JP2023054066A - 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子のスイッチング損失、及びリアクトルの高周波損失を低減して、高効率な電力変換装置を得ること。【解決手段】電力変換装置１００は、リアクトル２と、メインコンバータ５と、平滑コンデンサ６と、サブコンバータ３と、直流コンデンサ４と、スイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄの導通を制御する制御器８とを備える。サブコンバータ３は第１レグ及び第２レグを有し、メインコンバータ５は第３レグ及び第４レグを有する。第１レグの中点はリアクトル２を介して交流電源１の一方に接続され、第２レグの中点は第３レグの中点に接続され、第４レグの中点は交流電源１の他方に接続される。平滑コンデンサ６と直流コンデンサ４との接続極性は動作領域に応じて反転可能に構成され、制御器８は、スイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄを交流電圧の半周期で１回以上、２０回以下のスイッチング回数でスイッチング制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、電力変換装置を備えたモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。

交流電源に接続され、力率改善を行いながら交流電力を直流電力に変換する電力変換装置においては、装置の高電力密度化が要望されている。高電力密度化には、装置の低損失化及び小型化が必須である。低損失化及び小型化には、装置の構成要素のうちで、体積割合の高いリアクトルの低損失化及び小型化が重要な課題となる。一般的に、リアクトルの小型化には、回路を高周波化し、必要容量を下げることが考えられる。一方、回路の高周波化には、リアクトル及びスイッチング素子の損失が増加するため、変換効率が低下し、冷却器が大型化するという課題がある。

上記の課題に対して、下記特許文献１には、マルチレベル方式の電力変換装置が開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、リアクトルとメインコンバータとの間に、４つのスイッチング素子と１つのコンデンサとで構成されたサブコンバータを備えている。特許文献１では、メインコンバータ及びサブコンバータのスイッチング素子をそれぞれ半周期ずれたスイッチング周期で駆動することで、出力直流電圧と入力交流電圧との間にサブコンバータのコンデンサ電圧を介在させながら高力率に電力制御を行う。これにより、一般的なブリッジレス構成の高力率コンバータよりもリアクトルの印加電圧が低減され、同仕様の高力率コンバータに比べて、リアクトルの容量低減と損失低減とを実現している。

特許第６１２９４５０号公報

しかしながら、特許文献１では、回路の駆動周波数は、何れの動作条件においても、常に１０ｋＨｚ以上である。このため、スイッチング素子のスイッチング損失、及びリアクトルの高周波損失が大きく、電力変換装置の変換効率が低くなってしまうという課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子のスイッチング損失、及びリアクトルの高周波損失を低減して、高効率な電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、リアクトルと、スイッチング素子を有するメインコンバータと、メインコンバータによって変換された直流電圧を保持する第１のコンデンサと、スイッチング素子を有するサブコンバータと、リアクトルと第１のコンデンサとの間に設けられ、サブコンバータによって変換された直流電圧を保持する第２のコンデンサと、スイッチング素子の導通を制御する制御器とを備える。リアクトル、メインコンバータ、サブコンバータ、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサは、交流電源と直流負荷との間に設けられる。電力変換装置は、交流電源の交流電圧と第１のコンデンサの電圧である第１のコンデンサ電圧との間で電力変換を行う。サブコンバータは、第２のコンデンサに並列に接続される第１レグと、第２のコンデンサ及び第１レグに並列に接続される第２レグとを有する。メインコンバータは、第１のコンデンサに並列に接続される第３レグと、第１のコンデンサ及び第３レグに並列に接続される第４レグとを有する。第１レグの中点は、リアクトルを介して交流電源の一方に接続され、第２レグの中点は、第３レグの中点に接続され、第４レグの中点は、交流電源の他方に接続される。第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続極性は動作領域に応じて反転可能に構成される。制御器は、スイッチング素子を交流電圧の半周期で１回以上、２０回以下のスイッチング回数でスイッチング制御する。

本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング損失、及びリアクトルの高周波損失を低減することにより、電力変換装置を高効率に駆動することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の基本回路構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が昇圧動作するときの動作領域の概念の説明に使用する図 実施の形態１に係る電力変換装置が降圧動作するときの動作領域の概念の説明に使用する図 図２及び図３で定義される動作領域と主回路の動作状態との関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が電力変換を行うときの電流経路の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が昇圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が降圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図 実施の形態１における制御器の内部構成を示すブロック図 図８に示す直流コンデンサ電圧制御器の詳細構成を示すブロック図 図８に示す加減算判定器の動作説明に用いるタイムチャート 図８に示す加減算判定器の動作説明に用いるブロック図 実施の形態２における制御器の内部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る電力変換装置が昇圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置が降圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図 図１２に示すキャリア波生成器の詳細構成を示すブロック図 図１２に示す高力率制御器の詳細構成を示すブロック図 図１２に示すゲート信号生成器の詳細構成を示すブロック図 実施の形態３に係る電力変換装置の基本回路構成を示す図 実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 図１９に示すモータ駆動装置を空気調和機に適用した例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本回路構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は、主回路１１０と、制御器８とを備える。主回路１１０は、交流電源１から出力される交流電圧による交流電力を直流電圧による直流電力に変換して負荷７に印加する電力変換回路である。負荷７は、直流負荷である。直流負荷は、直流電力の供給を受けて動作する負荷である。負荷７の内部に、直流電力を交流電力に変換するインバータを含むものも、ここで言う直流負荷に含まれる。

主回路１１０は、限流用のリアクトル２と、サブコンバータ３と、メインコンバータ５と、第１のコンデンサである平滑コンデンサ６とを備える。平滑コンデンサ６は、メインコンバータ５と負荷７との間において、メインコンバータ５及び負荷７のそれぞれに対して互いに並列に接続される。

サブコンバータ３は、スイッチング素子３ａとスイッチング素子３ｂとが直列に接続された第１レグと、スイッチング素子３ｃとスイッチング素子３ｄとが直列に接続された第２レグと、第２のコンデンサである直流コンデンサ４とを有する。第１レグ、第２レグ及び直流コンデンサ４は、互いに並列に接続される。

直流コンデンサ４及び平滑コンデンサ６の例は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサである。

メインコンバータ５は、ダイオード５ａとスイッチング素子５ｂとが直列に接続された第３レグと、ダイオード５ｃとスイッチング素子５ｄとが直列に接続された第４レグとを備える。第３レグ及び第４レグ共に、各ダイオードのアノードがスイッチング素子に接続される構成である。第３レグ及び第４レグは、互いに並列に接続される。なお、ダイオード５ａ，５ｃをスイッチング素子に置き替えてもよい。

リアクトル２の一端は交流電源１の一方に接続され、リアクトル２の他端は第１レグの中点に接続される。第１レグの中点は、スイッチング素子３ａとスイッチング素子３ｂとの接続点である。他のレグにおいても、スイッチング素子同士の接続点、及びダイオードとスイッチング素子との接続点を「中点」と呼ぶ。

メインコンバータ５において、第３レグの中点は、サブコンバータ３の第２レグの中点に接続され、第４レグの中点は交流電源１の他方に接続される。

スイッチング素子３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ（以下、適宜「３ａ～３ｄ」と表記）及びスイッチング素子５ｂ，５ｄの一例は、ダイオードが逆並列に接続された図示の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）である。逆並列の接続とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースとダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）、高電子移動度トランジスタ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＨＥＭＴ）を用いてもよい。ＨＥＭＴとしては、カスコード型のＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）－ＨＥＭＴが好適である。

平滑コンデンサ６は、メインコンバータ５によって変換された直流電圧を平滑して保持する。平滑コンデンサ６に保持される電圧である平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの極性は、矢印で示されている。矢印の先が高電位側であり、逆側が低電位側である。この定義は、サブコンバータ３においても同様である。また、交流電源１においては、矢印の先が高電位であるときを正極性、逆側が高電位であるときを負極性と定義する。

電力変換装置１００は、更に電圧検出器３０，３１，３３と、電流検出器３２と、を備える。

電圧検出器３０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する。なお、以下の記載において、平滑コンデンサ電圧を「第１のコンデンサ電圧」と称し、電圧検出器３０を「第１の電圧検出器」と称する場合がある。電圧検出器３０によって検出された平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値は、制御器８に入力される。

電圧検出器３１は、直流コンデンサ４の電圧である直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを検出する。なお、以下の記載において、直流コンデンサ電圧を「第２のコンデンサ電圧」と称し、電圧検出器３１を「第２の電圧検出器」と称する場合がある。電圧検出器３１によって検出された直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの検出値は、制御器８に入力される。

電流検出器３２は、リアクトル２に流れる交流電流ｉａｃを検出する。電流検出器３２によって検出された交流電流ｉａｃの検出値は、制御器８に入力される。

電圧検出器３３は、交流電源１が出力する交流電圧ｖａｃを検出する。なお、電圧検出器３３を「第３の電圧検出器」と称する場合がある。電圧検出器３３によって検出された交流電圧ｖａｃの検出値は、制御器８に入力される。

制御器８は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂ、交流電圧ｖａｃ及び交流電流ｉａｃの各検出値に基づいて、スイッチング素子３ａ～３ｄの導通を制御するためのゲート信号Ｇ３ａ，Ｇ３ｂ，Ｇ３ｃ，Ｇ３ｄ（以下、適宜「Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ」と表記）と、スイッチング素子５ｂ，５ｄの導通を制御するためのゲート信号Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄを生成する。

サブコンバータ３及びメインコンバータ５は、それぞれが図示を省略したゲート駆動回路を有する。サブコンバータ３の各ゲート駆動回路は、制御器８から出力されるゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスを対応するスイッチング素子のゲートに印加して当該スイッチング素子を駆動する。メインコンバータ５の各ゲート駆動回路は、制御器８から出力されるゲート信号Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄを用いて駆動パルスを生成し、生成した駆動パルスを対応するスイッチング素子のゲートに印加して当該スイッチング素子を駆動する。

制御器８の内部の構成、及び制御器８の詳細な動作については後述する。

制御器８において、プロセッサ８ａは、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段である。

メモリ８ｂは、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリである。

メモリ８ｂには、後述する制御器８の機能、及び後述する制御器８の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ８ａは、図示しないアナログディジタル変換器及びディジタルアナログ変換器を含むインタフェースを介して必要な情報を授受し、メモリ８ｂに格納されたプログラムをプロセッサ８ａが実行することにより、所要の処理を行う。プロセッサ８ａによる演算結果は、メモリ８ｂに記憶することができる。

なお、制御器８の機能は、処理回路を用いて実現してもよい。ここで言う処理回路は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。なお、処理回路を用いる構成でも、制御器８における一部の処理は、プロセッサ８ａで実施してもよい。

上記のように構成された電力変換装置１００は、交流電源１が出力する交流電圧と平滑コンデンサ６に保持される直流電圧である第１のコンデンサ電圧との間で電力変換を行う。この電力変換の機能は、リアクトル２、サブコンバータ３及びメインコンバータ５が担う。また、電力変換装置１００は、直流コンデンサ４に保持される第２のコンデンサ電圧が指令電圧に一致するようにスイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄの導通を制御する。この機能は、制御器８が担う。

なお、図１では、１つのリアクトル２が交流電源１の一方側に接続される構成を開示しているが、この構成に限定されない。１つのリアクトル２が交流電源１の他方側に接続される構成でもよい。また、分割された２つのリアクトル２が交流電源１の一方側と他方側の双方に接続される構成でもよい。また、分割されたリアクトル２を同一のコアに巻いて、磁気結合した１つのリアクトルとして構成し、交流電源１の一方側又は他方側の何れかに接続してもよい。

次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００における制御の要点について、図２から図７の図面を参照して説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が昇圧動作するときの動作領域の概念の説明に使用する図である。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が降圧動作するときの動作領域の概念の説明に使用する図である。図４は、図２及び図３で定義される動作領域と主回路１１０の動作状態との関係を示す図である。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が電力変換を行うときの電流経路の例を示す図である。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が昇圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図である。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が降圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図である。

図２には、交流電圧ｖａｃの半周期（以下、適宜「交流半周期」と呼ぶ）において、交流電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜よりも平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが大きい場合の電圧関係が示されている。平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが絶対値｜ｖａｃ｜よりも大きいので、交流電圧ｖａｃを昇圧する必要がある。このため、電力変換装置１００は、昇圧動作となる。以下、電力変換装置１００を昇圧動作させるモードを「昇圧動作モード」と呼ぶ。

また、図３には、交流半周期において、交流電圧ｖａｃの絶対値｜ｖａｃ｜よりも平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが小さい領域を含む場合の電圧関係が示されている。平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが絶対値｜ｖａｃ｜よりも小さいので、交流電圧ｖａｃを降圧する必要がある。このため、電力変換装置１００は、降圧動作となる。以下、電力変換装置１００を降圧動作させるモードを「降圧動作モード」と呼ぶ。

図２及び図３において、α１及びα２は、Ｖｓｕｂ＝｜ｖａｃ｜となる位相である。また、β１及びβ２は、Ｖｄｃ＝｜ｖａｃ｜となる位相である。

図２および図３において、位相θが、０≦θ＜α１、α２＜θ≦πを満たす動作領域は、｜ｖａｃ｜＜Ｖｓｕｂ＜Ｖｄｃの関係が成り立つ動作領域である。この動作領域を領域１と定義する。

また、図２における、α１≦θ≦α２の領域、及び図３における、α１≦θ＜β１、β２＜θ≦α２を満たす動作領域は、Ｖｓｕｂ≦｜ｖａｃ｜＜Ｖｄｃが成り立つ動作領域である。この動作領域を領域２と定義する。

また、図３における、β１≦θ≦β２を満たす動作領域はＶｓｕｂ＜Ｖｄｃ≦｜ｖａｃ｜が成り立つ動作領域である。この動作領域を領域３と定義する。

図４には、図２及び図３で定義した各動作領域に対応するリアクトル２、直流コンデンサ４の動作状態、及びリアクトル２に印加される電圧であるリアクトル印加電圧の大きさが示されている。

リアクトル２の動作状態は、「励磁」及び「リセット」の２つである。「励磁」は、リアクトル２に電磁エネルギーを蓄積させる動作である。「リセット」は、リアクトル２に蓄積された電磁エネルギーを放出させる動作である。

直流コンデンサ４の動作状態は、「スルー」、「放電」及び「充電」の３つである。「スルー」は、直流コンデンサ４を通らない経路に交流電流ｉａｃを流す動作である。「放電」は、直流コンデンサ４を放電させる動作である。直流コンデンサ４を放電させると、直流コンデンサ４に蓄積された電荷が平滑コンデンサ６に移送される。「充電」は、直流コンデンサ４を充電する動作である。直流コンデンサ４の充電は、交流電源１の電力及びリアクトル２に蓄積された電磁エネルギーを利用して行われる。

図５には、図４の領域２において、リアクトル印加電圧が「ｖａｃ－Ｖｄｃ＋Ｖｓｕｂ」となるときの電流経路が示されている。図５における矢印は、交流電流ｉａｃが流れる電流経路を示している。図５に示されるように、リアクトル印加電圧が「ｖａｃ－Ｖｄｃ＋Ｖｓｕｂ」となるときは、制御器８によって、スイッチング素子３ｂ，３ｃ，５ｄがオンに制御され、スイッチング素子３ａ，３ｄ，５ｂがオフに制御される。他の動作についても、図５と同様に、交流電流ｉａｃの電流経路を示すことができる。なお、ここでの説明は割愛する。

図６の下段部には、昇圧動作モード時のスイッチングパターンの例が示されている。図７の下段部には、降圧動作モード時のスイッチングパターンの例が示されている。また、図６及び図７の各上段部には、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの指令値である平滑コンデンサ電圧指令Ｖｄｃ＊、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂ、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの指令値である直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊、交流電圧ｖａｃ及び交流電流ｉａｃの各波形が示されている。

図６において、領域２における区間Ａのスイッチングパターンは、図５の動作となるときのスイッチングパターンである。また、図６の領域１における区間Ｂのスイッチングパターンによって、図４の領域１に示した、直流コンデンサ４が「スルー」で、リアクトル印加電圧が「ｖａｃ」となる動作を実施している。

次に、実施の形態１における制御器８の内部の構成について説明する。図８は、実施の形態１における制御器８の内部構成を示すブロック図である。制御器８は、動作領域判定器９と、フィードフォワード（Ｆｅｅｄ Ｆｏｒｗａｒｄ：ＦＦ）デューティ（Ｄｕｔｙ）（以下「ＦＦ_Ｄｕｔｙ」と表記）演算器１０と、直流コンデンサ電圧制御器１１と、加減算判定器１２と、加算器１２ａ、ゲート信号生成器１３とを備える。

動作領域判定器９は、交流電圧ｖａｃ、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ及び直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの各検出値に基づいて、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰを生成する。領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰは、判定時における電力変換装置１００の動作状態が図２又は図３のどの領域にあるのかを示す信号である。動作領域判定器９が生成した領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰは、ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１０と、加減算判定器１２と、ゲート信号生成器１３とに入力される。それぞれの演算器では、動作領域に応じた演算が行われる。

ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１０は、交流電圧ｖａｃの検出値及び領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰに基づいてＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃを演算する。ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃを演算する際には、図２又は図３に示した各領域において、直流コンデンサ４における充電と放電とが交流半周期ごとに同一回数となるように設定される。例えば、ある交流半周期において、直流コンデンサ４の充電が１回行われれば直流コンデンサ４の放電も１回行われ、直流コンデンサ４の充電が２回行われれば直流コンデンサ４の放電も２回行われる。なお、充電回数及び放電回数の合計値である充放電回数には“０”も含まれる。

各動作領域における充電及び放電は、図４を参照して設定される。充放電回数が“０”である場合は、図４における「スルー」が選択される。なお、動作領域ごとに同一回数の「充電」及び「放電」の組が選択されることが好ましいが、これに限定されない。交流半周期の期間内であれば、動作領域を跨って「充電」及び「放電」の組が選択されてもよい。

また、充放電回数は、直流コンデンサ４の容量、主回路部品の耐圧、及び主回路１１０の力率に基づいて決定することができる。充放電回数が少ない場合、スイッチング損失は低減できるが、制御の応答性が悪化し、力率の低下及び電圧リプル量の増加を招く。このため、電力変換装置１００を安定動作させるためには、コンデンサ容量を大きくする必要がある。一方、充放電回数が多い場合には、コンデンサ容量は小さくて済み、制御の応答性も向上するが、スイッチング損失は増加する。

図９は、図８に示す直流コンデンサ電圧制御器１１の詳細構成を示すブロック図である。直流コンデンサ電圧制御器１１は、前処理器１１ａと、サンプルホールド器１１ｂとを備える。直流コンデンサ電圧制御器１１は、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの検出値に基づいて、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの指令値である直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊に追従するように制御する直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂを生成する。

前処理器１１ａは、直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊と直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの検出値との偏差を比例（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ）制御し、その制御値を直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊で割ることで規格化したデューティ比を演算する。サンプルホールド器１１ｂは、前処理器１１ａの出力をサンプルホールドの周期で値の更新を行い、更新した値を直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂとして加減算判定器１２に出力する。

なお、以下の記載において、前述したＦＦ_Ｄｕｔｙ比を「第１のデューティ比」と称し、前述した直流コンデンサ電圧指令デューティ比を「第２のデューティ比」と称する場合がある。

図１０は、図８に示す加減算判定器１２の動作説明に用いるタイムチャートである。図１１は、図８に示す加減算判定器１２の動作説明に用いるブロック図である。

図１０の波形は、交流電圧ｖａｃの正の半波における領域２の動作の一例である。図１０には、上段側から順に、交流電流ｉａｃの波形と、スイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄのそれぞれを制御するためのゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ，Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄの波形とが示されている。また、図１０の下段部には、直流コンデンサ４の動作状態が示されている。時刻ｔ０～ｔ１，ｔ２～ｔ３では、リアクトル２が励磁され、時刻ｔ１～ｔ２，ｔ３～ｔ４では、リアクトル２の励磁がリセットされる。従って、図１０の例では、励磁及びリセットを１対とする２対のスイッチング制御、即ち、４回のスイッチング制御が行われている。

加減算判定器１２には、直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂが入力される。加減算判定器１２は、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰに基づいて、直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂに“１”又は“－１”の値を乗算する。即ち、加減算判定器１２からは、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰに応じて、符号が反転されない非反転の制御信号“＋Ｄ_Ｖｓｕｂ”、又は符号が反転された制御信号“－Ｄ_Ｖｓｕｂ”が出力される。図１１の上段部には、非反転の制御信号“＋Ｄ_Ｖｓｕｂ”が出力される状況が示されている。図１１の下段部には、反転された制御信号“－Ｄ_Ｖｓｕｂ”が出力される状況が示されている。

実施の形態１では、図１０における時刻ｔ１及び時刻ｔ３を変更することで電圧制御を行う。

例えば、外乱により直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊よりも低くなった場合、図１１の上段部に示すように、時刻ｔ１では、加算器１２ａにおいて、ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃに対して直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂが正で加算される。また、図１１の下段部に示すように、時刻ｔ３では、加算器１２ａにおいて、ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃに対して直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂが負で加算される。これにより、主回路１１０の動作は、直流コンデンサ４に対する充電量が増加し、放電量が減少する動作となる。

上記とは逆に、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊よりも高くなった場合、時刻ｔ１では、加算器１２ａにおいて、ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃに対して直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂが負で加算される。また、時刻ｔ３では、加算器１２ａにおいて、ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃに対して直流コンデンサ電圧指令デューティ比Ｄ_Ｖｓｕｂが正で加算される。これにより、主回路１１０の動作は、直流コンデンサ４に対する充電量が減少し、放電量が増加する動作となる。

上記の動作により、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂは、直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊通りに制御される。なお、図１０では、交流電圧ｖａｃの正の半波における領域２の動作を説明したが、正の半波における領域１，３、及び負の半波における領域１～３においても、同様の動作で電圧一定制御を行うことができる。

図８に戻り、ゲート信号生成器１３には、交流電圧ｖａｃと、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰと、加算器１２ａから出力されるデューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌとが入力される。ゲート信号生成器１３は、交流電圧ｖａｃと、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰと、加算器１２ａから出力されるデューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌとに基づいて、ゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ，Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄを生成する。ゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ，Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄは、それぞれスイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄに印加され、スイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄの導通が制御される。

以上の制御により、実施の形態１の電力変換装置１００では、第１のコンデンサ電圧の制御を通じて、負荷７への所要の電力供給が可能となる。また、第１のコンデンサ電圧の制御を行いつつ、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御が可能となる。

また、実施の形態１において、交流半周期におけるスイッチング回数は、多くても２０回である。即ち、実施の形態１では、主回路１１０のスイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄに対し、交流半周期で十数回以下のスイッチング回数によるスイッチング制御が行われる。

交流電圧ｖａｃの周波数を５０Ｈｚとすると、交流半周期は１０［ｍｓ］となる。交流半周期において、２０回のスイッチング制御を周期的に行うとすると、１回のスイッチング制御に要する時間は、０．５［ｍｓ］である。０．５［ｍｓ］を１スイッチング周期とすれば、スイッチング周波数は５［ｋＨｚ］であり、従来に比べて、スイッチング周波数を低減することができる。これにより、スイッチング素子のスイッチング損失及びリアクトルの高周波損失を低減できるので、従来に比べて、電力変換装置を高効率に駆動することができる。

なお、これまでの説明では、交流半周期において、直流コンデンサ４に対する充放電が少なくとも１回行われることを前提としていたが、これに限定されない。領域１及び領域２のみを用いる昇圧動作の場合、交流半周期における直流コンデンサ４の充放電回数を０回として、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの制御のみで、主回路１１０を動作させることも可能である。この場合、ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１０では、図４において、「スルー」の動作のみが選択されて、ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃが演算される。そして、演算されたＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_Ｖｄｃを用いてゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ，Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄが生成される。この場合、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂのフィードバック制御が不要となる。このため、事前に動作条件に応じたスイッチング回数、及び導通時間を制御器８のメモリ８ｂに記憶しておき、記憶された情報を読み出して、主回路１１０を動作させてもよい。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、制御器は、複数のスイッチング素子を交流電圧の半周期で１回以上、十数回以下（２０回未満）のスイッチング回数でスイッチング制御する。これにより、スイッチング素子のスイッチング損失、及びリアクトルの高周波損失を低減して、電力変換装置を高効率に駆動することができる。また、このスイッチング制御に際し、制御器は、交流電圧の半周期における第２のコンデンサの充電量と放電量とを制御して、第２のコンデンサ電圧を第２のコンデンサ電圧の指令値に一致させる制御を行う。この制御により、スイッチング素子のスイッチング損失及びリアクトルの高周波損失を低減しつつ、主回路動作の力率を高めることができる。これにより、電力変換装置を高効率に駆動することができる。

なお、上記の制御において、制御器は、第２のコンデンサを充電する充電時間及び第２のコンデンサを放電させる放電時間を変更しながらスイッチング制御を行うことができる。この制御は、キャリア波を用いずに実施できるので、電力変換装置の高効率駆動を簡易に実施することが可能となる。

また、上記の制御において、制御器は、交流電圧の半周期内で第２のコンデンサの充電及び放電を各１回以上行い、且つ、充電の回数と放電の回数とが交流電圧の半周期内で等しくなるようにスイッチング制御を行うことが好ましい。これにより、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御を確実に実施することができる。

また、上記の制御において、第１のコンデンサ電圧を制御するための第１のデューティ比と、第２のコンデンサ電圧を制御するための第２のデューティ比との和であるデューティ比総和量に対し、制御器は、交流電圧の半周期内におけるデューティ比総和量が一定に保たれるように、第２のデューティ比を第１のデューティ比に加減算することが好ましい。これにより、第１のコンデンサ電圧の制御と、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御とを両立して実施することができる。

実施の形態２．
図１２は、実施の形態２における制御器８Ａの内部構成を示すブロック図である。実施の形態２における制御器８Ａは、図８に示す実施の形態１における制御器８の構成において、ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１０が高力率制御器１７に置き替えられ、ゲート信号生成器１３がゲート信号生成器１８に置き替えられている。また、キャリア波生成器１６が追加されている。なお、その他の構成については、図８に示す構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には、同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。また、基本回路構成は、図１と同一又は同等である。

図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置１００が昇圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図である。また、図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置１００が降圧動作するときのスイッチングパターンの例を示す図である。実施の形態１で説明した動作領域の概念は、実施の形態２においても同じである。実施の形態２に係る電力変換装置１００は、動作領域ごとに、キャリア周波数を変更しながら、スイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄに対するスイッチング制御を行う。キャリア周波数が変更されると、スイッチング周波数も変更される。なお、本明細書では、同一のスイッチング周波数が維持される期間を「第１のスイッチング期間」と定義する。

図１３及び図１４のスイッチングパターンによれば、各動作領域で、直流コンデンサ４の充電及び放電が１回以上行われるように動作する。なお、前述したように、各動作領域の幅は、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ及び直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂと、交流電圧ｖａｃとの大小関係で決まるので、各動作領域の幅は変動する。このため、期間の狭い領域では、より高周波数のスイッチング制御による力率制御が行われ、期間の広い領域では、より低周波数のスイッチング制御による力率制御が行われる。一方、前述したように、スイッチング回数は多くても２０回であり、従来の手法に比べて大幅に低減されている。このため、従来よりも、大幅な損失低減が可能となり、電力変換装置を高効率に駆動することができる。

なお、図１４に示す降圧動作の場合、図１３に示す昇圧動作の場合と比べて動作領域が増える。このため、動作領域ごとのスイッチング回数が同じであれば、交流半周期におけるスイッチング回数は、降圧動作の方が多くなる。また、降圧動作は昇圧動作と異なり、直流コンデンサ４に対する充放電を行いながら動作する必要がある。このため、領域３では、必ず充放電のためのスイッチング制御が行われる。なお、この点は、実施の形態１においても同様である。図４の領域３に示されるように、領域３には「スルー」の動作はなく、放電又は充電の何れかの動作が選択される。

図１５は、図１２に示すキャリア波生成器１６の詳細構成を示すブロック図である。キャリア波生成器１６は、スイッチング周波数演算器２０と、周波数変換器２１とを備える。

スイッチング周波数演算器２０は、交流電圧ｖａｃ、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂ及び平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃに基づいて、交流半周期における各動作領域の時間を演算する。また、スイッチング周波数演算器２０は、ユーザが設定した直流コンデンサ４の充放電回数に基づいて、スイッチング周波数の逆数であるスイッチング周期を演算する。

周波数変換器２１は、スイッチング周波数演算器２０が演算したスイッチング周期と、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰとに基づいて、キャリア波を生成する。なお、キャリア波は、のこぎり波でも、三角波でもよい。

スイッチング周波数演算器２０は、図１５に示すように、第１の時間演算器２０ａと、第２の時間演算器２０ｃと、第３の時間演算器２０ｅと、第４の時間演算器２０ｉと、除算器２０ｂ，２０ｄ，２０ｇ，２０ｊと、加算器２０ｈとを備える。

第１の時間演算器２０ａは、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを交流電圧ｖａｃで除算したものを逆三角関数で時間に変換し、更に角周波数２πｆａｃで除算することで領域１の時間Ｒｔ１を演算する。時間Ｒｔ１は、図２における０からα１までの位相差に相当する時間である。ｆａｃは、交流電圧ｖａｃの周波数である。以下、交流電圧ｖａｃの周波数を「交流電圧周波数」と呼ぶ。スイッチング周波数演算器２０は、時間Ｒｔ１を除算器２０ｂにおいて充放電回数で除算することで領域１のスイッチング周期Ｔｓｗ_１を演算する。

第２の時間演算器２０ｃは、１の値を交流電圧周波数ｆａｃの２倍値で除算した値から領域１の時間Ｒｔ１の２倍値を減算することで領域２の時間Ｒｔ２ｂを演算する。時間Ｒｔ１の２倍値は、図２における０からα１までの位相差と、α２からπでの位相差とを加算した位相差に相当する時間である。また、１の値を交流電圧周波数ｆａｃの２倍値で除算した値は、図２における０からπまでの位相差に相当する時間である。従って、第２の時間演算器２０ｃの処理により、図２におけるα１からα２までの位相差に相当する、領域２の時間Ｒｔ２ｂが算出される。スイッチング周波数演算器２０は、時間Ｒｔ２ｂを除算器２０ｄにおいて充放電回数で除算することで、昇圧動作モードにおける領域２のスイッチング周期Ｔｓｗ_２ｂを演算する。

降圧動作の場合、領域３までの動作範囲があるため、別の制御ブロックが設けられている。第３の時間演算器２０ｅは、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを交流電圧ｖａｃで除算したものを逆三角関数で時間に変換し、更に角周波数２πｆａｃで除算し、更に領域１の時間Ｒｔ１を減算することで領域２の時間Ｒｔ２ｓを演算する。角周波数２πｆａｃで除算した値は、図３における０からβ１までの位相差に相当する時間である。このため、角周波数２πｆａｃで除算した値から領域１の時間Ｒｔ１を減算することで領域２の時間Ｒｔ２ｓを演算することができる。スイッチング周波数演算器２０は、時間Ｒｔ２ｓを除算器２０ｇにおいて充放電回数で除算することで、降圧動作モードにおける領域２のスイッチング周期Ｔｓｗ_２ｓを演算する。

加算器２０ｈは、領域２の時間Ｒｔ２ｓと、領域１の時間Ｒｔ１とを加算することで、図３における０からβ１までの位相差に相当する時間を再度演算している。第４の時間演算器２０ｉは、１の値を交流電圧周波数ｆａｃの２倍値で除算した値から加算器２０ｈの出力の２倍値を減算することで領域３の時間Ｒｔ３を演算する。加算器２０ｈの出力の２倍値は、図３における０からβ１までの位相差と、β２からπでの位相差とを加算した位相差に相当する時間である。また、１の値を交流電圧周波数ｆａｃの２倍値で除算した値は、図３における０からπまでの位相差に相当する時間である。従って、第４の時間演算器２０ｉの処理により、図３におけるβ１からβ２までの位相差に相当する、領域３の時間Ｒｔ３が算出される。スイッチング周波数演算器２０は、時間Ｒｔ３を除算器２０ｊにおいて充放電回数で除算することで、降圧動作モードにおける領域３のスイッチング周期Ｔｓｗ_３を演算する。

なお、スイッチング周波数演算器２０は、演算したスイッチング周期Ｔｓｗ_１，Ｔｓｗ_２ｂ，Ｔｓｗ_２ｓ，Ｔｓｗ_３を周波数変換器２１に出力しているが、これに限定されない。スイッチング周期Ｔｓｗ_１，Ｔｓｗ_２ｂ，Ｔｓｗ_２ｓ，Ｔｓｗ_３の逆数を演算し、それぞれの演算値を動作領域に対応するスイッチング周波数として周波数変換器２１に出力してもよい。

また、スイッチング周期Ｔｓｗ_１，Ｔｓｗ_２ｂ，Ｔｓｗ_２ｓ，Ｔｓｗ_３をスイッチング周波数の情報とするとき、時間Ｒｔ１，Ｒｔ２ｂ，Ｒｔ２ｓ，Ｒｔ３は、各スイッチング周波数を演算するための基準スイッチング周波数と捉えることができる。このように捉えると、図１５に示すスイッチング周波数演算器２０は、前段部は動作領域に対応した基準スイッチング周波数を演算し、後段部は基準スイッチング周波数と、第２のコンデンサの充放電回数とに基づいてスイッチング周波数を演算するように構成されている。

周波数変換器２１は、スイッチング周波数演算器２０が演算したスイッチング周期Ｔｓｗ_１，Ｔｓｗ_２ｂ，Ｔｓｗ_２ｓ，Ｔｓｗ_３と、領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰとに基づいて、動作領域に対応したキャリア波を生成して、ゲート信号生成器１８に出力する。

以下、充放電回数について補足する。充放電回数は、交流半周期で１以上となるように０を含めた整数により設定される。充放電回数は、直流コンデンサ４の容量、主回路部品の耐圧、及び主回路１１０の力率に基づいて決定することができる。充放電回数が少ない場合、スイッチング損失は低減できるが、制御の応答性が悪化し、力率の低下及び電圧リプル量の増加を招く。このため、電力変換装置１００を安定動作させるためには、コンデンサ容量を大きくする必要がある。一方、充放電回数が多い場合には、コンデンサ容量は小さくて済み、制御の応答性も向上するが、スイッチング損失は増加する。

図１６は、図１２に示す高力率制御器１７の詳細構成を示すブロック図である。高力率制御器１７は、電流指令演算器１７ａと、電流制御器１７ｂと、ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１７ｃと、加算器１７ｄとを備える。高力率制御器１７は、交流電圧ｖａｃ、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃ及び交流電流ｉａｃの各検出値に基づいて、主回路１１０の力率が１に近づくように制御しながら、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを指令値に追従するように制御する制御信号Ｄ_ＰＦＣを生成する。

電流指令演算器１７ａは、平滑コンデンサ電圧指令Ｖｄｃ＊と平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値との偏差を比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御することで、電流指令振幅Ｉａｃ＊を演算する。電流指令演算器１７ａは、電流指令振幅Ｉａｃ＊に位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）制御で生成された交流電圧ｖａｃと同位相の正弦波信号Ｓｉｎ（ωｔ）を乗算して交流電流指令ｉａｃ＊を演算する。なお、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの電圧制御を行わず、交流電流ｉａｃの高力率制御のみを行う場合には、交流電流指令ｉａｃ＊をユーザが任意に決定、もしくは設定してもよい。

電流制御器１７ｂは、交流電流指令ｉａｃ＊と交流電流ｉａｃとの偏差をＰＩ制御し、その制御値を直流コンデンサ電圧指令Ｖｓｕｂ＊で割ることで規格化した制御デューティ比Ｄ_ＰＦＣ１を演算する。加算器１７ｄは、制御デューティ比Ｄ_ＰＦＣ１と、ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１７ｃで演算されたＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_ＰＦＣ_ＦＦとを加算し、その加算値を高力率制御用のＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_ＰＦＣとして、図１２の加算器１２ａに出力する。ＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_ＰＦＣ_ＦＦを制御デューティ比Ｄ_ＰＦＣ１に加えることで、高力率制御の応答性を向上させることができる。

実施の形態２に係る電力変換装置１００では、動作領域に応じて、制御デューティ比Ｄ_ＰＦＣ１を切り替える動作となるため、ＦＦ制御を入れることで、制御の切り替え時における電流変動を抑制することができる。

ＦＦ制御用のＦＦ_Ｄｕｔｙ比Ｄ_ＰＦＣ_ＦＦは、リアクトル２の励磁及びリセットに伴う交流電流ｉａｃの増減量が等しくなるような、理論デューティ比を演算する。理論デューティ比の算出手法については、上記した特許文献１に詳細に記載されているので、当該記載内容を参照されたい。当該記載内容は、本明細書に取り込まれて本明細書の一部を構成する。理論デューティ比の算出手法は、当該公報の記載内容に限定されるものでもなく、理論デューティ比が得られる手法であればどのような手法を用いてもよい。

実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、直流コンデンサ４の充電と放電とが、交流半周期において同一回数となるような励磁及びリセットの組が選択される。ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器１７ｃは、選択された励磁及びリセットの組に関する情報に基づいて理論デューティ比を演算する。

図１７は、図１２に示すゲート信号生成器１８の詳細構成を示すブロック図である。ゲート信号生成器１８は、比較部１８ａと、パルス演算器１８ｂとを備える。また、比較部１８ａは、第１比較器１８ａ１と、乗算器１８ａ２と、第２比較器１８ａ３とを備える。

デューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌは、乗算器１８ａ２を介して第２比較器１８ａ３の＋端子に入力され、キャリア波は第２比較器１８ａ３の－端子に入力される。第２比較器１８ａ３では、デューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌとキャリア波の振幅値とが比較され、デューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌがキャリア波の振幅値よりも大きければ、スイッチング素子を導通させるオン信号が生成される。パルス演算器１８ｂは、比較部１８ａから出力されるオン信号及び領域判定信号Ｓｉｇ_ＳＰを用いてゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ，Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄを生成する。ゲート信号Ｇ３ａ～Ｇ３ｄ，Ｇ５ｂ，Ｇ５ｄは、それぞれスイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄに印加され、スイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄの導通が制御される。

なお、図１７では、充放電回数が０のときの制御を実現するため、第１比較器１８ａ１と、乗算器１８ａ２とが設けられている。図１７の構成では、充放電回数が０のときに第１比較器１８ａ１の出力は０となり、乗算器１８ａ２の出力も０となるので、第２比較器１８ａ３に入力されるデューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌも０となる。なお、図１７の構成は一例であり、これらの構成に限定されない。例えば、デューティ比総和量Ｄ_ｔｏｔａｌがキャリア波の振幅値よりも小さいときにスイッチング素子を導通させるオン信号が生成される構成でもよい。

以上の制御により、実施の形態２の電力変換装置１００では、第１のコンデンサ電圧の制御を通じて、負荷７への所要の電力供給が可能となる。また、第１のコンデンサ電圧の制御を行いつつ、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御が可能となる。

また、実施の形態２においても、交流半周期におけるスイッチング回数は、多くても２０回である。従って、実施の形態２では、主回路１１０のスイッチング素子３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄに対し、交流電圧半周期で十数回以下のスイッチング回数によるスイッチング制御により、第１のコンデンサ電圧の制御と、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御とを両立して実施することができる。

以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換装置によれば、制御器は、第１及び第２のコンデンサ電圧の各検出値と、交流電圧の検出値との大小関係に応じて、動作領域を判定し、第１及び第２のコンデンサ電圧の各検出値、並びに交流電圧の検出値に基づいて、動作領域ごとに、スイッチング周波数を変更しながらスイッチング制御を行う。この制御により、スイッチング素子のスイッチング損失及びリアクトルの高周波損失を低減しつつ、主回路動作の力率を高めることができる。これにより、電力変換装置を高効率に駆動することができる。

なお、上記の制御において、制御器は、同一のスイッチング周波数が維持される期間である第１のスイッチング期間において、第２のコンデンサの充電及び放電を各１回以上行い、且つ、充電の回数と放電の回数とが第１のスイッチング期間内で等しくなるようにスイッチング制御を行うことが好ましい。これにより、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御を確実に実施することができる。

また、上記の制御において、第１のコンデンサ電圧を制御するための第１のデューティ比と、第２のコンデンサ電圧を制御するための第２のデューティ比との和であるデューティ比総和量に対し、制御器は、第１のスイッチング期間内におけるデューティ比総和量が一定に保たれるように第２のデューティ比を第１のデューティ比に加減算するようにしてもよい。これにより、第１のコンデンサ電圧の制御と、第２のコンデンサ電圧を指令値に追従させる電圧一定制御とを両立して実施することができる。

また、上記の制御において、制御器は、動作領域ごとに交流電圧と第２のコンデンサ電圧が交差する第１の位相、及び交流電圧と第１のコンデンサ電圧とが交差する第２の位相から基準スイッチング周波数を演算する。制御器は、予め定めた第２のコンデンサの充電回数及び放電回数と、演算で求めた基準スイッチング周波数とに基づいてスイッチング周波数を演算するようにしてもよい。この手法を用いれば、複数の動作領域におけるスイッチング周波数を纏めて演算できるので、動作領域の切り替えに迅速に対応することが可能である。

また、上記の制御において、制御器は、第１のスイッチング期間内において、第２のコンデンサ電圧を制御するフィードバックデューティ比に、リアクトルの励磁及びリセットに伴う交流電流の増減量が等しくなるような理論デューティ比を加えるようにしてもよい。これにより、動作領域間の切り替えを円滑に行うことができる。

実施の形態３．
図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置１００Ａの基本回路構成を示す図である。実施の形態３における電力変換装置１００Ａは、図１に示す実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成において、リアクトル２よりも交流電源１側にダイオードブリッジ２４が設けられている。この構成により、図１８では、主回路１１０のサブコンバータ３に具備されるスイッチング素子３ａ，３ｄが、それぞれダイオード３ａ’，３ｄ’に置き替えられている。また、図１８では、主回路１１０のメインコンバータ５に具備されるスイッチング素子５ｄが、ダイオード５ｄ’に置き替えられている。なお、その他の構成については、図１に示す構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には、同一の符号を付して、重複する説明は割愛する。

実施の形態３に係る電力変換装置１００Ａの場合、サブコンバータ３には、ダイオードブリッジ２４によって全波整流された電圧波形が印加される。このため、実施の形態３における制御器８の動作は、負の半波の動作がなく、正の半波のみの動作となる。このため、実施の形態１又は実施の形態２における制御器８の機能をそのまま用いることができる。なお、正の半波の動作は、実施の形態１及び実施の形態２と同様であり、ここでの説明は割愛する。

実施の形態３に係る電力変換装置１００Ａによれば、実施の形態１及び実施の形態２と比べて、スイッチング素子数を減らすことができるので、スイッチング損失の低減が可能となる。また、ダイオードの方がスイッチング素子よりも安価に入手できるため、装置の低コスト化が可能となる。

また、実施の形態３に係る電力変換装置１００Ａによれば、制御器８の動作は、正の半波のみの動作となる。このため、実施の形態１及び実施の形態２と比べて、制御器８の機能を簡略化することができる。これにより、装置の低コスト化が可能となる。

実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００のモータ駆動装置への適用例について説明する。図１９は、実施の形態４に係るモータ駆動装置１５０の構成例を示す図である。図１９に示す実施の形態４に係るモータ駆動装置１５０では、図１に示す電力変換装置１００の構成に、インバータ７ａ及びモータ７ｂが追加されている。

インバータ７ａの出力側には、モータ７ｂが接続されている。モータ７ｂは、負荷機器の一例である。インバータ７ａは、平滑コンデンサ６に蓄積された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ７ｂに供給することでモータ７ｂを駆動する。

図１９に示すモータ駆動装置１５０は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。なお、図１９では、実施の形態１に係る電力変換装置１００を適用してモータ駆動装置１５０を構成したが、これに限定されない。実施の形態１に係る電力変換装置１００に代えて、実施の形態２に係る電力変換装置１００、又は実施の形態３に係る電力変換装置１００Ａを用いて構成してもよい。

図２０は、図１９に示すモータ駆動装置１５０を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動装置１５０の出力側にはモータ７ｂが接続されており、モータ７ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ７ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１５０は、交流電源１より電力の供給を受け、モータ７ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ７ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

実施の形態４に係るモータ駆動装置１５０は、実施の形態１から実施の形態３に係る電力変換装置を備えて構成される。これにより、実施の形態４に係るモータ駆動装置を適用した送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１から実施の形態３で説明した効果を得ることができる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、３ サブコンバータ、３ａ～３ｄ，５ｂ，５ｄ スイッチング素子、３ａ’，３ｄ’，５ａ，５ｃ，５ｄ’ ダイオード、４ 直流コンデンサ、５ メインコンバータ、６ 平滑コンデンサ、７ 負荷、７ａ インバータ、７ｂ モータ、８，８Ａ 制御器、８ａ プロセッサ、８ｂ メモリ、９ 動作領域判定器、１０，１７ｃ ＦＦ_Ｄｕｔｙ演算器、１１ 直流コンデンサ電圧制御器、１１ａ 前処理器、１１ｂ サンプルホールド器、１２ 加減算判定器、１２ａ，１６ｈ，１７ｄ 加算器、１３，１８ ゲート信号生成器、１６ キャリア波生成器、１７ 高力率制御器、１７ａ 電流指令演算器、１７ｂ 電流制御器、１８ａ 比較部、１８ａ１ 第１比較器、１８ａ２ 乗算器、１８ａ３ 第２比較器、１８ｂ パルス演算器、２０ スイッチング周波数演算器、２０ａ 第１の時間演算器、２０ｂ，２０ｄ，２０ｇ，２０ｊ 除算器、２０ｃ 第２の時間演算器、２０ｅ 第３の時間演算器、２０ｉ 第４の時間演算器、２１ 周波数変換器、２４ ダイオードブリッジ、３０，３１，３３ 電圧検出器、３２ 電流検出器、１００，１００Ａ 電力変換装置、１１０ 主回路、１５０ モータ駆動装置、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器。

Claims (14)

1. リアクトルと、スイッチング素子を有するメインコンバータと、前記メインコンバータによって変換された直流電圧を保持する第１のコンデンサと、スイッチング素子を有するサブコンバータと、前記リアクトルと前記第１のコンデンサとの間に設けられ、前記サブコンバータによって変換された直流電圧を保持する第２のコンデンサと、前記スイッチング素子の導通を制御する制御器とを備え、前記リアクトル、前記メインコンバータ、前記サブコンバータ、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサは、交流電源と直流負荷との間に設けられ、
   前記交流電源の交流電圧と前記第１のコンデンサの電圧である第１のコンデンサ電圧との間で電力変換を行う電力変換装置において、
   前記サブコンバータは、前記第２のコンデンサに並列に接続される第１レグと、前記第２のコンデンサ及び前記第１レグに並列に接続される第２レグとを有し、
   前記メインコンバータは、前記第１のコンデンサに並列に接続される第３レグと、前記第１のコンデンサ及び前記第３レグに並列に接続される第４レグとを有し、
   前記第１レグの中点は、前記リアクトルを介して前記交流電源の一方に接続され、前記第２レグの中点は、前記第３レグの中点に接続され、前記第４レグの中点は、前記交流電源の他方に接続され、
   前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続極性は動作領域に応じて反転可能に構成され、
   前記制御器は、前記スイッチング素子を前記交流電圧の半周期で１回以上、２０回以下のスイッチング回数でスイッチング制御する
   電力変換装置。
2. 前記制御器は、前記交流電圧の半周期の期間内で前記第２のコンデンサの充電量と放電量とを制御して、前記第２のコンデンサの電圧である第２のコンデンサ電圧を前記第２のコンデンサ電圧の指令値に一致させる制御を行う
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１のコンデンサ電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記第２のコンデンサ電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記交流電圧を検出する第３の電圧検出器と、を備え、
   前記制御器は、前記第１及び第２のコンデンサ電圧の各検出値と、前記交流電圧の検出値との大小関係に応じて、動作領域を判定し、前記第１及び第２のコンデンサ電圧の各検出値、並びに前記交流電圧の検出値に基づいて、前記第２のコンデンサを充電する充電時間及び前記第２のコンデンサを放電させる放電時間を変更しながら前記スイッチング制御を行う
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御器は、前記交流電圧の半周期内で前記第２のコンデンサの充電及び放電を各１回以上行い、且つ、前記充電の回数と前記放電の回数とが前記交流電圧の半周期内で等しくなるように前記スイッチング制御を行う
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記第１のコンデンサ電圧を制御するための第１のデューティ比と、前記第２のコンデンサ電圧を制御するための第２のデューティ比との和であるデューティ比総和量に対し、
   前記制御器は、前記交流電圧の半周期内における前記デューティ比総和量が一定に保たれるように、前記第２のデューティ比を前記第１のデューティ比に加減算する
   請求項２から４の何れか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記第１のコンデンサ電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記第２のコンデンサ電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記交流電圧を検出する第３の電圧検出器と、を備え、
   前記制御器は、前記第１及び第２のコンデンサ電圧の各検出値と、前記交流電圧の検出値との大小関係に応じて、動作領域を判定し、前記第１及び第２のコンデンサ電圧の各検出値、並びに前記交流電圧の検出値に基づいて、前記動作領域ごとに、スイッチング周波数を変更しながら前記スイッチング制御を行う
   請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記制御器は、同一のスイッチング周波数が維持される期間である第１のスイッチング期間において、前記第２のコンデンサの充電及び放電を各１回以上行い、且つ、前記充電の回数と前記放電の回数とが前記第１のスイッチング期間内で等しくなるように前記スイッチング制御を行う
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記第１のコンデンサ電圧を制御するための第１のデューティ比と、前記第２のコンデンサ電圧を制御するための第２のデューティ比との和であるデューティ比総和量に対し、
   前記制御器は、前記第１のスイッチング期間内における前記デューティ比総和量が一定に保たれるように前記第２のデューティ比を前記第１のデューティ比に加減算する
   請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記制御器は、前記動作領域ごとに前記交流電圧と前記第２のコンデンサ電圧が交差する第１の位相、及び前記交流電圧と前記第１のコンデンサ電圧とが交差する第２の位相から基準スイッチング周波数を演算し、予め定めた前記第２のコンデンサの充電回数及び放電回数と、前記基準スイッチング周波数とに基づいて前記スイッチング周波数を演算する
   請求項７又は８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御器は、前記第１のスイッチング期間内において、前記第２のコンデンサ電圧を制御するフィードバックデューティ比に、前記リアクトルの励磁及びリセットに伴う交流電流の増減量が等しくなるような理論デューティ比を加える
    請求項７から９の何れか１項に記載の電力変換装置。
11. 請求項１から１０の何れか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、を備える
    モータ駆動装置。
12. 請求項１１に記載のモータ駆動装置を備える
    送風機。
13. 請求項１１に記載のモータ駆動装置を備える
    圧縮機。
14. 請求項１２に記載の送風機及び請求項１３に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

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