のうちの低電位側の端子に接続するサブスイッチング素子及び第１キャパシタ及び第２キャパシタとを備えて且つ、前記サブスイッチング素子及び前記第１キャパシタに並列に、前記第２コイル及び第４コイルの直列接続体が接続されてなり、前記時比率の制限される操作のなされるスイッチング素子が前記メインスイッチング素子及び前記サブスイッチング素子であることを特徴とする。

上記前記メインスイッチング素子やサブスイッチング素子の入出力端子には、入力電圧Ｖｉｎを用いて、「Ｖｉｎ／（１−時比率）」程度の電圧が印加される。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換システムである。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、例えば組電池等によって構成されることで端子間電圧が高電圧(例えば「２８８Ｖ」)となる高圧バッテリ１２の電圧を、所定圧(例えば「１２Ｖ」)に降圧しつつその電力を低圧バッテリ１４に供給するものである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１トランスＴ１及び第２トランスＴ２を備える絶縁型コンバータである。ここで、第１トランスＴ１は、１次側コイルＷ１、Ｗ２と２次側コイルＷ３とを備えて構成されており、第２トランスＴ２は、１次側コイルＷ４，Ｗ５と２次側コイルＷ６とを備えて構成されている。図中、丸印は、コイルの巻き初めを示している。これからわかるように、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ１と第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４とは、フライバックコンバータの構成要素となっている。また、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２と第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５とは、フォワードコンバータの構成要素となっている。

第１トランスＴ１の１次側コイルＷ１の一方の端子(巻き始め側)には、高圧バッテリ１２の正極端子が接続されており、他方の端子には、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４の端子(巻き始め側)が接続されている。第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４の他方の端子は、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子(巻き始め側)に接続されており、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の他方の端子には、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の一方の端子が接続されている。第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の他方の端子(巻き始め側)は、コンデンサＣ１を介して高圧バッテリ１２の負極端子に接続されている。

上記第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子側及び高圧バッテリ１２の負極端子側間は、メインスイッチング素子Ｑ１によって接続されている。また、メインスイッチング素子Ｑ１には、ダイオードＤ１が、そのアノードが高圧バッテリ１２の負極端子側となる態様にて並列接続されている。

上記第１トランスの１次側コイルＷ２の他方の端子及び第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子間には、コンデンサＣ２及びサブスイッチング素子Ｑ２が並列接続されている。また、サブスイッチング素子Ｑ２には、ダイオードＤ２が、ダイオードＤ１のカソード側をアノード側とする態様にて並列接続されている。更に、サブスイッチング素子Ｑ２及びメインスイッチング素子Ｑ１の直列接続体には、これらサブスイッチング素子Ｑ２やメインスイッチング素子Ｑ１の入出力端子間の電圧が規定電圧以上となる場合にその旨の信号を出力する監視回路１６が並列接続されている。ここで、サブスイッチング素子Ｑ２やコンデンサＣ２は、アクティブクランプ回路を構成するものである。

上記第１トランスＴ１の２次側コイルＷ３の一方の端子(巻き始め側)及び第２トランスＴ２の２次側コイルＷ６の一方の端子間は、同期整流用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４によって接続されている。また、第１トランスの２次側コイルＷ３の他方の端子及び第２トランスＴ２の２次側コイルＷ６の他方の端子(巻き始め側)は、短絡されている。そして、この短絡部と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続箇所との間の電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧となっている。詳しくは、これらの間には、コンデンサＣ３及び低圧バッテリ１４が並列接続されている。

出力回路２０は、高圧バッテリ１２の両端の電圧を検出する電圧センサ２２の検出値(ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎ)を取り込み、その情報を、絶縁素子２４を介してマイクロコンピュータ(マイコン３０)に出力する。ここで、出力回路２０では、上記検出値をＰＷＭ変調することで時比率信号（Ｄｕｔｙ信号）に変換し、これを絶縁素子２４に出力する。また、絶縁素子２４は、例えばフォトカプラとすればよい。なお、上記出力回路２０では、監視回路１６によってメインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間の電圧が規定電圧以上であると判断される場合には、上記入力電圧Ｖｉｎに関する情報に代えて、その旨の情報を出力する。具体的には、上記入力電圧Ｖｉｎに関する情報を重畳したＤｕｔｙ信号よりも周波数の低い信号を出力する。

上記マイコン３０は、中央処理装置（ＣＰＵ３２）及びメモリ３４を備えており、メモリ３４(詳しくはその一部としての不揮発性メモリ)内に格納されたプログラムをＣＰＵ３２によって実行することで、上記メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を操作する。詳しくは、電流センサ４０によって検出されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉｏｕｔと、電圧センサ４２によって検出されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき、上記操作を行うことで出力電圧Ｖｏｕｔ等を所望に制御する。ここで、メインスイッチング素子Ｑ１及びサブスイッチング素子Ｑ２の操作は、時比率制御が用いられて且つ交互にオン操作される態様にて行われる。また、マイコン３０では、監視回路１６から規定電圧以上である旨の信号が送られてきた場合には、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を強制的にオフ操作することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を停止させる。

ところで、上記メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子（ソース及びドレイン）間には、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の時比率制御にかかる時比率（Ｄｕｔｙ値Ｄ）と入力電圧Ｖｉｎとに依存する電圧が印加される。詳しくは、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間には、「Ｖｉｎ／（１−Ｄ）」程度の電圧が印加される。これは、第１トランスＴ１や第２トランスＴ２の２次側コイルから出力されるエネルギ量が１次側コイルに蓄えられたエネルギ量と等しいとする関係式に基づき導出することができる。このため、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の信頼性を維持するとの制約の下では、上記時比率制御に際して、入力電圧Ｖｉｎが高いほどＤｕｔｙ値Ｄとして許容される値が小さくなる。このため、本実施形態では、入力電圧Ｖｉｎが高いほどＤｕｔｙ値Ｄの上限ガード値を小さくするようなガード処理を施す。

ただし、車載高圧バッテリ１２は、電動機に電力を供給することで電力が消費されたり、発電機から電力が供給されたりするために、その両端の電圧の変動が頻繁に生じ得る。すなわち、入力電圧Ｖｉｎは頻繁に変動し得る。そして、時々刻々変化する入力電圧Ｖｉｎを電圧センサ２２によって検出するタイミングと、マイコン３０にてその検出値に基づきＤｕｔｙ値Ｄが更新されるタイミングとの間の期間において、実際の入力電圧Ｖｉｎが更に変化し得る。

図２に、こうした状況を示す。詳しくは、図２（ａ）に、入力電圧Ｖｉｎの推移を示し、図２（ｂ）に、出力回路２０の出力する信号である入力電圧Ｖｉｎの情報を重畳した信号の推移を示し、図２（ｃ）に、マイコン３０内の入力電圧Ｖｉｎの値を格納するレジスタの値の推移を示し、図２（ｄ）に、マイコン３０（ＣＰＵ３２）による各処理の制御周期を示す。

上記出力回路２０では、ＰＷＭ処理の周期に同期して電圧センサ２２の検出値を取り込む。そして、鋸波形状のキャリアの方が上記検出値よりも小さい間、論理「Ｈ」となり、キャリアの方が大きくなることで論理「Ｌ」となるＤｕｔｙ信号を生成しマイコン３０に出力する。このため、出力回路２０の出力するＤｕｔｙ信号から入力電圧の情報を抽出するタイミングは、検出タイミングに対して少なくともＰＷＭ処理の１周期分遅れることとなる。更に、電圧センサ２２の検出値が出力回路２０に取り込まれてからマイコン３０内のレジスタに格納されるまでには、その信号伝播経路における信号の伝播に要する時間だけ遅延(回路遅延)が伴う。更に、ＣＰＵ３２がレジスタ値を参照する処理や、参照したレジスタ値に基づきＤｕｔｙ値Ｄを更新する処理は、所定周期でなされるものであるため、最終的にＤｕｔｙ値Ｄの更新に上記レジスタ値が反映されるまでには更に遅延が伴う。このため、入力電圧Ｖｉｎ１が検出される時刻ｔ１から、これがＤｕｔｙ値Ｄの更新に反映される時刻ｔ２となるまでの遅延時間は、上記各要因の合計時間となる。この遅延時間は、最大で、出力回路２０の出力するＤｕｔｙ信号の周期と、回路遅延と、制御周期との和程度となり得る。そして遅延が生じる場合には、更新されたＤｕｔｙ値Ｄが適切な値とならず、この更新されたＤｕｔｙ値Ｄに基づきメインスイッチング素子Ｑ１及びサブスイッチング素子Ｑ２を操作したのでは、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に過大な電圧が印加されるおそれがある。

そこで本実施形態では、入力電圧Ｖｉｎの変化速度に基づき、Ｄｕｔｙ値Ｄを制限する。ここで、入力電圧Ｖｉｎの変化速度は、変化速度の検出タイミング以降における近い将来の入力電圧Ｖｉｎの値と相関を有するパラメータとして利用される。これにより、Ｄｕｔｙ値Ｄが更新されるタイミングにおける入力電圧Ｖｉｎの値を見越して、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧が、その信頼性の低下を招くほど過大とならないようにＤｕｔｙ値Ｄを制限することができる。図３に、メインスイッチング素子Ｑ１及びサブスイッチング素子Ｑ２の操作にかかるＤｕｔｙ値Ｄの設定に関する処理を示す。

フィードバック制御部Ｂ１０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとに基づき、これらを所望に制御するためのベース値Ｄｆｂを算出する。一方、第１ガード処理部Ｂ１２では、入力電圧Ｖｉｎに基づき、Ｄｕｔｙ値Ｄの第１ガード値Ｄｇ１を算出する。第１ガード値Ｄｇ１は、入力電圧Ｖｉｎが大きくなるほど小さい値に設定される。詳しくは、第１ガード値Ｄｇ１は、入力電圧Ｖｉｎが所定値以下である場合には一定値となっており、所定値を超えると入力電圧Ｖｉｎの上昇に伴って漸減する。

また、変化量算出部Ｂ１４は、入力電圧Ｖｉｎの上昇速度を算出する。詳しくは、入力電圧Ｖｉｎの時間微分値とゼロとのうちの大きい方を入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶｉｎとする。これは、入力電圧Ｖｉｎが低下する場合には、サブスイッチング素子Ｑ２に印加される電圧も低下するために、上記第１ガード値Ｄｇ１によるガード処理で十分であることによる。なお、本実施形態ではソフトウェア処理を前提とする関係上、上記時間微分値とは、実際には、前回の入力電圧Ｖｉｎ（ｎ−１）に対する今回の入力電圧Ｖｉｎ（ｎ）の差を、これらのサンプリング周期Ｔで除算した値である。第２ガード処理部Ｂ１６は、変化量ΔＶｉｎに基づき、第２ガード値Ｄｇ２を算出する。第２ガード値Ｄｇ２は、変化量ΔＶｉｎが大きくなるほど小さい値に設定される。詳しくは、第２ガード値Ｄｇ２は、変化量ΔＶｉｎが第１所定値以下である場合には一定値となっており、第１所定値を超えると変化量ΔＶｉｎの増大に伴って漸減し、第２所定値以上となると一定値となる。

Ｄｕｔｙ値算出部Ｂ１８では、ベース値Ｄｆｂと、第１ガード値Ｄｇ１と、第２ガード値Ｄｇ２との内の最小値を、最終的なＤｕｔｙ値Ｄとする。こうして算出されるＤｕｔｙ値Ｄは、入力電圧Ｖｉｎが検出されるタイミングに対する入力電圧Ｖｉｎが反映されるタイミングの遅延時間にかかわらず、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧が過大とならない適切な値となる。

図４に、本実施形態の効果を示す。詳しくは、図４（ａ）及び図４（ｂ）に、入力電圧Ｖｉｎを「１．０Ｖ／μｓｅｃ」にて上昇させた場合を示す。図示されるように、入力電圧Ｖｉｎを上昇させた場合であっても、サブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧Ｖｄｓが過大とならず、上記監視回路１６の監視結果に基づくＤＣ−ＤＣコンバータ１０の強制的な停止も生じない。これに対し、図４（ｃ）及び図４（ｄ）には、上記第２ガード処理部Ｂ１６を備えることなく入力電圧Ｖｉｎをそれぞれ「０．５Ｖ／μｓｅｃ」、「０．８Ｖ／μｓｅｃ」にて上昇させた場合を示す。これらの場合には、サブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧Ｖｄｓが過大となり、上記監視回路１６の監視結果に基づきＤＣ−ＤＣコンバータ１０が強制的に停止される。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶｉｎに基づき、Ｄｕｔｙ値Ｄを制限した。これにより、入力電圧Ｖｉｎの変化がＤｕｔｙ値Ｄの変更に反映されるのが遅れる場合であっても、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧が過大となることを好適に抑制することができる。

（２）入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶｉｎに基づき、メインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧を予測しつつＤｕｔｙ値Ｄの制限を行った。このように、入力電圧Ｖｉｎの将来の値と相関を有するパラメータである入力電圧の変化量に基づき、近い将来の入力電圧Ｖｉｎを予測することで、入力電圧Ｖｉｎの検出時とこれがＤｕｔｙ値の更新に反映される時との間の期間における入力電圧Ｖｉｎの変化を見越してＤｕｔｙ値Ｄを適切に制限することができる。

（３）ベース値Ｄｆｂにガード処理を施すことでメインスイッチング素子Ｑ１及びサブスイッチング素子Ｑ２を操作するための最終的なＤｕｔｙ値Ｄを制限した。このように、ベース値Ｄｆｂの設定にかかる処理と、ガード処理とを各別に設けることで、これらの処理の設計が容易となる。

（４）メインスイッチング素子Ｑ１及びサブスイッチング素子Ｑ２を操作する制御装置を、マイコン３０にて構成した。この場合、時比率制御のための処理等の各種処理が所定周期で実行されるため、入力電圧Ｖｉｎの検出値がＤｕｔｙ値Ｄの制限に反映されるまでには時間を要する。このため、本発明の利用価値が特に高い。

（５）高圧バッテリ１２側の電圧を入力電圧Ｖｉｎとし、マイコン３０を高圧システムと絶縁された低圧システム側に配置した。この場合、入力電圧Ｖｉｎが高圧システム内の情報となるため、マイコン３０がこの情報を取得するまでには時間を要することとなりやすい。このため、本発明の利用価値がいっそう高いものとなっている。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態におけるメインスイッチング素子Ｑ１及びサブスイッチング素子Ｑ２の操作にかかるＤｕｔｙ値Ｄの設定に関する処理を示す。なお、図５において、先の図３に示した処理と対応する処理については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、第２ガード処理部Ｂ１６において、変化量ΔＶｉｎのみならず、入力電圧Ｖｉｎを用いて第２ガード値Ｄｇ２を設定する。これにより、Ｄｕｔｙ値Ｄの更新時における入力電圧Ｖｉｎをいっそう高精度に予測しつつＤｕｔｙ値Ｄを設定することができる。すなわち、近い将来の入力電圧Ｖｉｎは、その変化量ΔＶｉｎのみならず現在の入力電圧Ｖｉｎに依存する。このため、変化量ΔＶｉｎに更に入力電圧Ｖｉｎを加味するなら、近い将来の入力電圧Ｖｉｎをより高精度に予測することができる。このため、第２ガード値Ｄｇ２を極力大きい値とすることができ、ひいてはメインスイッチング素子Ｑ１やサブスイッチング素子Ｑ２の入出力端子間に印加される電圧が過大とならないようにしつつも、フィードバック制御部Ｂ１０による要求に極力応じることができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶｉｎに加えて、入力電圧Ｖｉｎについての現在取得されている値に基づき、Ｄｕｔｙ値Ｄを制限した。これにより、近い将来の入力電圧Ｖｉｎを高精度に把握することができるパラメータに基づき、Ｄｕｔｙ値Ｄの制限を行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流及び出力電圧の双方を制御量とするフィードバック制御を行ったが、これに限らず、いずれか一方であってもよい。

・第２ガード処理部Ｂ１６は、入力電圧の変化量ΔＶｉｎや入力電圧Ｖｉｎを入力とするマップを備えて構成されるものに限らない。例えば、入力電圧の変化量ΔＶｉｎ及び入力電圧Ｖｉｎに基づき第２制限値を算出するモデルを備えて構成してもよい。ここでモデルは、変化量ΔＶｉｎ及び入力電圧Ｖｉｎから所定時間経過時における入力電圧Ｖｉｎを予測するものであればよい。こうして入力電圧Ｖｉｎを予測できれば、これに基づき第１ガード処理部Ｂ１２の処理と同様にして第２制限値を算出することができる。

・入力電圧の変化量ΔＶｉｎに基づく時比率制御としては、変化量ΔＶｉｎに基づき制限値を設定するものに限らない。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電圧Ｖｉｎ及び変化量ΔＶｉｎとＤｕｔｙ値との関係を定める３次元マップを用いて最終的なＤｕｔｙ値を算出するものであってもよい。

・上記各実施形態では、実質的に、入力電圧Ｖｉｎの上昇速度が正の場合にのみ第２ガード値Ｄｇ２によるガード処理を行ったがこれに限らない。例えば、入力電圧Ｖｉｎの上昇速度が負である場合、換言すれば入力電圧Ｖｉｎの低下速度が正である場合には、近い将来、入力電圧Ｖｉｎが更に低下すると予測して、第１ガード値Ｄｇ１を増加補正するようにしてもよい。こうした処理によれば、フィードバック制御部Ｂ１０によるベース値Ｄｆｂにより忠実な制御を行うことができる。

・電力変換回路としては、上記実施形態で例示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０に限らない。例えば単一のトランスを備えるフライバックコンバータであってもよい。こうした場合であっても、１次側に設けられたスイッチング素子のオン・オフ操作期間のいずれか一方に同期した期間において１次側コイルに蓄えられるエネルギをいずれか他方に同期した期間において２次側コイルを介して出力するに際し、スイッチング素子の入出力端子間に入力電圧とＤｕｔｙ値とに応じた電圧が印加される。このため、本発明の適用は有効である。

また、フライバックコンバータに限らない。例えばアクティブクランプ型フォワードコンバータであってもよい。この場合であっても、アクティブクランプ回路の備えるコンデンサがＤｕｔｙ値に応じた電圧まで充電されるために、コンバータを構成するスイッチング素子の入出力端子間には、入力電圧とＤｕｔｙ値とに応じた電圧が印加される。このため、本発明の適用は有効である。

また、アクティブクランプ回路を備えないフォワードコンバータであっても、通常、そのスイッチング素子の入出力端子間には、「Ｄ・Ｖｉｎ／（１−Ｄ）」の電圧が印加されるため、本発明の適用は有効である。

更に、ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、トランスを備えるものに限らず、例えばリアクトル（インダクタ、チョークコイル）とスイッチング素子とを備えるチョッパ回路等であってもよい。

・上記実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電流を検出する手段として、電流センサ４０を用いたが、これに限らず、例えば通常１次側回路に設けられるカレントミラー等の電流検出手段の検出値から出力電流を算出する手段としてもよい。

・ＤＣ−ＤＣコンバータ１０としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるＤｕｔｙ値の更新態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるＤｕｔｙ値の設定処理を示すブロック図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるＤｕｔｙ値の設定処理を示すブロック図。

符号の説明

１０…ＤＣ−ＤＣコンバータ(電力変換回路の一実施形態)、１２…高圧バッテリ、３０…マイコン（制御装置の一実施形態）、Ｑ１…メインスイッチング素子、Ｑ２…サブスイッチング素子、Ｗ１…１次側コイル（第１コイルの一実施形態）、Ｗ２…１次側コイル（第２コイルの一実施形態）、Ｗ４…１次側コイル（第３コイルの一実施形態）、Ｗ５…１次側コイル（第４コイルの一実施形態）。

Claims (9)

1. 入力電圧を変換して出力する電力変換回路であって且つ、該電力変換回路を構成するスイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧がそのオン・オフ操作の時比率及び前記入力電圧の双方に依存する電力変換回路について、前記スイッチング素子のオン・オフ操作を時比率制御する電力変換回路の制御装置において、
   前記電力変換回路は、コイルを備えて且つ、前記スイッチング素子のオン・オフ操作期間のいずれか一方に同期した期間において前記コイルに蓄えられたエネルギを、いずれか他方に同期した期間において出力するものであり、
   前記入力電圧の変化量に基づき、前記スイッチング素子の入出力端子間に印加される電圧を予測しつつ前記時比率のガード値を設定し、前記時比率が前記ガード値よりも前記入出力端子間の電圧が小さくなる側の値である場合にはそのままとしつつ、前記時比率が前記ガード値よりも前記入出力端子間の電圧が大きくなる側の値とならないように制限する制限手段を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
2. 前記制限手段は、前記入力電圧の変化量に加えて、前記入力電圧についての現在取得されている値に基づき、前記制限を行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
3. 前記電力変換回路の出力信号を所望に制御すべく前記スイッチング素子の前記時比率のベース値を設定する設定手段を更に備え、
   前記制限手段は、前記ベース値にガード処理を施すことで前記スイッチング素子を操作するための最終的な時比率を制限するものであることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換回路の制御装置。
4. 当該制御装置は、デジタル回路からなることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
5. 前記電力変換回路の入力側は、車載高圧システムを構成するものであり、
   当該制御装置は、前記高圧システムと絶縁された低圧システムを構成するものであることを特徴とする請求項４記載の電力変換回路の制御装置。
6. 前記電力変換回路が絶縁型コンバータであって且つ、前記スイッチング素子がその１次側に設けられてなることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
7. 前記電力変換回路は、アクティブクランプ回路を備え、
   前記スイッチング素子は、前記アクティブクランプ回路を構成するスイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
8. 前記電力変換回路は、１次側コイルとして第１コイル及び第２コイルを備える第１のトランスと、１次側コイルとして第３コイル及び第４コイルを備える第２のトランスからなる一対のトランスと、前記入力電圧が印加される一対の端子と前記第１コイル及び前記第３コイルの直列接続体とを導通及び遮断するメインスイッチング素子と、該メインスイッチング素子を迂回して前記第３コイルを前記一対の端子のうちの低電位側の端子に接続するサブスイッチング素子及び第１キャパシタ及び第２キャパシタとを備えて且つ、前記サブスイッチング素子及び前記第１キャパシタに並列に、前記第２コイル及び第４コイルの直列接続体が接続されてなり、
   前記時比率の制限される操作のなされるスイッチング素子が前記メインスイッチング素子及び前記サブスイッチング素子であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
9. 請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置と、
   前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換システム。