JPWO2019003270A1 - 電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１００）は、交流電源（１）から出力される第一電圧が印加されるリアクタ（２）、第一の上アームスイッチング素子（３１１）と第一の下アームスイッチング素子（３１２）とが直列に接続されてなる第一レグ（３１）及び第一レグ（３１）と並列に接続され、第二の上アームスイッチング素子（３２１）と第二の下アームスイッチング素子（３２２）とが直列に接続されてなる第二レグ（３２）を有し、第一電圧を昇圧する昇圧回路（３）、第一電圧を検出する第一の電圧検出器（５）、昇圧回路（３）の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ（４）並びに平滑コンデンサ（４）で平滑された第二電圧を検出する第二の電圧検出器（７）を備える。第二電圧が、第一電圧よりも大きく、且つ、第一電圧の２倍以下のとき、第一の下アームスイッチング素子（３１２）をオンにする第一駆動パルスの幅よりも、第一の上アームスイッチング素子（３１１）をオンにする第二駆動パルスの幅の方が大きい。

Description

本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置、当該電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置、当該モータ駆動制御装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。

整流回路は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する回路である。下記特許文献１の整流回路は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の寄生ダイオードを用いると共に、ＭＯＳＦＥＴのゲートに動作信号を加えてソースとドレインとの間に電流を流して整流している。

特開昭６０−１６２４８２号公報

しかしながら、特許文献１の整流回路では、交流電源から出力される電源電圧の極性が正のときにＭＯＳＦＥＴを全期間ＯＮさせている。このため、特許文献１の整流回路を電力変換装置に適用すると、電力変換装置に設けられる平滑コンデンサの電圧が電源電圧よりも高くなった場合に、平滑コンデンサから交流電源側に逆流電流が流れてしまうという問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑コンデンサの電圧が電源電圧よりも高くなった場合でも、平滑コンデンサから交流電源側への逆流電流を抑止することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、一端が交流電源に接続され、交流電源から出力される第一電圧が印加されるリアクタ、第一の上アームスイッチング素子と第一の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、第一の上アームスイッチング素子と第一の下アームスイッチング素子との接続点がリアクタの他端に接続される第一レグ、及び、第一レグと並列に接続され、第二の上アームスイッチング素子と第二の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、第二の上アームスイッチング素子と第二の下アームスイッチング素子との接続点が交流電源に接続される第二レグを有し、第一電圧を昇圧する昇圧回路と、交流電源の両端に接続され、第一電圧を検出する第一の電圧検出器、昇圧回路の両端に接続され、昇圧回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、並びに、平滑コンデンサの両端に接続され、平滑コンデンサで平滑された第二電圧を検出する第二の電圧検出器を備える。第二電圧が、第一電圧よりも大きく、且つ、第一電圧の２倍以下のとき、第一の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅よりも、第一の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅の方が大きい。

本発明に係る電力変換装置は、平滑コンデンサの電圧が電源電圧よりも高くなった場合でも、平滑コンデンサから交流電源側への逆流電流を抑止することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 電源電圧が正極性であり且つ同期整流を行わないときの平滑コンデンサに対する充電経路を示す図 電源電圧が負極性であり且つ同期整流を行わないときの平滑コンデンサに対する充電経路を示す図 電源電圧が正極性のときのリアクタを介した交流電源の短絡経路を示す図 電源電圧が負極性のときのリアクタを介した交流電源の短絡経路を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に設けられる制御部の構成例を示す図 図６に示す電源電圧位相演算部の動作例を示す図 電源電圧が正極性であり且つ同期整流を行うときの平滑コンデンサに対する充電経路を示す図 電源電圧が負極性であり且つ同期整流を行うときの平滑コンデンサに対する充電経路を示す図 電源電圧が正極性であり且つ同期整流を行うときのリアクタを介した交流電源の短絡経路を示す図 電源電圧が負極性であり且つ同期整流を行うときのリアクタを介した交流電源の短絡経路を示す図 一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図 ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図 図１に示すリアクタに流れる電流と、第一駆動パルスと、第二駆動パルスとの関係を示す第一のタイミングチャート 図１に示すリアクタに流れる電流と、第一駆動パルスと、第二駆動パルスとの関係を示す第二のタイミングチャート 実施の形態１における逆流電流を説明するための図 実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２の電力変換装置における制御部の構成例を示す図 実施の形態２における逆流電流を説明するための図 実施の形態２において図１４及び図１５に示す期間Ａのときに流れる電流の経路を示す図 実施の形態２において図１４及び図１５に示す期間Ｂのときに流れる電流の経路を示す図 実施の形態１に示した電力変換装置をモータ駆動制御装置に適用した例を示す図 図２２に示したモータ駆動制御装置を空気調和機に適用した例を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５００に供給する交流直流変換機能を有する電力変換装置である。図１に示すように、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、昇圧回路３、平滑コンデンサ４、第一の電圧検出器５、電源電流検出器６、第二の電圧検出器７、及び制御部１０を備える。負荷５００としては、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵される三相モータを例示できる。

昇圧回路３は、リアクタ２と、第一のレグ３１と、第二のレグ３２とを備える。第一のレグ３１と第二のレグ３２とは、並列に接続されている。第一のレグ３１では、第一の上アームスイッチング素子３１１と第一の下アームスイッチング素子３１２とが直列に接続されている。第二のレグ３２では、第二の上アームスイッチング素子３２１と第二の下アームスイッチング素子３２２とが直列に接続されている。

リアクタ２の一端は、交流電源１に接続される。リアクタ２の他端は、第一のレグ３１における第一の上アームスイッチング素子３１１と第一の下アームスイッチング素子３１２との接続点３ａに接続されている。第二の上アームスイッチング素子３２１と第二の下アームスイッチング素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。昇圧回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を成す。昇圧回路３は、交流電源１から出力される電圧を昇圧する。以下、交流電源１から出力される電圧を「電源電圧」と呼ぶ。なお、電源電圧を「第一電圧」と呼ぶ場合がある。

第一の上アームスイッチング素子３１１、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２のそれぞれは、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴと、ＭＯＳＦＥＴに逆並列に接続されるダイオードとを含む。逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインにダイオードのカソードが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースにダイオードのアノードが接続されていることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

図１では、第一の上アームスイッチング素子３１１、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２のそれぞれとしてＭＯＳＦＥＴを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第一端子とソースに相当する第二端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。

また、第一の上アームスイッチング素子３１１、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２の素材としては、シリコン（Ｓｉ）、炭化珪素（ＳｉＣ）、又は窒化ガリウム（ＧａＮ）が例示されるが、どのような素材であってもよく、これらに限定されない。

平滑コンデンサ４の一端は、高電位側の直流母線１２ａに接続されている。直流母線１２ａは、第一のレグ３１における第一の上アームスイッチング素子３１１と、第二のレグ３２における第二の上アームスイッチング素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。平滑コンデンサ４の他端は、低電位側の直流母線１２ｂに接続されている。直流母線１２ｂは、第一のレグ３１における第一の下アームスイッチング素子３１２と、第二のレグ３２における第二の下アームスイッチング素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。昇圧回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を成す。

昇圧回路３の出力電圧は、平滑コンデンサ４の両端に印加される。平滑コンデンサ４は、昇圧回路３の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ４は、直流母線１２ａ，１２ｂに接続されており、平滑コンデンサ４で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。なお、母線電圧を「第二電圧」と呼ぶ場合がある。母線電圧は、負荷５００への印加電圧でもある。

第一の電圧検出器５は、交流電源１の両端に接続される。第一の電圧検出器５は、電源電圧Ｖｓを検出して制御部１０に出力する。電源電圧Ｖｓは、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。

電源電流検出器６は、交流電源１と昇圧回路３との間に配される。電源電流検出器６は、交流電源１と昇圧回路３との間に流れる電源電流Ｉｓを検出して制御部１０に出力する。

第二の電圧検出器７は、平滑コンデンサ４の両端に接続される。第二の電圧検出器７は、母線電圧Ｖｄｃを検出して制御部１０に出力する。

制御部１０は、第一の電圧検出器５、電源電流検出器６、及び第二の電圧検出器７の検出値を基に、昇圧回路３の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスを生成する。制御装置１０により生成される駆動信号により、昇圧回路３の各スイッチング素子はオンまたはオフとなる。第一のレグ３１および第二のレグ３２では、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子のうち一方がオンの場合他方はオフである。

なお、昇圧回路３の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスを識別する際に、第一の下アームスイッチング素子３１２を駆動するための駆動パルスを「第一駆動パルス」と呼び、第一の上アームスイッチング素子３１１を駆動するための駆動パルスを「第二駆動パルス」と呼ぶ場合がある。また、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２を駆動するための駆動パルスを総称して「同期駆動パルス」と呼ぶ場合がある。第一駆動パルスは図示のＸａに対応し、第二駆動パルスは図示のＸｂに対応し、同期駆動パルスは図示のＹａ，Ｙｂに対応する。

次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な回路動作について、図１から図５の図面を参照して説明する。

図２及び図３のそれぞれは、平滑コンデンサ４を充電するときの電流経路、すなわち平滑コンデンサ４に対する充電経路を示す図である。両者の違いは、図２は電源電圧Ｖｓの極性が正すなわち電源電圧Ｖｓが正極性のときであり、図３は電源電圧Ｖｓの極性が負すなわち電源電圧Ｖｓが負極性のときである。また、図４及び図５のそれぞれは、平滑コンデンサ４を充電せずに交流電源１の両端をリアクタ２を介して短絡させるとき、すなわちリアクタ２を介した交流電源１の短絡経路を示す図である。両者の違いは、図４は電源電圧Ｖｓが正極性のときであり、図５は電源電圧Ｖｓが負極性のときである。

なお、図２及び図４に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧Ｖｓの極性が正であると定義し、図３及び図５に示すように、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧Ｖｓの極性が負であると定義する。また、図２から図５の各図において、各スイッチング素子の状態は、以下の通りである。

（図２及び図３）
・第一の上アームスイッチング素子３１１：ＯＦＦ
・第一の下アームスイッチング素子３１２：ＯＦＦ
・第二の上アームスイッチング素子３２１：ＯＦＦ
・第二の下アームスイッチング素子３２２：ＯＦＦ

（図４）
・第一の上アームスイッチング素子３１１：ＯＦＦ
・第一の下アームスイッチング素子３１２：ＯＮ
・第二の上アームスイッチング素子３２１：ＯＦＦ
・第二の下アームスイッチング素子３２２：ＯＦＦ

（図５）
・第一の上アームスイッチング素子３１１：ＯＮ
・第一の下アームスイッチング素子３１２：ＯＦＦ
・第二の上アームスイッチング素子３２１：ＯＦＦ
・第二の下アームスイッチング素子３２２：ＯＦＦ

第一の上アームスイッチング素子３１１、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２をスイッチング動作させない場合、電源電圧の極性に応じて、図２又は図３に示すように、平滑コンデンサ４を充電する電流が流れる。なお、このときの動作モードを「通常モード」と呼ぶ。

一方、電源電圧Ｖｓが正極性のときに、第一の下アームスイッチング素子３１２をＯＮ動作させると、図４に示すように、交流電源１、リアクタ２、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の下アームスイッチング素子３２２、交流電源１という経路で短絡経路を形成することができる。また、電源電圧極性が負のときに、第一の上アームスイッチング素子３１１をＯＮ動作させると、図５に示すように、交流電源１、第二の上アームスイッチング素子３２１、第一の上アームスイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１の経路で短絡経路を形成することができる。なお、短絡経路を形成することを「電源短絡」と呼び、電源短絡の制御を行う動作モードを「電源短絡モード」と呼ぶ。

実施の形態１に係る電力変換装置１００では、制御部１０の制御により、これらの動作モードを切替制御する。動作モードの切替制御により、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃを切り替えることが可能である。

図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に設けられる制御部１０の構成例を示す図である。図６に示すように、制御部１０は、電源電流指令値制御部２０、電源電流指令値演算部２１、オンデューティ制御部２２、電源電圧位相演算部２３、オンデューティ演算部２４、第一の駆動パルス生成部２５、第二の駆動パルス生成部２６、及び同期駆動パルス生成部２７を有する。

制御部１０は、マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった呼び方をされる処理器又は処理装置であってもよい。

電源電流指令値制御部２０は、第二の電圧検出器７により検出された母線電圧Ｖｄｃと、予め設定された母線電圧指令値Ｖｄｃ*との偏差を基に、電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*を演算する。電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*の演算は、母線電圧Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ*との偏差を比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：図６では「ＰＩ」と表記）制御することで実現する。なお、比例積分制御は一例であり、比例積分制御に代えて比例制御又は比例微分積分制御を採用してもよい。

電源電圧位相演算部２３は、第一の電圧検出器５により検出された電源電圧Ｖｓを基に、電源電圧位相推定値θｓを推定する。電源電圧位相演算部２３は、電源電圧位相推定値θｓを基に、電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓを生成する。

電源電流指令値演算部２１は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ*を演算する。電源電流瞬時値指令値Ｉｓ*は、図示のように電源電流指令値制御部２０が出力する電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*と、電源電圧位相演算部２３が出力する電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓとにより求めることができる。

オンデューティ制御部２２は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ*と、電源電流Ｉｓとを基に、オンデューティＤＴａを演算する。オンデューティＤＴａは、第一の下アームスイッチング素子３１２をオンにする第一駆動パルスＸａを生成する際に参照されるデューティの演算値である。

オンデューティＤＴａの演算は、電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ*と電源電流Ｉｓとの偏差を比例積分制御することで行う。なお、オンデューティ制御部２２の制御も、比例積分制御に代えて比例制御又は比例微分積分制御を採用してもよい。

オンデューティ演算部２４は、電源電圧Ｖｓと、母線電圧Ｖｄｃと、オンデューティＤＴａとを基に、オンデューティＤＴｂを演算する。オンデューティＤＴｂは、第一の上アームスイッチング素子３１１をＯＮにする第二駆動パルスＸｂを生成する際に参照されるデューティの演算値である。

第一の駆動パルス生成部２５は、オンデューティＤＴａと、キャリア波である第一の三角波２５ａの振幅とを比較することで、第一駆動パルスＸａを生成する。第二の駆動パルス生成部２６は、オンデューティＤＴｂと、キャリア波である第二の三角波２６ａの振幅とを比較することで、第二駆動パルスＸｂを生成する。なお、第一の駆動パルス生成部２５で用いられる第一の三角波２５ａと、第二の駆動パルス生成部２６で用いられる第二の三角波２６ａとは、位相が１８０°ずれている。

同期駆動パルス生成部２７は、電源電圧Ｖｓと、キャリア波である第三の三角波２７ａの振幅とを比較することで、同期駆動パルスＹａを生成し、キャリア波である第四の三角波２７ｂの振幅とを比較することで、同期駆動パルスＹｂを生成する。同期駆動パルスＹａを生成するために用いられる第三の三角波２７ａと、同期駆動パルスＹｂを生成するために用いられる第四の三角波２７ｂとは、位相が１８０°ずれている。

図７は、図６に示す電源電圧位相演算部２３の動作例を示す図である。図７では、上段側から順に、電源電圧Ｖｓ、電源電圧位相推定値θｓ及び電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓの波形を示している。但し、図７では、制御による遅延又は検出処理による遅延を考慮しない理想的な条件下での波形を示している。

図７に示すように、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切り替わる点において、電源電圧位相推定値θｓは３６０°となる。電源電圧位相演算部２３は、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切り替わる点を検出し、この切り替わり点で電源電圧位相推定値θｓをリセット、すなわち零に戻す。なお、マイコンの割込み機能を用いる場合には、電源電圧Ｖｓのゼロクロスを検出する回路を、図６に追加する場合がある。何れの場合も、電源電圧Ｖｓの位相が検出可能であれば、どのような手法を用いてもよい。

次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００における同期整流動作について、図８から図１１の図面を参照して説明する。図８及び図９は、同期整流を行うときの平滑コンデンサ４に対する充電経路を示す図である。両者の違いは、図８は電源電圧が正極性のときであり、図９は電源電圧が負極性のときである。また、図１０及び図１１は、同期整流を行うときのリアクタ２を介した交流電源１の短絡経路を示す図である。両者の違いは、図１０は電源電圧Ｖｓが正極性のときであり、図１１は電源電圧Ｖｓが負極性のときである。

図２及び図３では、同期整流を行わないときの平滑コンデンサ４に対する充電経路を示した。平滑コンデンサ４を充電するとき、図２では、第一の上アームスイッチング素子３１１と第二の下アームスイッチング素子３２２とをＯＮに制御せずにＯＦＦのままとしているので、ダイオードを通じて充電電流が流れている。これに対して、図８では、平滑コンデンサ４を充電するとき、第一の上アームスイッチング素子３１１と第二の下アームスイッチング素子３２２とをＯＮに制御しているので、各スイッチング素子のチャネルを通して電流が流れる。

同様に、図３では、第一の下アームスイッチング素子３１２と第二の上アームスイッチング素子３２１とをＯＮに制御せずにＯＦＦのままとしているので、ダイオードを通じて充電電流が流れている。これに対して、図９では、平滑コンデンサ４を充電するとき、第一の下アームスイッチング素子３１２と第二の上アームスイッチング素子３２１とをＯＮに制御しているので、各スイッチング素子のチャネルを通して電流が流れる。このように、整流作用のあるダイオードに電流が流れるときに、逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮにする制御は、「同期整流」と呼ばれる。

また、図４及び図５では、同期整流を行わないときのリアクタ２を介した交流電源１の短絡経路を示した。リアクタ２を介して電源電圧Ｖｓを短絡させるとき、図４では、第二の下アームスイッチング素子３２２をＯＮに制御せずにＯＦＦのままとしているので、ダイオードを通じて短絡電流が流れている。これに対して、図１０では、リアクタ２を介して電源電圧Ｖｓを短絡させるとき、第二の下アームスイッチング素子３２２をＯＮに制御しているので、第二の下アームスイッチング素子３２２のチャネルを通して電流が流れる。

同様に、図５では、第二の上アームスイッチング素子３２１をＯＮに制御せずにＯＦＦのままとしているので、ダイオードを通じて短絡電流が流れている。これに対して、図１１では、リアクタ２を介して電源電圧Ｖｓを短絡させるとき、第二の上アームスイッチング素子３２１をＯＮに制御しているので、第二の上アームスイッチング素子３２１のチャネルを通して電流が流れる。このように、リアクタ２を介して電源電圧Ｖｓを短絡させるときも同期整流を行うことができる。

次に、同期整流による効果について説明する。図１２は、一般的なスイッチング素子における電流−損失特性を模式的に示す図である。図１２には、寄生ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。図１２において、寄生ダイオードの損失特性における損失値と、スイッチング素子の損失特性における損失値とが一致するときの電流値を第一電流値とする。第一電流値よりも電流値が小さい領域を「低電流領域Ａ」と呼び、第一電流値よりも電流値が大きい領域を「高電流領域Ｂ」と呼ぶ。低電流領域Ａでは、スイッチング素子の損失特性の方が小さい。逆に、高電流領域Ｂでは、寄生ダイオードの損失特性の方が小さい。第一電流値は、演算器の内部に保持されるか、もしくは演算器が読み取り可能なメモリに保持される。

上述の通り、一般的なスイッチング素子の寄生ダイオードは、図１２に示すように、低電流領域Ａでは損失が多く、スイッチング素子ＯＮ時の損失の方が小さいことが知られている。なお、図１２の特性は、寄生ダイオードをダイオードに置き換えた場合でも成り立つ。

スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、スイッチング特性を利用した同期整流技術を用いる場合がある。ここで言うスイッチング特性とは、ＭＯＳＦＥＴのゲートにオン指令を与えたとき、ドレインからソースに向かう方向、及びソースからドレインに向かう方向の何れに対しても、オン状態となる特性、すなわちスイッチング素子の双方向に電流を流すことができる特性である。この特性は、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴといったスイッチング素子では一方向しか電流を導通させることができない点と異なる特性である。この特性を利用する場合、図１２に示す低電流領域Ａでは、ダイオード又は寄生ダイオードを使わず、スイッチング素子に電流を導通させることで、ダイオード又は寄生ダイオードを用いるより高効率化を図ることができる。

図１３は、ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図１３では、ｎ型ＭＯＳＦＥＴを例示している。

ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図１３に示すように、ｐ型の半導体基板が用いられる。ｐ型の半導体基板には、ソース電極（Ｓ）、ドレイン電極（Ｄ）及びゲート電極（Ｇ）が形成される。ソース電極（Ｓ）及びドレイン電極（Ｄ）と接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域が形成される。また、ｐ型の半導体基板において、ｎ型の領域が形成されない部位とゲート電極（Ｇ）との間には、酸化絶縁膜が形成される。すなわち、ゲート電極（Ｇ）と、半導体基板におけるｐ型の領域との間には、酸化絶縁膜が介在している。

ゲート電極（Ｇ）に正電圧が印加されると、半導体基板におけるｐ型の領域と酸化絶縁膜との間の境界面に電子が引き寄せられ、負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホールよりも多くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネルと呼ばれる。図１３の例は、ｎ型チャネルが形成される場合の例である。ｐ型ＭＯＳＦＥＴの場合には、ｐ型チャネルが形成される。

同期整流を行う場合、ＭＯＳＦＥＴをオンに制御するので、通流する電流は、ダイオード側又は寄生ダイオード側よりもチャネル側の方に多く流れるようになる。

次に、具体的な同期整流の動作について説明する。まず、電源電圧Ｖｓが正極性の場合について説明する。

図２のように、第一の上アームスイッチング素子３１１及び第二の下アームスイッチング素子３２２がＯＦＦ状態の場合、充電電流は、第一の上アームスイッチング素子３１１及び第二の下アームスイッチング素子３２２における各ダイオードを流れることになる。一方、図８のように、第一の上アームスイッチング素子３１１及び第二の下アームスイッチング素子３２２をＯＮに制御した場合、充電電流は、第一の上アームスイッチング素子３１１及び第二の下アームスイッチング素子３２２における各チャネルを流れることになる。初期充電を除き、充電電流はあまり大きくならない。このため、第一の上アームスイッチング素子３１１及び第二の下アームスイッチング素子３２２をＯＮに制御して各チャネルに電流を流す図８の方が、寄生ダイオード又はダイオードに電流を流す図２よりも低損失となる。

上記、図２及び図８は、通常モード時の動作であるが、電源短絡モードにおいても同期整流を適用することができる。電源短絡モードにおいて、短絡経路にはリアクタ２があるため、短絡経路に流れる短絡電流の大きさは、リアクタ２によって抑えられる。このため、図４において、第二の下アームスイッチング素子３２２の寄生ダイオード又はダイオードに電流を流すよりも、第二の下アームスイッチング素子３２２をＯＮに制御してチャネル側に電流を流す方が低損失となる。

電源電圧Ｖｓが負極性の場合についても同様に説明する。図３のように、第一の下アームスイッチング素子３１２及び第二の上アームスイッチング素子３２１がＯＦＦ状態の場合、充電電流は、第一の下アームスイッチング素子３１２及び第二の上アームスイッチング素子３２１における各ダイオードを流れることになる。一方、図９のように、第一の下アームスイッチング素子３１２及び第二の上アームスイッチング素子３２１をＯＮに制御した場合、充電電流は、第一の下アームスイッチング素子３１２及び第二の上アームスイッチング素子３２１における各チャネルを流れることになる。初期充電を除き、充電電流はあまり大きくならない。このため、第一の下アームスイッチング素子３１２及び第二の上アームスイッチング素子３２１をＯＮに制御して各チャネルに電流を流す図９の方が、寄生ダイオード又はダイオードに電流を流す図３よりも低損失となる。

上記、図３及び図９は、通常モード時の動作であるが、電源短絡モードにおいても同期整流を適用することができる。電源短絡モードにおいて、短絡経路にはリアクタ２があるため、短絡経路に流れる短絡電流の大きさは、リアクタ２によって抑えられる。このため、図５において、第二の上アームスイッチング素子３２１の寄生ダイオード又はダイオードに電流を流すよりも、第二の上アームスイッチング素子３２１をＯＮに制御してチャネル側に電流を流す方が低損失となる。

以上に説明した同期整流の適用により、電力変換装置１００を低損失で駆動することが可能となる。同期整流は、制御部１０の機能により実現することができる。

なお、図１２に示すように、高電流領域Ｂの場合、スイッチング素子のオン時の損失特性に対して、寄生ダイオード又はダイオードの損失の方が小さくなる。従って、高電流領域Ｂの場合、第二のレグ３２のスイッチング動作を停止した方が低損失になる。このため、第二のレグ３２の第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２に流れる電流の大きさに応じてスイッチング制御の制御方式を切り替えることが好ましい実施態様となる。なお、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２に流れる電流値は、電源電流検出器６の検出値を使用すれば、制御部１０の演算器によって算出可能である。

次に、リアクタ２に流れる電流の変化について、図１４から図１６の図面を参照して説明する。図１４は、図１に示すリアクタ２に流れる電流と、第一駆動パルスＸａと、第二駆動パルスＸｂとの関係を示す第一のタイミングチャートである。図１５は、図１に示すリアクタ２に流れる電流と、第一駆動パルスＸａと、第二駆動パルスＸｂとの関係を示す第二のタイミングチャートである。図１４及び図１５のそれぞれには、上段側から順に、リアクタ２に流れる電流、第一駆動パルスＸａ及び第二駆動パルスＸｂが示されている。図１６は、実施の形態１における逆流電流を説明するための図である。この逆流電流は、第一の上アームスイッチング素子３１１のオン時間が長いときに生起する可能性がある。

図１４及び図１５において、Ｉｐｅａｋは、リアクタ２に流れる電流のピーク値を表している。期間Ａは、リアクタ２に電流が流れ出した時点から、リアクタ２に流れる電流がピーク値Ｉｐｅａｋに達するまでの時間に等しい。期間Ｂは、リアクタ２に流れる電流がピーク値Ｉｐｅａｋに達した時点からリアクタ２に流れる電流が０［Ａ］になるまでの時間に等しい。

Ｔｄは、第一の上アームスイッチング素子３１１と第一の下アームスイッチング素子３１２とが同時にオンすることによる短絡が発生しないように設定されるデッドタイムを表している。Ｔｘａは、第一駆動パルスＸａのオン時間を表している。Ｔｘｂは、第二駆動パルスＸｂのオン時間にデッドタイムＴｄを加えた時間を表している。すなわち、Ｔｘａは、第一の下アームスイッチング素子３１２をＯＮにする第一駆動パルスＸａの時間幅である。また、Ｔｘｂの時間に比べて、Ｔｄの時間は小さい。このため、Ｔｘｂを、第一の上アームスイッチング素子３１１をＯＮにする第二駆動パルスＸｂの時間幅と見なしてよい。

図１５に示すオン時間Ｔｘｂは、図１４に示すオン時間Ｔｘｂより長く、且つ、期間Ｂよりも長くなっている。

期間Ａでは、オン時間Ｔｘａの間、第一駆動パルスＸａにより、第一の下アームスイッチング素子３１２がＯＮする。これにより、リアクタ２及び第一の下アームスイッチング素子３１２には、ｄｉ／ｄｔ（Ａ）の傾きで電流が流れる。

期間Ｂでは、オン時間Ｔｘｂの間、第二駆動パルスＸｂにより、第一の上アームスイッチング素子３１１がＯＮする。これにより、リアクタ２及び第一の上アームスイッチング素子３１１には、ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）の傾きで電流が流れる。このとき、第一の上アームスイッチング素子３１１はＯＮに駆動されているか否かに関わらず、リアクタ２及び第一の上アームスイッチング素子３１１には電流が流れる。但し、前述の通り、第一の上アームスイッチング素子３１１をＯＮに駆動した方が、第一の上アームスイッチング素子３１１での導通損失を低減することができる。

ここで、第一の上アームスイッチング素子３１１のオン時間Ｔｘｂの時間が長すぎると、図１５に示すように、リアクタ２に流れる電流が０［Ａ］の状態で、第二の下アームスイッチング素子３２２がＯＮすると、リアクタ２には、破線Ｋ１で示す逆流電流が流れる。

図１６において、リアクタ２に流れる電流が０［Ａ］の状態で、第一の上アームスイッチング素子３１１及び第二の下アームスイッチング素子３２２の双方がＯＮしていると、平滑コンデンサ４の放電により、平滑コンデンサ４の正側端子、第一の上アームスイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１、第二の下アームスイッチング素子３２２、及び平滑コンデンサ４の負側端子の経路で、破線で示す電流が流れる。この電流が逆流電流である。このとき、母線電圧Ｖｄｃと、電源電圧Ｖｓとの間には、Ｖｄｃ＞Ｖｓの関係がある。逆流電流が流れると、電流経路にあるスイッチング素子及びリアクタにおける導通損失が増加する。加えて、交流電源１から出力される電流を正弦波状に制御できないという問題が発生する。

従って、第二駆動パルスＸｂは、リアクタ２に流れる電流が０［Ａ］に至る手前で、ＨｉｇｈからＬｏｗに変化させる必要がある。すなわち、リアクタ２に流れる電流が０［Ａ］に至る手前で、第一の上アームスイッチング素子３１１をＯＦＦにする必要がある。そこで、下記に示すような第二駆動パルスＸｂが生成される。なお、上記の問題を回避するに際し、第一の上アームスイッチング素子３１１をＯＦＦにする必要があるタイミングで、第二の下アームスイッチング素子３２２をＯＦＦにすることでもよい。

図８には、図１４及び図１５に示す期間Ａのときに流れる電流の経路が示されている。図１０には、図１４及び図１５に示す期間Ｂのときに流れる電流の経路が示されている。

図８及び図１０に示されるｉは、破線で示す経路に流れる電流を表す。図１０に示されるｄｉ／ｄｔ（Ａ）は、図１０において、破線で示す経路に流れる電流ｉの傾きを表す。図８に示されるｄｉ／ｄｔ（Ｂ）は、図８において、破線で示す経路に流れる電流ｉの傾きを表す。図８及び図１０に示されるＬは、リアクタ２のインダクタンスを表す。図８及び図１０に示されるＲは、リアクタ２の抵抗を表す。図８及び図１０に示されるＲｏｎは、各スイッチング素子のオン抵抗を表す。

図１０に示す電流ｉが流れた場合、図１４に示される電流のピーク値Ｉｐｅａｋは、オン時間Ｔｘａを用いて、以下の（１）式で演算される。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘａ×ｄｉ／ｄｔ（Ａ）…（１）

図１０の回路より、電源電圧Ｖｓは以下の（２）式で演算される。

Ｖｓ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ（Ａ）＋Ｒ×ｉ＋２×Ｒｏｎ×ｉ…（２）

上記（２）式を変形することにより、電流の傾きｄｉ／ｄｔ（Ａ）は、以下の（３）式で演算される。

ｄｉ／ｄｔ（Ａ）＝（Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ…（３）

図１０に示す回路に流れる電流ｉのピーク値Ｉｐｅａｋは、上記（１）式に上記（３）式を代入することにより、以下の（４）式で演算される。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ｝…（４）

一方、図８に示す回路に電流ｉが流れた場合、図１４に示される電流のピーク値Ｉｐｅａｋは、オン時間Ｔｘｂを用いて、以下の（５）式で演算される。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘｂ×ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）…（５）

図８の回路より、母線電圧Ｖｄｃと電源電圧Ｖｓとの差分電圧は、以下の（６）式で演算される。

Ｖｄｃ−Ｖｓ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）＋Ｒ×ｉ＋２×Ｒｏｎ×ｉ…（６）

上記（６）式を変形することにより、電流の傾きｄｉ／ｄｔ（Ｂ）は、以下の（７）式で演算される。

ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）＝（Ｖｄｃ−Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ…（７）

図８に示す回路に流れる電流ｉのピーク値Ｉｐｅａｋは、上記（５）式に上記（７）式を代入することにより、以下の（８）式で演算される。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘｂ×｛（Ｖｄｃ−Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ｝…（８）

上記（４）式及び上記（８）式より、オン時間Ｔｘａとオン時間Ｔｘｂとの関係は、以下の（９）式で演算される。但し、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖｓは、Ｖｄｃ＞Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉの関係を有する。

Ｔｘｂ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／（Ｖｄｃ−Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）｝…（９）

すなわち、第一の上アームスイッチング素子３１１のオン時間が、第一の下アームスイッチング素子３１２のオン時間×｛（Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／（Ｖｄｃ−Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）｝以下になるようにすれば、図１５の破線Ｋ１及び図１６に示す逆流電流を抑止することができる。

但し、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖｓが、Ｖｄｃ≦Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉの関係を有する場合、第二駆動パルスＸｂが推定できない。このため、このときは、上記（９）式による同期整流は行われない。

なお、演算処理が複雑になることを避けるため、上記（９）式を適用せず、影響の小さい部分が省略された、以下の（１０）式を用いて、演算処理を行ってもよい。但し、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖｓは、Ｖｄｃ＞Ｖｓの関係を有する。

Ｔｘｂ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ／（Ｖｄｃ−Ｖｓ）｝…（１０）

上記（１０）式では、上記（９）式から影響の小さい部分が省略されている。

上記（１０）式より、電源電圧Ｖｓと母線電圧ＶｄｃがＶｓ＜Ｖｄｃ≦２Ｖｓの関係を満たすとき、第一駆動パルスＸａのオン時間Ｔｘａのオン幅よりも、第二駆動パルスＸｂのオン時間Ｔｘｂのオン幅が大きくなる特徴を有する。

また、Ｖｄｃ≦Ｖｓとなる領域において、交流電源１から出力される電流を正弦波状に制御できず、平滑コンデンサ４の両端電圧を特定の値に制御できない。そのためＶｄｃ≦Ｖｓとなる領域において、上記（１０）式による同期整流は行わない。

第一の上アームスイッチング素子３１１及び第一の下アームスイッチング素子３１２の双方が同時にオンすると、アーム短絡、すなわち平滑コンデンサ４からパルス電流が発生してしまう。このため、デッドタイムＴｄが設けられる。デッドタイムＴｄの期間は、第一の上アームスイッチング素子３１１と第一の下アームスイッチング素子３１２とが同時にオンしない期間である。従って、デッドタイムＴｄの期間中では、第一の上アームスイッチング素子３１１の寄生ダイオード又は逆並列に接続されるダイオードのみに電流が流れる。

なお、図１に示す実施の形態１の構成では、交流電源１と第一のレグ３１との間にリアクタ２を一つ接続しているが、交流電源１と第二のレグ３２との間にもリアクタ２を挿入する構成としてもよい。本構成の場合、リアクタ一つあたりの容量を小さくすることが可能である。

また、実施の形態１では、電源電圧Ｖｓを検出したが、電源電圧Ｖｓのゼロクロス情報のみ検出することでもよい。

実施の形態１において、昇圧回路３を構成する複数のスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを例示した。ＭＯＳＦＥＴは、シリコン系材料により形成されるのが一般的である。一方、実施の形態１において、昇圧回路３を構成する複数のＭＯＳＦＥＴのうちの少なくとも一つは、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドといった、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いた場合、より一層低損失のため効率が向上する。また、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いた場合、耐電圧性が高いため許容電流密度も高まり、電力変換装置を小型化できる。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、母線電圧Ｖｄｃが、電源電圧Ｖｓよりも大きく、且つ、電源電圧Ｖｓの２倍以下のとき、第一の下アームスイッチング素子をＯＮにする第一駆動パルスの幅よりも、第一の上アームスイッチング素子をＯＮにする第二駆動パルスの幅の方が大きくなるように制御する。これにより、同期整流を行うときに、母線電圧Ｖｄｃが電源電圧Ｖｓよりも高くなった場合でも、平滑コンデンサから交流電源側への逆流電流を抑止することが可能となる。

実施の形態２．
図１７は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成例を示す図である。実施の形態２に係る電力変換装置１００−１は、単相の交流電源１と負荷５００との間に接続されるインターリーブ型の電力変換装置である。図１に示すように、実施の形態２に係る電力変換装置１００−１は、整流部３００、昇圧回路３０、平滑コンデンサ４、第一の電圧検出器５、第二の電圧検出器７、母線電流検出器９、及び制御部４０を備える。負荷５００としては、送風機、圧縮機又は空気調和機に内蔵される三相モータを例示できる。

整流部３００としては、４つのダイオードを組み合わせて構成される全波整流回路を例示できる。整流部３００は、ダイオード以外にも、ＭＯＳＦＥＴを組み合わせて構成したものでもよい。

第一の電圧検出器５は、交流電源１から出力される一方の相の電圧値である電源電圧Ｖｓ１と、他方の相の電圧値である電源電圧Ｖｓ２とを検出する。検出した電源電圧Ｖｓ１及びＶｓ２は、制御部４０に出力される。母線電流検出器９は、整流部３００から負荷５００へ流れる母線電流、又は負荷５００から整流部３００に流れる母線電流の値である母線電流Ｉｄｃを検出する。検出した母線電流Ｉｄｃは、制御部４０に出力する。母線電流Ｉｄｃは、母線電流の値に対応する電圧を表す。

第二の電圧検出器７は、平滑コンデンサ４の両端に印加される電圧の値である母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出した母線電圧Ｖｄｃは、制御部４０に出力される。第二の電圧検出器７は、分圧抵抗４７１，４７２で構成される直列回路を有する。当該直列回路の一端は、正側直流母線Ｐに接続される。当該直列回路の他端は、負側直流母線Ｎに接続される。分圧抵抗４７１及び分圧抵抗４７２は、平滑コンデンサ４の充電電圧を分圧し、制御部４０で検出可能な電圧範囲に制限する。

次に、昇圧回路３０の構成を具体的に説明する。昇圧回路３０は、一端が整流部３００の正側出力端子に接続されたリアクタ２と、リアクタ２の他端に接続されるブリッジ回路４００とを備える。リアクタ２は、並列に接続された３つの第一のリアクタ２０１、第二のリアクタ２０２及び第三のリアクタ２０３を備える。

ブリッジ回路４００は、整流部３００で整流された電圧の脈動を低減して平滑コンデンサ４に印加する機能を有する。

ブリッジ回路４００は、第一の直列回路４０１と、第二の直列回路４０２と、第三の直列回路４０３とが並列に接続された回路である。第一の直列回路４０１は、直列に接続された第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ及び第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂを備える。第二の直列回路４０２は、直列に接続された第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ及び第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂを備える。第三の直列回路４０３は、直列に接続された第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂを備える。

第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂのそれぞれのドレインは、ブリッジ回路４００の正側出力端子４４２ａに接続される。正側出力端子４４２ａは、正側直流母線Ｐに接続される。

第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａのソースは、ブリッジ回路４００の負側出力端子４４２ｂ１に接続される。第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａのソースは、ブリッジ回路４００の負側出力端子４４２ｂ２に接続される。第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａのソースは、ブリッジ回路４００の負側出力端子４４２ｂ３に接続される。負側出力端子４４２ｂ１、負側出力端子４４２ｂ２及び負側出力端子４４２ｂ３は、負側直流母線Ｎに接続される。

第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂのソースは、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａのドレインに接続される。第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂのソースは、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａのドレインに接続される。第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂのソースは、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａのドレインに接続される。

第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ及び第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂの接続点は、ブリッジ回路４００の第一の入力端子４４１ａに接続される。第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ及び第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂの接続点は、ブリッジ回路４００の第二の入力端子４４１ｂに接続される。第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂの接続点は、ブリッジ回路４００の第三の入力端子４４１ｃに接続される。

第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂは、上アームスイッチング素子群を構成する。第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂは、正側出力端子４４２ａを介して正側直流母線Ｐに接続される。

第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ及び第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａは、下アームスイッチング素子群を構成する。第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａは、負側出力端子４４２ｂ１を介して負側直流母線Ｎに接続される。第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａは、負側出力端子４４２ｂ２を介して負側直流母線Ｎに接続される。第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａは、負側出力端子４４２ｂ３を介して負側直流母線Ｎに接続される。

第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａには、ダイオードＤ１が逆並列に接続される。ダイオードＤ１は、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａに形成される寄生ダイオードであってもよい。第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂには、ダイオードＤ２が逆並列に接続される。ダイオードＤ２は、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂに形成される寄生ダイオードであってもよい。第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａにはダイオードＤ３が逆並列に接続される。ダイオードＤ３は第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａに形成される寄生ダイオードであってもよい。第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂには、ダイオードＤ４が逆並列に接続される。ダイオードＤ４は第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂに形成される寄生ダイオードであってもよい。第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａには、ダイオードＤ５が逆並列に接続される。ダイオードＤ５は第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａに形成される寄生ダイオードであってもよい。第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂには、ダイオードＤ６が逆並列に接続される。ダイオードＤ６は第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂに形成される寄生ダイオードであってもよい。

ブリッジ回路４００の正側出力端子４４２ａは、平滑コンデンサ４の正側端子と第二の電圧検出器７の一端とに接続される。ブリッジ回路４００の負側出力端子４４２ｂ１、負側出力端子４４２ｂ２及び負側出力端子４４２ｂ３は、整流部３００の負側出力端子と、平滑コンデンサ４の負側端子と、第二の電圧検出器７の他端とに接続される。

第一のリアクタ２０１、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ及び第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂは、第一のチョッパ回路４３１を構成する。第二のリアクタ２０２、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ及び第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂは、第二のチョッパ回路４３２を構成する。第三のリアクタ２０３、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂは、第三のチョッパ回路４３３を構成する。

第一のリアクタ２０１は、第一の入力端子４４１ａを介して、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ及び第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂの接続点に接続される。第二のリアクタ２０２は、第二の入力端子４４１ｂを介して、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ及び第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂの接続点に接続される。第三のリアクタ２０３は、第三の入力端子４４１ｃを介して、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂの接続点に接続される。

なお、実施の形態１に倣って、直列に接続される第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ及び第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂの組を「第一レグ」と称し、直列に接続される第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ及び第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂの組を「第二レグ」と称し、直列に接続される第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂの組を「第三レグ」と称する場合がある。

また、実施の形態１に倣って、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａを「第一の下アームスイッチング素子」と称し、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂを「第一の上アームスイッチング素子」と称し、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａを「第二の下アームスイッチング素子」と称し、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂを「第二の上アームスイッチング素子」と称し、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａを「第三の下アームスイッチング素子」と称し、第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂを「第三の上アームスイッチング素子」と称する場合がある。

また、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａ、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂ、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂを、単に「第一から第六のＭＯＳＦＥＴ」と称する場合がある。第一から第六のＭＯＳＦＥＴは、それぞれがディスクリートの半導体パッケージで構成されたものでもよいが、電力変換装置１００−１では、第一から第六のＭＯＳＦＥＴが一つのモジュールに実装され、３相モータを制御するための６ｉｎ１のブリッジ回路４００が用いられる。

制御部４０は、マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサは、ＣＰＵ、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰといった呼び方をされる処理器又は処理装置であってもよい。

制御部４０は、第一の電圧検出器５で検出された電源電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２と、母線電流検出器９で検出された母線電流Ｉｄｃと、第二の電圧検出器７で検出された母線電圧Ｖｄｃとを基に、第一駆動パルスＸａ、第一駆動パルスＹａ、第一駆動パルスＺａ、第二駆動パルスＸｂ、第二駆動パルスＹｂ及び第二駆動パルスＺｂを生成する。

第一駆動パルスＸａは、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａを駆動するための駆動パルスである。第一駆動パルスＹａは、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａを駆動するための駆動パルスである。第一駆動パルスＺａは、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａを駆動するための駆動パルスである。第二駆動パルスＸｂは、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂを駆動するための駆動パルスである。第二駆動パルスＹｂは、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂを駆動するための駆動パルスである。第二駆動パルスＺｂは、第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂを駆動するための駆動パルスである。

図１８は、実施の形態２の電力変換装置１００−１における制御部４０の構成例を示す図である。図１８に示すように、制御部４０は、オンデューティ演算部４５１、比較部４５２、電源電圧位相演算部４５３、母線電流指令値制御部４５５、母線電流指令値演算部４５６、オンデューティ制御部４５８、第一の駆動パルス生成部４５９及び第二の駆動パルス生成部４６０を備える。

比較部４５２は、第一の電圧検出器５で検出された電源電圧Ｖｓ１と電源電圧Ｖｓ２とを比較し、電源電圧のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点を示すゼロクロス信号Ｖｚｃを出力する。

電源電圧位相演算部４５３は、ゼロクロス信号Ｖｚｃに基づき、半周期毎の電源位相θを演算する。

母線電流指令値制御部４５５は、第二の電圧検出器７の出力信号である母線電圧Ｖｄｃと、予め設定される母線電圧指令値Ｖｄｃ＊との偏差を無くすように比例積分制御を行う。なお、比例積分制御に代えて比例制御又は比例微分積分制御を行ってもよい。

母線電流指令値演算部４５６は、電源電圧位相演算部４５３で演算された電源位相θと母線電流指令値制御部４５５の制御結果とを基に、母線電流指令値Ｉｄｃ＊を演算する。母線電流指令値Ｉｄｃ＊は、比例積分制御結果を振幅とし、電源位相θを位相とした半波整流の電流指令値である。

オンデューティ制御部４５８は、母線電流指令値Ｉｄｃ＊と、母線電流Ｉｄｃとを基に、オンデューティＤＴａを演算する。オンデューティＤＴａは、第一駆動パルスＸａ，Ｙａ，Ｚａを生成する際に参照されるデューティの演算値である。

オンデューティＤＴａの演算は、母線電流指令値Ｉｄｃ＊と、母線電流Ｉｄｃとの偏差を比例積分制御することで行う。なお、オンデューティ制御部４５８の制御も、比例積分制御に代えて比例制御又は比例微分積分制御を採用してもよい。

オンデューティ演算部４５１は、電源電圧Ｖｓと、母線電圧Ｖｄｃと、オンデューティＤＴａとを基に、オンデューティＤＴｂを演算する。オンデューティＤＴｂは、第二駆動パルスＸｂを生成する際に参照されるデューティの演算値である。電源電圧Ｖｓは、第一の電圧検出器５で検出された電源電圧Ｖｓ１と、第一の電圧検出器５で検出された電源電圧Ｖｓ２との偏差で求めることができる。電源電圧Ｖｓは、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。

第一の駆動パルス生成部４５９は、オンデューティＤＴａと、キャリア波である第一の三角波４５９ａの振幅とを比較することで、第一駆動パルスＸａを生成する。また、第一の駆動パルス生成部４５９は、オンデューティＤＴａと、キャリア波である第二の三角波４５９ｂの振幅とを比較することで、第一駆動パルスＹａを生成する。さらに、第一の駆動パルス生成部４５９は、オンデューティＤＴａと、キャリア波である第三の三角波４５９ｃの振幅とを比較することで、第一駆動パルスＺａを生成する。なお、第一の駆動パルス生成部４５９で用いられる第一の三角波４５９ａと、第二の三角波４５９ｂと、第三の三角波４５９ｃとは、位相が１２０°ずつ、ずれている。

第二の駆動パルス生成部４６０は、オンデューティＤＴｂと、キャリア波である第四の三角波４６０ａの振幅とを比較することで、第二駆動パルスＸｂを生成する。また、第二の駆動パルス生成部４６０は、オンデューティＤＴｂと、キャリア波である第五の三角波４６０ｂの振幅とを比較することで、第二駆動パルスＹｂを生成する。さらに、第二の駆動パルス生成部４６０は、オンデューティＤＴｂと、キャリア波である第六の三角波４６０ｃの振幅とを比較することで、第二駆動パルスＺｂを生成する。なお、第二の駆動パルス生成部４６０で用いられる第四の三角波４６０ａと、第五の三角波４６０ｂと、第六の三角波４６０ｃとは、位相が１２０°ずつ、ずれている。

実施の形態２に係る電力変換装置１００−１においても、実施の形態１で説明したと同様に、同期整流を行うことで、低損失化を図ることができる。

但し、実施の形態２に係る電力変換装置１００−１においても、実施の形態１と同様な逆流電流の問題がある。図１９は、実施の形態２における逆流電流を説明するための図である。この逆流電流は、第一の上アームスイッチング素子３１１のオン時間が長いときに生起する可能性がある。

実施の形態２において、第一のリアクタ２０１に流れる電流の変化は、図１４及び図１５のタイミングチャートと同様な変化となる。以下、図１４、図１５及び図１９の図面を参照して、第一のリアクタ２０１に流れる電流の変化について説明する。

Ｉｐｅａｋは、第一のリアクタ２０１に流れる電流のピーク値を表している。期間Ａは、第一のリアクタ２０１に電流が流れ出した時点から、第一のリアクタ２０１に流れる電流がピーク値Ｉｐｅａｋに達するまでの時間に等しい。期間Ｂは、第一のリアクタ２０１に流れる電流がピーク値Ｉｐｅａｋに達した時点から第一のリアクタ２０１に流れる電流が０［Ａ］になるまでの時間に等しい。Ｔｄは、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａと第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂとが短絡しないように設けられるデッドタイムを表している。Ｔｘａは、第一駆動パルスＸａのオン時間を表している。Ｔｘｂは、第二駆動パルスＸｂのオン時間にデッドタイムＴｄを加えた時間に等しい。

期間Ａでは、オン時間Ｔｘａの間、第一駆動パルスＸａにより、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａがＯＮする。これにより、第一のリアクタ２０１及び第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａには、ｄｉ／ｄｔ（Ａ）の傾きで電流が流れる。

期間Ｂでは、オン時間Ｔｘｂの間、第二駆動パルスＸｂにより、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂがＯＮする。これにより、第一のリアクタ２０１及び第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａには、ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）の傾きで電流が流れる。このとき、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂはＯＮに駆動されているか否かに関わらず、第一のリアクタ２０１及び第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂに電流は流れる。但し、前述の通り、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂをＯＮに駆動した方が、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂでの導通損失を低減することができる。

ここで、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂのオン時間Ｔｘｂの時間が長すぎると、図１５に示すように、第一のリアクタ２０１に流れる電流が０［Ａ］の状態で、他の相のＭＯＳＦＥＴがＯＮすると、第一のリアクタ２０１には、破線Ｋ１で示す逆流電流が流れる。

図１９において、リアクタ２に流れる電流が０［Ａ］の状態で、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ及び第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａの双方がＯＮしていると、平滑コンデンサ４の放電により、平滑コンデンサ４の正側端子、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第一のリアクタ２０１、第二のリアクタ２０２、第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａ、平滑コンデンサ４の負側端子の経路で、破線で示す電流が流れる。この電流が逆流電流である。第三のＭＯＳＦＥＴ４０２ａではなく、第五のＭＯＳＦＥＴ４０３ａがＯＮしているときも同様である。逆流電流が流れると、電流経路にあるスイッチング素子及びリアクタにおける導通損失が増加する。加えて、交流電源１から出力される電流を正弦波状に制御できないという問題が発生する。

従って、第二駆動パルスＸｂは、第一のリアクタ２０１に流れる電流が０［Ａ］に至る手前で、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂをＯＦＦにする必要がある。或いは、第二のリアクタ２０２に流れる電流が０［Ａ］に至る手前で、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂをＯＦＦにする必要がある。或いは、第三のリアクタ２０３に流れる電流が０［Ａ］に至る手前で、第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂをＯＦＦにする必要がある。

図２０は、図１４及び図１５に示す期間Ａのときに流れる電流の経路を示す図である。図２１は、図１４及び図１５に示す期間Ｂのときに流れる電流の経路を示す図である。

図２０には、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａがＯＮしており、且つ、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂがＯＦＦしているときに流れる電流の経路が示されている。図２１には、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａがＯＦＦしており、且つ、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂがＯＮしているときに流れる電流の経路が示されている。

図２０及び図２１に示されるｉは、破線で示す経路に流れる電流を表す。図２０に示されるｄｉ／ｄｔ（Ａ）は、図２０において、破線で示す経路に流れる電流ｉの傾きを表す。図２１に示されるｄｉ／ｄｔ（Ｂ）は、図２１において、破線で示す経路に流れる電流ｉの傾きを表す。図２０及び図２１に示されるＬは、リアクタ２における各リアクタのインダクタンスを表す。図２０及び図２１に示されるＲは、リアクタ２における各リアクタの抵抗を表す。図２０及び図２１に示されるＲｏｎは、各ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を表す。図２０及び図２１に示されるＶｆは、整流部３００を構成するダイオードの順方向降下電圧を表す。図２０及び図２１に示されるＶｓは、交流電源１の瞬時電圧の絶対値を表す。図２０及び図２１に示されるＶｄｃは、平滑コンデンサ４の両端電圧、すなわち第二の電圧検出器７で検出された母線電圧を表す。

図２０に示す電流ｉが流れた場合、図１４に示される電流のピーク値Ｉｐｅａｋは、オン時間Ｔｘａを用いて、前述した（１）式で演算される。以下、（１）式を再掲する。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘａ×ｄｉ／ｄｔ（Ａ）…（１）（再掲）

図２０より、電源電圧Ｖｓは、以下の（１１）式で演算される。

Ｖｓ＝２×Ｖｆ＋Ｌ×ｄｉ／ｄｔ（Ａ）＋Ｒ×ｉ＋Ｒｏｎ×ｉ…（１１）

なお、電流ｉは、母線電流検出器９で検出された母線電流Ｉｄｃを３分の１の値に変換することで求められる。

上記（１１）式を変形することにより、電流の傾きｄｉ／ｄｔ（Ａ）は、以下の（１２）式で演算される。

ｄｉ／ｄｔ（Ａ）＝（Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ…（１２）

図２０に示す回路に流れる電流ｉのピーク値Ｉｐｅａｋは、上記（１）式に上記（１２）式を代入することにより、以下の（１３）式で演算される。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ｝…（１３）

一方、図２０に示す回路に電流ｉが流れた場合、図１４に示される電流のピーク値Ｉｐｅａｋは、オン時間Ｔｘｂを用いて、前述した（５）式で演算される。以下、（５）式を再掲する。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘｂ×ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）…（５）（再掲）

図２１の回路より、母線電圧Ｖｄｃと電源電圧Ｖｓとの差分電圧は、以下の（１４）式で演算される。（１４）式において、Ｖｆ、Ｌ、Ｒ、ｉ及びＲｏｎは、上記（１１）式のＶｆ、Ｌ、Ｒ、ｉ及びＲｏｎと同様である。

Ｖｄｃ−Ｖｓ＝２×Ｖｆ＋Ｌ×ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）＋Ｒ×ｉ＋Ｒｏｎ×ｉ…（１４）

上記（１４）式を変形することにより、電流の傾きｄｉ／ｄｔ（Ｂ）は、以下の（１５）式で演算される。

ｄｉ／ｄｔ（Ｂ）＝（Ｖｄｃ−Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ…（１５）

図２１に示す回路に流れる電流ｉのピーク値Ｉｐｅａｋは、上記（５）式に上記（１５）式を代入することにより、以下の（１６）式で演算される。

Ｉｐｅａｋ＝Ｔｘｂ×｛（Ｖｄｃ−Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／Ｌ｝…（１６）

上記（１３）式及び上記（１６）式より、オン時間Ｔｘａとオン時間Ｔｘｂとの関係は、以下の（１７）式で演算される。但し、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖｓは、Ｖｄｃ＞Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉの関係を有する。

Ｔｘｂ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／（Ｖｄｃ−Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）｝…（１７）

すなわち、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂのオン時間が、第一のＭＯＳＦＥＴ４０１ａのオン時間×｛（Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／（Ｖｄｃ−Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）｝以下になるようにすれば、図１５の破線Ｋ１及び図１９に示す逆流電流を抑止することができる。

但し、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖｓが、Ｖｄｃ≦Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉの関係を有する場合、第二駆動パルスＸｂが推定できないため、このため、このときは、上記（１７）式による同期整流は行われない。すなわち、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂに逆流電流が流れるときには、第二のＭＯＳＦＥＴ４０１ｂ、第四のＭＯＳＦＥＴ４０２ｂ及び第六のＭＯＳＦＥＴ４０３ｂがＯＮにされる制御は行われない。

なお、演算処理が複雑になることを避けるため、上記（１７）式を適用せず、影響の小さい部分が省略された、前述の（１０）式を用いて、演算処理を行ってもよい。但し、母線電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖｓは、Ｖｄｃ＞Ｖｓの関係を有する。以下、（１０）式を再掲する。

Ｔｘｂ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ／（Ｖｄｃ−Ｖｓ）｝…（１０）（再掲）

上記（１０）式より、電源電圧Ｖｓと母線電圧ＶｄｃがＶｓ＜Ｖｄｃ≦２Ｖｓの関係を満たすとき、第一駆動パルスＸａのオン時間Ｔｘａのオン幅よりも、第二駆動パルスＸｂのオン時間Ｔｘｂのオン幅が大きくなる特徴を有する。

また、Ｖｄｃ≦Ｖｓとなる領域において、交流電源１から出力される電流を正弦波状に制御できず、平滑コンデンサ４の両端電圧を特定の値に制御できない。そのためＶｄｃ≦Ｖｓとなる領域において上記（１０）式による同期整流は行わない。

実施の形態２において、ブリッジ回路４００を構成する複数のスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを例示した。ＭＯＳＦＥＴは、シリコン系材料により形成されるのが一般的である。一方、実施の形態２において、ブリッジ回路４００を構成する複数のＭＯＳＦＥＴのうちの少なくとも一つは、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドといった、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いた場合、より一層低損失のため効率が向上する。また、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いた場合、耐電圧性が高いため許容電流密度も高まり、電力変換装置を小型化できる。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、母線電圧Ｖｄｃが、電源電圧Ｖｓよりも大きく、且つ、電源電圧Ｖｓの２倍以下のとき、第一のＭＯＳＦＥＴをＯＮにする第一駆動パルスの幅よりも、第二のＭＯＳＦＥＴをＯＮにする第二駆動パルスの幅の方が大きくなるように制御する。これにより、同期整流を行うときに、母線電圧Ｖｄｃが電源電圧Ｖｓよりも高くなった場合でも、平滑コンデンサから交流電源側への逆流電流を抑止することが可能となる。

実施の形態３．
実施の形態１及び実施の形態２で説明した電力変換装置は、インバータに直流電力を供給するモータ駆動制御装置として用いることができる。以下、実施の形態１に係る電力変換装置１００を一例に、モータ駆動制御装置への適用例を説明する。

図２２は、実施の形態１に示した電力変換装置をモータ駆動制御装置に適用した例を示す図である。図２２に示す実施の形態３に係るモータ駆動制御装置１０１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００と、インバータ５００ａとを有する。上述したように、電力変換装置１００は、交流電力を直流電力に変換する装置である。インバータ５００ａは、電力変換装置１００から出力される直流電力を交流電力に変換する装置である。

インバータ５００ａの出力側には、モータ５００ｂが接続されている。インバータ５００ａは、変換した交流電力をモータ５００ｂに供給することでモータ５００ｂを駆動する。

図２２に示すモータ駆動制御装置１０１は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。

図２３は、図２２に示したモータ駆動制御装置１０１を空気調和機に適用した例を示す図である。モータ駆動制御装置１０１の出力側にはモータ５００ｂが接続されており、モータ５００ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動制御装置１０１は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクタ、３，３０ 昇圧回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ 接続点、４ 平滑コンデンサ、５ 第一の電圧検出器、６ 電源電流検出器、７ 第二の電圧検出器、９ 母線電流検出器、１０，４０ 制御部、１２ａ，１２ｂ 直流母線、２０ 電源電流指令値制御部、２１ 電源電流指令値演算部、２２，４５８ オンデューティ制御部、２３，４５３ 電源電圧位相演算部、２４，４５１ オンデューティ演算部、２５，４５９ 第一の駆動パルス生成部、２５ａ，４５９ａ 第一の三角波、２６，４６０ 第二の駆動パルス生成部、２６ａ，４５９ｂ 第二の三角波、２７ 同期駆動パルス生成部、２７ａ，４５９ｃ 第三の三角波、２７ｂ，４６０ａ 第四の三角波、３１ 第一のレグ、３２ 第二のレグ、１００，１００−１ 電力変換装置、１０１ モータ駆動制御装置、２０１ 第一のリアクタ、２０２ 第二のリアクタ、２０３ 第三のリアクタ、３００ 整流部、３１１ 第一の上アームスイッチング素子、３１２ 第一の下アームスイッチング素子、３２１ 第二の上アームスイッチング素子、３２２ 第二の下アームスイッチング素子、４００ ブリッジ回路、４０１ 第一の直列回路、４０２ 第二の直列回路、４０３ 第三の直列回路、４３１ 第一のチョッパ回路、４３２ 第二のチョッパ回路、４３３ 第三のチョッパ回路、４４１ａ 第一の入力端子、４４１ｂ 第二の入力端子、４４１ｃ 第三の入力端子、４４２ａ 正側出力端子、４４２ｂ１，４４２ｂ２，４４２ｂ３ 負側出力端子、４５２ 比較部、４５５ 母線電流指令値制御部、４５６ 母線電流指令値演算部、４６０ｂ 第五の三角波、４６０ｃ 第六の三角波、４７１，４７２ 分圧抵抗、５００ 負荷、５００ａ インバータ、５００ｂ モータ、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード、Ｐ 正側直流母線、Ｎ 負側直流母線。

Claims (13)

1. 一端が交流電源に接続され、前記交流電源から出力される第一電圧が印加されるリアクタと、第一の上アームスイッチング素子と第一の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、前記第一の上アームスイッチング素子と前記第一の下アームスイッチング素子との接続点が前記リアクタの他端に接続される第一レグと、前記第一レグと並列に接続され、第二の上アームスイッチング素子と第二の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、前記第二の上アームスイッチング素子と前記第二の下アームスイッチング素子との接続点が前記交流電源に接続される第二レグと、を有し、前記第一電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記交流電源の両端に接続され、前記第一電圧を検出する第一の電圧検出器と、
   前記昇圧回路の両端に接続され、前記昇圧回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの両端に接続され、前記平滑コンデンサで平滑された第二電圧を検出する第二の電圧検出器と、
   を備え、
   前記第二電圧が、前記第一電圧よりも大きく、且つ、前記第一電圧の２倍以下のとき、前記第一の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅よりも、前記第一の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅の方が大きい
   電力変換装置。
2. 前記第一の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅をＴｘａとし、
   前記第一の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅をＴｘｂとし、
   前記第一電圧の絶対値をＶｓとし、
   前記第二電圧をＶｄｃとするとき、
   前記第二駆動パルスの幅は、Ｔｘｂ≦Ｔｘａ×｛Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）｝の関係を満たす請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第一の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅をＴｘａとし、
   前記第一の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅をＴｘｂとし、
   前記リアクタの抵抗をＲとし、
   前記第一の上アームスイッチング素子及び前記第一の下アームスイッチング素子のそれぞれのオン抵抗をＲｏｎとし、
   前記第一電圧の絶対値をＶｓとし、
   前記第二電圧をＶｄｃとし、
   前記リアクタに流れる電流をｉとするとき、
   第二駆動パルスの幅は、Ｔｘｂ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）／（Ｖｄｃ−Ｖｓ−Ｒ×ｉ−２×Ｒｏｎ×ｉ）｝の関係を満たす請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記第一の上アームスイッチング素子、前記第一の下アームスイッチング素子、前記第二の上アームスイッチング素子及び前記第二の下アームスイッチング素子のうちの少なくとも一つは、ワイドバンドギャップ半導体により形成された金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタである請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 交流電源の両端に接続され、前記交流電源から出力される第一電圧が印加される整流部と、それぞれの一端が前記整流部に接続され、前記整流部で整流された電圧が印加される第一から第三のリアクタと、第一の上アームスイッチング素子と第一の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、前記第一の上アームスイッチング素子と前記第一の下アームスイッチング素子との接続点が前記第一のリアクタの他端に接続される第一レグと、前記第一レグと並列に接続され、第二の上アームスイッチング素子と第二の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、前記第二の上アームスイッチング素子と前記第二の下アームスイッチング素子との接続点が前記第二のリアクタの他端に接続される第二レグと、前記第一レグ及び前記第二レグと並列に接続され、第三の上アームスイッチング素子と第三の下アームスイッチング素子とが直列に接続され、前記第三の上アームスイッチング素子と前記第三の下アームスイッチング素子との接続点が前記第三のリアクタの他端に接続される第三レグと、を有し、前記第一電圧を昇圧する昇圧回路と、
   前記交流電源の両端に接続され、前記第一電圧を検出する第一の電圧検出器と、
   前記昇圧回路の両端に接続され、前記昇圧回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの両端に接続され、前記平滑コンデンサで平滑された第二電圧を検出する第二の電圧検出器と、
   を備え、
   前記第二電圧が、前記第一電圧よりも大きく、且つ、前記第一電圧の２倍以下のとき、
   前記第一の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅よりも、前記第二の上アームスイッチング素子又は前記第三の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅の方が大きく、
   前記第二の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅よりも、前記第三の上アームスイッチング素子又は前記第一の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅の方が大きく、
   前記第三の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅よりも、前記第一の上アームスイッチング素子又は前記第二の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅の方が大きい
   電力変換装置。
6. 前記第一の下アームスイッチング素子、前記第二の下アームスイッチング素子又は前記第三の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅をＴｘａとし、
   前記第一の上アームスイッチング素子、前記第二の上アームスイッチング素子又は前記第三の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅をＴｘｂとし、
   前記第一電圧の絶対値をＶｓとし、
   前記第二電圧をＶｄｃとするとき、
   前記第二駆動パルスの幅は、Ｔｘｂ≦Ｔｘａ×｛Ｖｉｎ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）｝の関係を満たす請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記第一の下アームスイッチング素子、前記第二の下アームスイッチング素子又は前記第三の下アームスイッチング素子をオンにする第一駆動パルスの幅をＴｘａとし、
   前記第一の上アームスイッチング素子、前記第二の上アームスイッチング素子又は前記第三の上アームスイッチング素子をオンにする第二駆動パルスの幅をＴｘｂとし、
   前記第一のリアクタ、前記第二のリアクタ及び前記第三のリアクタのそれぞれの抵抗をＲとし、
   前記整流部を構成するダイオードの順方向降下電圧をＶｆとし、
   前記第一の下アームスイッチング素子、前記第二の下アームスイッチング素子、前記第三の下アームスイッチング素子、前記第一の上アームスイッチング素子、前記第二の上アームスイッチング素子及び前記第三の上アームスイッチング素子のそれぞれのオン抵抗をＲｏｎとし、
   前記第一電圧の絶対値をＶｓとし、
   前記第二電圧をＶｄｃとし、
   前記第一のリアクタ、前記第二のリアクタ又は前記第三のリアクタに流れる電流をｉとするとき、
   前記第二駆動パルスの幅は、Ｔｘｂ＝Ｔｘａ×｛（Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）／（Ｖｄｃ−Ｖｓ−２×Ｖｆ−Ｒ×ｉ−Ｒｏｎ×ｉ）｝の関係を満たす請求項５に記載の電力変換装置。
8. 前記第一の下アームスイッチング素子、前記第二の下アームスイッチング素子、前記第三の下アームスイッチング素子、前記第一の上アームスイッチング素子、前記第二の上アームスイッチング素子及び前記第三の上アームスイッチング素子のうちの少なくとも一つは、ワイドバンドギャップ半導体により形成された金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタである請求項５から７の何れか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである請求項４又は８に記載の電力変換装置。
10. 請求項１から９の何れか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと
    を備えるモータ駆動制御装置。
11. 請求項１０に記載のモータ駆動制御装置を備える送風機。
12. 請求項１０に記載のモータ駆動制御装置を備える圧縮機。
13. 請求項１１に記載の送風機及び請求項１２に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える空気調和機。

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