CN110809853B - 电力转换装置、电机驱动控制装置、送风机、压缩机及空调机 - Google Patents

电力转换装置、电机驱动控制装置、送风机、压缩机及空调机 Download PDF

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Abstract

电力转换装置(100)具备：升压电路(3)，其具有：被施加从交流电源(1)输出的第一电压的电抗器(2)、串联连接有第一上臂开关元件(311)和第一下臂开关元件(312)而成的第一腿(31)、及串联连接有第二上臂开关元件(321)和第二下臂开关元件(322)而成的第二腿(32)，第二腿(32)与第一腿(31)并联连接，并且升压电路(3)使第一电压升压；第一电压检测器(5)，其检测第一电压；平滑电容器(4)，其使升压电路(3)的输出电压变平滑；以及第二电压检测器(7)，其检测由平滑电容器(4)平滑得到的第二电压。在第二电压大于第一电压且为第一电压的2倍以下时，使第一上臂开关元件(311)导通的第二驱动脉冲的宽度大于使第一下臂开关元件(312)导通的第一驱动脉冲的宽度。

Description

电力转换装置、电机驱动控制装置、送风机、压缩机及空调机
技术领域
本发明涉及将从交流电源供给的交流电力转换为直流电力并向负载供给的电力转换装置、具备该电力转换装置的电机驱动控制装置、具备该电机驱动控制装置的送风机及压缩机、以及具备该送风机或该压缩机的空调机。
背景技术
整流电路是将从交流电源供给的交流电力转换为直流电力的电路。下述专利文献1的整流电路使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)的寄生二极管，并且向MOSFET的栅极施加工作信号而使电流在源极与漏极之间流动从而整流。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开昭60-162482号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，在专利文献1的整流电路中，在从交流电源输出的电源电压的极性为正时，使MOSFET在整个期间导通。因此，当将专利文献1的整流电路应用于电力转换装置时，存在如下问题点：在设置于电力转换装置的平滑电容器的电压变得比电源电压高的情况下，逆流电流从平滑电容器向交流电源侧流动。
本发明鉴于上述情况而作出，其目的在于得到即使在平滑电容器的电压变得比电源电压高的情况下也能够抑制从平滑电容器向交流电源侧的逆流电流的电力转换装置。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题并达成目的，本发明的电力转换装置具备：升压电路，所述升压电路具有：一端与交流电源连接并被施加从交流电源输出的第一电压的电抗器、串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件并且第一上臂开关元件与第一下臂开关元件的连接点连接到电抗器的另一端的第一腿、及串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件并且第二上臂开关元件与第二下臂开关元件的连接点连接到交流电源的第二腿，所述第二腿与第一腿并联连接，并且所述升压电路使第一电压升压；第一电压检测器，所述第一电压检测器与交流电源的两端连接并检测第一电压；平滑电容器，所述平滑电容器与升压电路的两端连接并使升压电路的输出电压变平滑；以及第二电压检测器，所述第二电压检测器与平滑电容器的两端连接并检测由平滑电容器平滑得到的第二电压。在第二电压大于第一电压且为第一电压的2倍以下时，使第一上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度大于使第一下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度。
发明的效果
本发明的电力转换装置达到如下效果：即使在平滑电容器的电压变得比电源电压高的情况下也能够抑制从平滑电容器向交流电源侧的逆流电流。
附图说明
图1是表示实施方式1的电力转换装置的结构例的图。
图2是表示电源电压为正极性且不进行同步整流时的对平滑电容器充电的充电路径的图。
图3是表示电源电压为负极性且不进行同步整流时的对平滑电容器充电的充电路径的图。
图4是表示电源电压为正极性时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图5是表示电源电压为负极性时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图6是表示设置在实施方式1的电力转换装置中的控制部的结构例的图。
图7是表示图6所示的电源电压相位运算部的工作例的图。
图8是表示电源电压为正极性且进行同步整流时的对平滑电容器充电的充电路径的图。
图9是表示电源电压为负极性且进行同步整流时的对平滑电容器充电的充电路径的图。
图10是表示电源电压为正极性且进行同步整流时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图11是表示电源电压为负极性且进行同步整流时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图12是示意地表示一般的开关元件中的电流-损失特性的图。
图13是表示MOSFET的概略构造的示意性剖视图。
图14是表示在图1所示的电抗器中流动的电流、第一驱动脉冲和第二驱动脉冲的关系的第一时序图。
图15是表示在图1所示的电抗器中流动的电流、第一驱动脉冲和第二驱动脉冲的关系的第二时序图。
图16是用于说明实施方式1中的逆流电流的图。
图17是表示实施方式2的电力转换装置的结构例的图。
图18是表示实施方式2的电力转换装置中的控制部的结构例的图。
图19是用于说明实施方式2中的逆流电流的图。
图20是表示在实施方式2中在图14及图15所示的期间A时流动的电流的路径的图。
图21是表示在实施方式2中在图14及图15所示的期间B时流动的电流的路径的图。
图22是表示将实施方式1所示的电力转换装置应用于电机驱动控制装置的例子的图。
图23是表示将图22所示的电机驱动控制装置应用于空调机的例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图，详细说明本发明的实施方式的电力转换装置、电机驱动控制装置、送风机、压缩机及空调机。此外，本发明并不由以下的实施方式限定。另外，在以下说明中，将电连接仅称为“连接”而进行说明。
实施方式1.
图1是表示实施方式1的电力转换装置的结构例的图。实施方式1的电力转换装置100是将从单相的交流电源1供给的交流电力转换为直流电力并向负载500供给的具有交流直流转换功能的电力转换装置。如图1所示，实施方式1的电力转换装置100具备升压电路3、平滑电容器4、第一电压检测器5、电源电流检测器6、第二电压检测器7及控制部10。作为负载500，能够例示内置于送风机、压缩机或空调机的三相电机。
升压电路3具备电抗器2、第一腿31及第二腿32。第一腿31与第二腿32并联连接。在第一腿31中，串联连接有第一上臂开关元件311和第一下臂开关元件312。在第二腿32中，串联连接有第二上臂开关元件321和第二下臂开关元件322。
电抗器2的一端与交流电源1连接。电抗器2的另一端与第一腿31中的第一上臂开关元件311和第一下臂开关元件312的连接点3a连接。第二上臂开关元件321和第二下臂开关元件322的连接点3b与交流电源1的另一端连接。在升压电路3中，连接点3a、3b形成交流端子。升压电路3使从交流电源1输出的电压升压。以下，将从交流电源1输出的电压称为“电源电压”。此外，有时将电源电压称为“第一电压”。
第一上臂开关元件311、第一下臂开关元件312、第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322中的每一个包括作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET和与MOSFET反并联连接的二极管。反并联是指二极管的阴极与MOSFET的漏极连接而二极管的阳极与MOSFET的源极连接。此外，二极管可以使用MOSFET自身在内部具有的寄生二极管。寄生二极管也称为体二极管。
在图1中，作为第一上臂开关元件311、第一下臂开关元件312、第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322中的每一个，例示了MOSFET，但不限定于MOSFET。MOSFET是能够使电流在漏极与源极之间双向流动的开关元件。只要是能够使电流在相当于漏极的第一端子与相当于源极的第二端子之间双向流动的开关元件，则可以是任意的开关元件。
另外，作为第一上臂开关元件311、第一下臂开关元件312、第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322的原材料，例示了硅(Si)、碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)，但可以是任意的原材料，而不限定于此。
平滑电容器4的一端与高电位侧的直流母线12a连接。直流母线12a从第一腿31中的第一上臂开关元件311与第二腿32中的第二上臂开关元件321的连接点3c引出。平滑电容器4的另一端与低电位侧的直流母线12b连接。直流母线12b从第一腿31中的第一下臂开关元件312与第二腿32中的第二下臂开关元件322的连接点3d引出。在升压电路3中，连接点3c、3d形成直流端子。
升压电路3的输出电压施加于平滑电容器4的两端。平滑电容器4使升压电路3的输出电压变平滑。平滑电容器4与直流母线12a、12b连接，将用平滑电容器4平滑得到的电压称为“母线电压”。此外，有时将母线电压称为“第二电压”。母线电压也是向负载500施加的施加电压。
第一电压检测器5与交流电源1的两端连接。第一电压检测器5检测电源电压Vs并向控制部10输出。电源电压Vs是交流电源1的瞬时电压的绝对值。
电源电流检测器6配置在交流电源1与升压电路3之间。电源电流检测器6检测在交流电源1与升压电路3之间流动的电源电流Is并向控制部10输出。
第二电压检测器7与平滑电容器4的两端连接。第二电压检测器7检测母线电压Vdc并向控制部10输出。
控制部10以第一电压检测器5、电源电流检测器6及第二电压检测器7的检测值为基础，生成用于驱动升压电路3的各开关元件的驱动脉冲。根据由控制部10生成的驱动脉冲，升压电路3的各开关元件成为导通或断开。在第一腿31及第二腿32中，上臂开关元件和下臂开关元件互补地工作。即，在上臂开关元件及下臂开关元件中的一方为导通的情况下，另一方为断开。
此外，在识别用于驱动升压电路3的各开关元件的驱动脉冲时，有时将用于驱动第一下臂开关元件312的驱动脉冲称为“第一驱动脉冲”，将用于驱动第一上臂开关元件311的驱动脉冲称为“第二驱动脉冲”。另外，有时将用于驱动第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322的驱动脉冲统称为“同步驱动脉冲”。第一驱动脉冲与图示的Xa对应，第二驱动脉冲与图示的Xb对应，同步驱动脉冲与图示的Ya、Yb对应。
接着，参照图1至图5的附图说明实施方式1的电力转换装置100的基本电路工作。
图2及图3分别是表示对平滑电容器4充电时的电流路径即对平滑电容器4充电的充电路径的图。两者的不同在于，图2是电源电压Vs的极性为正，即电源电压Vs为正极性时，图3是电源电压Vs的极性为负，即电源电压Vs为负极性时。另外，图4及图5分别是表示不对平滑电容器4充电并使交流电源1的两端经由电抗器2短路时、即经由电抗器2的交流电源1的短路路径的图。两者的不同在于，图4是电源电压Vs为正极性时，图5是电源电压Vs为负极性时。
此外，如图2及图4所示，将交流电源1中的上侧的端子为正电位时定义为电源电压Vs的极性为正，如图3及图5所示，将交流电源1中的上侧的端子为负电位时定义为电源电压Vs的极性为负。另外，在图2至图5的各图中，各开关元件的状态如以下。
(图2及图3)
·第一上臂开关元件311：断开
·第一下臂开关元件312：断开
·第二上臂开关元件321：断开
·第二下臂开关元件322：断开
(图4)
·第一上臂开关元件311：断开
·第一下臂开关元件312：导通
·第二上臂开关元件321：断开
·第二下臂开关元件322：断开
(图5)
·第一上臂开关元件311：导通
·第一下臂开关元件312：断开
·第二上臂开关元件321：断开
·第二下臂开关元件322：断开
在不使第一上臂开关元件311、第一下臂开关元件312、第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322开关工作的情况下，如图2或图3所示，根据电源电压的极性，对平滑电容器4充电的电流流动。此外，将此时的工作模式称为“通常模式”。
另一方面，若在电源电压Vs为正极性时使第一下臂开关元件312导通工作，则如图4所示，能够通过交流电源1、电抗器2、第一下臂开关元件312、第二下臂开关元件322、交流电源1这样的路径形成短路路径。另外，若在电源电压极性为负时使第一上臂开关元件311导通工作，则如图5所示，能够通过交流电源1、第二上臂开关元件321、第一上臂开关元件311、电抗器2、交流电源1这样的路径形成短路路径。此外，将形成短路路径称为“电源短路”，将进行电源短路的控制的工作模式称为“电源短路模式”。
在实施方式1的电力转换装置100中，通过控制部10的控制，切换控制上述工作模式。通过工作模式的切换控制，从而能够切换电源电流Is及母线电压Vdc。
图6是表示设置在实施方式1的电力转换装置100中的控制部10的结构例的图。如图6所示，控制部10具有电源电流指令值控制部20、电源电流指令值运算部21、导通占空比控制部22、电源电压相位运算部23、导通占空比运算部24、第一驱动脉冲生成部25、第二驱动脉冲生成部26及同步驱动脉冲生成部27。
控制部10利用微处理器实现。微处理器可以是被称为CPU(Central ProcessingUnit，中央处理单元)、微型计算机或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)的处理器或处理装置。
电源电流指令值控制部20以利用第二电压检测器7检测出的母线电压Vdc与预先设定的母线电压指令值Vdc*的偏差为基础，运算电源电流有效值指令值Is_rms*。电源电流有效值指令值Is_rms*的运算通过对母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc*的偏差进行比例积分(Proportional Integral：在图6中表述为“PI”)控制从而实现。此外，比例积分控制为一例，也可以采用比例控制或比例微分积分控制代替比例积分控制。
电源电压相位运算部23以利用第一电压检测器5检测出的电源电压Vs为基础，推定电源电压相位推定值θs。电源电压相位运算部23以电源电压相位推定值θs为基础，生成电源电压相位推定值θs的正弦值sinθs。
电源电流指令值运算部21运算电源电流瞬时值指令值Is*。如图示那样，电源电流瞬时值指令值Is*能够利用电源电流指令值控制部20输出的电源电流有效值指令值Is_rms*和电源电压相位运算部23输出的电源电压相位推定值θs的正弦值sinθs求出。
导通占空比控制部22以电源电流瞬时值指令值Is*和电源电流Is为基础，运算导通占空比DTa。导通占空比DTa是生成使第一下臂开关元件312导通的第一驱动脉冲Xa时参照的占空比的运算值。
通过对电源电流有效值指令值Is_rms*与电源电流Is的偏差进行比例积分控制从而进行导通占空比DTa的运算。此外，导通占空比控制部22的控制也可以采用比例控制或比例微分积分控制代替比例积分控制。
导通占空比运算部24以电源电压Vs、母线电压Vdc及导通占空比DTa为基础，运算导通占空比DTb。导通占空比DTb是生成使第一上臂开关元件311导通的第二驱动脉冲Xb时参照的占空比的运算值。
第一驱动脉冲生成部25通过对导通占空比DTa和作为载波的第一三角波25a的振幅进行比较，从而生成第一驱动脉冲Xa。第二驱动脉冲生成部26通过对导通占空比DTb和作为载波的第二三角波26a的振幅进行比较，从而生成第二驱动脉冲Xb。此外，在第一驱动脉冲生成部25中使用的第一三角波25a和在第二驱动脉冲生成部26中使用的第二三角波26a的相位偏移180°。
同步驱动脉冲生成部27通过对电源电压Vs和作为载波的第三三角波27a的振幅进行比较，从而生成同步驱动脉冲Ya，通过对电源电压Vs和作为载波的第四三角波27b的振幅进行比较，从而生成同步驱动脉冲Yb。为了生成同步驱动脉冲Ya而使用的第三三角波27a和为了生成同步驱动脉冲Yb而使用的第四三角波27b的相位偏移180°。
图7是表示图6所示的电源电压相位运算部23的工作例的图。在图7中，从上段侧起按顺序表示电源电压Vs、电源电压相位推定值θs及电源电压相位推定值θs的正弦值sinθs的波形。但是，在图7中，表示不考虑由控制导致的延迟或由检测处理导致的延迟的理想条件下的波形。
如图7所示，在电源电压Vs从负极性切换为正极性的点，电源电压相位推定值θs成为360°。电源电压相位运算部23检测电源电压Vs从负极性切换为正极性的点，在该切换点使电源电压相位推定值θs复位即返回到零。此外，在使用微机的中断功能的情况下，有时对图6追加检测电源电压Vs的过零的电路。在任一种情况下，只要能够检测电源电压Vs的相位，则可以使用任意的方法。
接着，参照图8至图11的附图说明实施方式1的电力转换装置100中的同步整流工作。图8及图9是表示进行同步整流时的对平滑电容器4充电的充电路径的图。两者的不同在于，图8是电源电压为正极性时，图9是电源电压为负极性时。另外，图10及图11是表示进行同步整流时的经由电抗器2的交流电源1的短路路径的图。两者的不同在于，图10是电源电压Vs为正极性时，图11是电源电压Vs为负极性时。
在图2及图3中，表示不进行同步整流时的对平滑电容器4充电的充电路径。在对平滑电容器4充电时，在图2中，由于不将第一上臂开关元件311和第二下臂开关元件322控制为导通而是保持为断开，所以充电电流通过二极管并流动。与此相对，在图8中，在对平滑电容器4充电时，由于将第一上臂开关元件311和第二下臂开关元件322控制为导通，所以电流通过各开关元件的沟道并流动。
同样地，在图3中，由于不将第一下臂开关元件312和第二上臂开关元件321控制为导通而是保持为断开，所以充电电流通过二极管并流动。与此相对，在图9中，在对平滑电容器4充电时，由于将第一下臂开关元件312和第二上臂开关元件321控制为导通，所以电流通过各开关元件的沟道并流动。这样，电流在具有整流作用的二极管中流动时，将使反并联连接的开关元件导通的控制称为“同步整流”。
另外，在图4及图5中，表示不进行同步整流时的经由电抗器2的交流电源1的短路路径。在经由电抗器2使电源电压Vs短路时，在图4中，由于不将第二下臂开关元件322控制为导通而是保持为断开，所以短路电流通过二极管并流动。与此相对，在图10中，在经由电抗器2使电源电压Vs短路时，由于将第二下臂开关元件322控制为导通，所以电流通过第二下臂开关元件322的沟道并流动。
同样地，在图5中，由于不将第二上臂开关元件321控制为导通而是保持为断开，所以短路电流通过二极管并流动。与此相对，在图11中，在经由电抗器2使电源电压Vs短路时，由于将第二上臂开关元件321控制为导通，所以电流通过第二上臂开关元件321的沟道并流动。这样，在经由电抗器2使电源电压Vs短路时也能够进行同步整流。
接着，说明由同步整流带来的效果。图12是示意地表示一般的开关元件中的电流-损失特性的图。在图12中表示寄生二极管的损失特性和开关元件的导通时的损失特性。在图12中，将寄生二极管的损失特性中的损失值与开关元件的损失特性中的损失值一致时的电流值设为第一电流值。将电流值比第一电流值小的区域称为“低电流区域A”，将电流值比第一电流值大的区域称为“高电流区域B”。在低电流区域A中，开关元件的损失特性较小。相反地，在高电流区域B中，寄生二极管的损失特性较小。第一电流值保持在运算器的内部或保持在运算器可读取的存储器中。
如上所述，已知：如图12所示，一般的开关元件的寄生二极管在低电流区域A中损失较多，开关元件导通时的损失较小。此外，图12的特性在将寄生二极管置换为二极管的情况下也成立。
在开关元件为MOSFET的情况下，有时使用利用了开关特性的同步整流技术。在此所说的开关特性是指：当向MOSFET的栅极提供导通指令时，相对于从漏极向源极的方向及从源极向漏极的方向中的任一个方向均成为导通状态的特性，即，能够使电流在开关元件的两个方向上流动的特性。该特性是与双极晶体管、IGBT这样的只能使电流在一个方向上导通的开关元件不同的特性。在利用该特性的情况下，在图12所示的低电流区域A中，通过不使用二极管或寄生二极管，并使电流在开关元件中导通，从而与使用二极管或寄生二极管相比，能够实现高效率化。
图13是表示MOSFET的概略构造的示意性剖视图。在图13中，例示n型MOSFET。
在n型MOSFET的情况下，如图13所示，使用p型的半导体基板。在p型的半导体基板形成有源电极(S)、漏电极(D)及栅电极(G)。在与源电极(S)及漏电极(D)接触的部位，离子注入高浓度的杂质而形成n型的区域。另外，在p型的半导体基板中，在未形成n型的区域的部位与栅电极(G)之间形成有氧化绝缘膜。即，氧化绝缘膜介于栅电极(G)与半导体基板中的p型的区域之间。
当向栅电极(G)施加正电压时，电子被吸引到半导体基板中的p型的区域与氧化绝缘膜之间的交界面，并带负电。在电子聚集的位置，电子的密度比空穴大而n型化。该n型化的部分成为电流的通道，并称为沟道。图13的例子是形成有n型沟道的情况下的例子。在p型MOSFET的情况下，形成有p型沟道。
在进行同步整流的情况下，由于将MOSFET控制为导通，所以与二极管侧或寄生二极管侧相比，流通的电流在沟道侧流动较多。
接着，说明具体的同步整流的工作。首先，说明电源电压Vs为正极性的情况。
如图2那样，在第一上臂开关元件311及第二下臂开关元件322为断开状态的情况下，充电电流流经第一上臂开关元件311及第二下臂开关元件322中的各二极管。另一方面，如图8那样，在将第一上臂开关元件311及第二下臂开关元件322控制为导通的情况下，充电电流流经第一上臂开关元件311及第二下臂开关元件322中的各沟道。除了初始充电以外，充电电流不怎么变大。因此，与使电流在寄生二极管或二极管中流动的图2相比，将第一上臂开关元件311及第二下臂开关元件322控制为导通并使电流在各沟道中流动的图8成为低损耗。
上述图2及图8是通常模式时的工作，在电源短路模式中也能够应用同步整流。由于在电源短路模式中，在短路路径中具有电抗器2，所以在短路路径中流动的短路电流的大小由电抗器2抑制。因此，在图4中，与使电流在第二下臂开关元件322的寄生二极管或二极管中流动相比，将第二下臂开关元件322控制为导通并使电流在沟道侧流动时成为低损耗。
也同样地说明电源电压Vs为负极性的情况。如图3那样，在第一下臂开关元件312及第二上臂开关元件321为断开状态的情况下，充电电流流经第一下臂开关元件312及第二上臂开关元件321中的各二极管。另一方面，如图9那样，在将第一下臂开关元件312及第二上臂开关元件321控制为导通的情况下，充电电流流经第一下臂开关元件312及第二上臂开关元件321中的各沟道。除了初始充电以外，充电电流不怎么变大。因此，与使电流在寄生二极管或二极管中流动的图3相比，将第一下臂开关元件312及第二上臂开关元件321控制为导通并使电流在各沟道中流动的图9成为低损耗。
上述图3及图9是通常模式时的工作，在电源短路模式中也能够应用同步整流。由于在电源短路模式中，在短路路径中具有电抗器2，所以在短路路径中流动的短路电流的大小由电抗器2抑制。因此，在图5中，与使电流在第二上臂开关元件321的寄生二极管或二极管中流动相比，将第二上臂开关元件321控制为导通并使电流在沟道侧流动时成为低损耗。
通过应用以上说明的同步整流，从而能够以低损耗驱动电力转换装置100。同步整流能够利用控制部10的功能实现。
此外，如图12所示，在高电流区域B的情况下，相对于开关元件的导通时的损失特性，寄生二极管或二极管的损失较小。因此，在高电流区域B的情况下，在将第二腿32的开关工作停止时，成为低损耗。因此，成为如下优选实施方式：根据在第二腿32的第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322中流动的电流的大小，切换开关控制的控制方式。此外，如果在第二上臂开关元件321及第二下臂开关元件322中流动的电流值使用电源电流检测器6的检测值，则能够利用控制部10的运算器算出。
接着，参照图14至图16的附图，说明在电抗器2中流动的电流的变化。图14是表示在图1所示的电抗器2中流动的电流、第一驱动脉冲Xa和第二驱动脉冲Xb的关系的第一时序图。图15是表示在图1所示的电抗器2中流动的电流、第二驱动脉冲Xb和第一驱动脉冲Xa的关系的第二时序图。在图14及图15中的每一个图中，从上段侧起按顺序表示在电抗器2中流动的电流、第一驱动脉冲Xa及第二驱动脉冲Xb。图16是用于说明实施方式1中的逆流电流的图。在第一上臂开关元件311的导通时间较长时有可能产生该逆流电流。
在图14及图15中，Ipeak表示在电抗器2中流动的电流的峰值。期间A等于从电流开始向电抗器2流动的时间点到在电抗器2中流动的电流达到峰值Ipeak的时间。期间B等于从在电抗器2中流动的电流达到峰值Ipeak的时间点到在电抗器2中流动的电流成为0[A]的时间。
Td表示以不会发生由第一上臂开关元件311和第一下臂开关元件312同时导通导致的短路的方式设定的死区时间。Txa表示第一驱动脉冲Xa的导通时间。Txb表示对第二驱动脉冲Xb的导通时间加上死区时间Td而得到的时间。即，Txa是使第一下臂开关元件312导通的第一驱动脉冲Xa的时间宽度。另外，与Txb的时间相比，Td的时间较短。因此，可以将Txb视为使第一上臂开关元件311导通的第二驱动脉冲Xb的时间宽度。
图15所示的导通时间Txb比图14所示的导通时间Txb长，且比期间B长。
在期间A中，在导通时间Txa的期间，利用第一驱动脉冲Xa，使第一下臂开关元件312导通。由此，在电抗器2及第一下臂开关元件312中，电流以di/dt(A)的斜率流动。
在期间B中，在导通时间Txb的期间，利用第二驱动脉冲Xb，使第一上臂开关元件311导通。由此，在电抗器2及第一上臂开关元件311中，电流以di/dt(B)的斜率流动。此时，不论第一上臂开关元件311是否被驱动为导通，电流都在电抗器2及第一上臂开关元件311中流动。但是，如上所述，在第一上臂开关元件311被驱动为导通时，能够降低第一上臂开关元件311中的导通损耗。
在此，当第一上臂开关元件311的导通时间Txb的时间过长时，如图15所示，当在电抗器2中流动的电流为0[A]的状态下，第二下臂开关元件322导通时，用虚线K1表示的逆流电流在电抗器2中流动。
在图16中，当在电抗器2中流动的电流为0[A]的状态下，第一上臂开关元件311及第二下臂开关元件322双方导通时，通过平滑电容器4的放电，由虚线表示的电流在平滑电容器4的正侧端子、第一上臂开关元件311、电抗器2、交流电源1、第二下臂开关元件322及平滑电容器4的负侧端子的路径中流动。该电流为逆流电流。此时，在母线电压Vdc与电源电压Vs之间，具有Vdc>Vs的关系。当逆流电流流动时，位于电流路径的开关元件及电抗器中的导通损耗增加。而且，会发生不能将从交流电源1输出的电流控制为正弦波状的问题。
因此，需要使第二驱动脉冲Xb在流经电抗器2的电流到达0[A]之前从高电平变化为低电平。即，需要在流经电抗器2的电流到达0[A]之前使第一上臂开关元件311断开。因此，生成下述所示的第二驱动脉冲Xb。此外，在避免上述问题时，也可以是，在需要使第一上臂开关元件311断开的定时，使第二下臂开关元件322断开。
在图8中，表示在图14及图15所示的期间B时流动的电流的路径。在图10中，表示在图14及图15所示的期间A时流动的电流的路径。
图8及图10所示的i表示在由虚线表示的路径中流动的电流。图10所示的di/dt(A)表示在图10中在由虚线表示的路径中流动的电流i的斜率。图8所示的di/dt(B)表示在图8中在由虚线表示的路径中流动的电流i的斜率。图8及图10所示的L表示电抗器2的电感。图8及图10所示的R表示电抗器2的电阻。图8及图10所示的Ron表示各开关元件的导通电阻。
在图10所示的电流i流动的情况下，使用导通时间Txa，并用以下的式(1)运算图14所示的电流的峰值Ipeak。
Ipeak＝Txa×di/dt(A)…(1)
根据图10的电路，用以下的式(2)运算电源电压Vs。
Vs＝L×di/dt(A)+R×i+2×Ron×i…(2)
通过将上述式(2)变形，从而用以下的式(3)运算电流的斜率di/dt(A)。
di/dt(A)＝(Vs－R×i－2×Ron×i)/L…(3)
通过将上述式(3)代入上述式(1)，从而用以下的式(4)运算在图10所示的电路中流动的电流i的峰值Ipeak。
Ipeak＝Txa×{(Vs－R×i－2×Ron×i)/L}…(4)
另一方面，在电流i在图8所示的电路中流动的情况下，使用导通时间Txb，并用以下的式(5)运算图14所示的电流的峰值Ipeak。
Ipeak＝Txb×di/dt(B)…(5)
根据图8的电路，用以下的式(6)运算母线电压Vdc与电源电压Vs的差电压。
Vdc－Vs＝L×di/dt(B)+R×i+2×Ron×i…(6)
通过将上述式(6)变形，从而用以下的式(7)运算电流的斜率di/dt(B)。
di/dt(B)＝(Vdc－Vs－R×i－2×Ron×i)/L…(7)
通过将上述式(7)代入上述式(5)，从而用以下的式(8)运算在图8所示的电路中流动的电流i的峰值Ipeak。
Ipeak＝Txb×{(Vdc－Vs－R×i－2×Ron×i)/L}…(8)
根据上述式(4)及上述式(8)，用以下的式(9)运算导通时间Txa与导通时间Txb的关系。其中，母线电压Vdc及电源电压Vs具有Vdc>Vs－R×i－2×Ron×i的关系。
Txb＝Txa×{(Vs－R×i－2×Ron×i)/(Vdc－Vs－R×i－2×Ron×i)}…(9)
即，如果第一上臂开关元件311的导通时间成为第一下臂开关元件312的导通时间×{(Vs－R×i－2×Ron×i)/(Vdc－Vs－R×i－2×Ron×i)}以下，则能够抑制图15的虚线K1及图16所示的逆流电流。
但是，在母线电压Vdc及电源电压Vs具有Vdc≤Vs－R×i－2×Ron×i的关系的情况下，不能推定第二驱动脉冲Xb。因此，此时，不进行利用上述式(9)的同步整流。
此外，为了避免运算处理变复杂，也可以不应用上述式(9)，而是使用省略了影响较小的部分的以下的式(10)，进行运算处理。其中，母线电压Vdc及电源电压Vs具有Vdc>Vs的关系。
Txb＝Txa×{(Vs/(Vdc－Vs)}…(10)
在上述式(10)中，从上述式(9)省略影响较小的部分。
根据上述式(10)，具有如下特征：在电源电压Vs和母线电压Vdc满足Vs<Vdc≤2Vs的关系时，第二驱动脉冲Xb的导通时间Txb的导通宽度比第一驱动脉冲Xa的导通时间Txa的导通宽度大。
另外，在成为Vdc≤Vs的区域中，不能将从交流电源1输出的电流控制为正弦波状，不能将平滑电容器4的两端电压控制为特定的值。因此，在成为Vdc≤Vs的区域中，不进行利用上述式(10)的同步整流。
当第一上臂开关元件311及第一下臂开关元件312双方同时导通时，会发生臂短路即从平滑电容器4产生脉冲电流。因此，设置死区时间Td。死区时间Td的期间是第一上臂开关元件311和第一下臂开关元件312不同时导通的期间。因此，在死区时间Td的期间中，电流仅在第一上臂开关元件311的寄生二极管或反并联连接的二极管中流动。
此外，在图1所示的实施方式1的结构中，在交流电源1与第一腿31之间连接有一个电抗器2，但也可以设为在交流电源1与第二腿32之间也插入电抗器2的结构。在本结构的情况下，能够减小每一个电抗器的容量。
另外，在实施方式1中，检测出电源电压Vs，但也可以仅检测电源电压Vs的过零信息。
在实施方式1中，作为构成升压电路3的多个开关元件，例示了MOSFET。MOSFET一般利用硅类材料形成。另一方面，在实施方式1中，构成升压电路3的多个MOSFET中的至少一个可以使用利用碳化硅、氮化镓类材料或金刚石这样的宽带隙半导体形成的MOSFET。在使用了利用宽带隙半导体形成的MOSFET的情况下，由于损耗更低，所以效率提高。另外，在使用了利用宽带隙半导体形成的MOSFET的情况下，由于耐电压性较高，所以容许电流密度也变高，能够使电力转换装置小型化。
如以上说明地，根据实施方式1的电力转换装置，以如下方式进行控制：在母线电压Vdc大于电源电压Vs且为电源电压Vs的2倍以下时，使第一上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度大于第一下臂开关元件使导通的第一驱动脉冲的宽度。由此，在进行同步整流时，即使在母线电压Vdc比电源电压Vs高的情况下，也能够抑制从平滑电容器向交流电源侧的逆流电流。
实施方式2.
图17是表示实施方式2的电力转换装置的结构例的图。实施方式2的电力转换装置100-1是连接在单相的交流电源1与负载500之间的交错并联(interleave)型电力转换装置。如图17所示，实施方式2的电力转换装置100-1具备整流部300、升压电路30、平滑电容器4、第一电压检测器5、第二电压检测器7、母线电流检测器9及控制部40。作为负载500，能够例示内置于送风机、压缩机或空调机的三相电机。
作为整流部300，能够例示将四个二极管组合而构成的全波整流电路。整流部300除了是将二极管组合而构成的电路以外，也可以是将MOSFET组合而构成的电路。
第一电压检测器5检测作为从交流电源1输出的一个相的电压值的电源电压Vs1和作为另一个相的电压值的电源电压Vs2。检测出的电源电压Vs1及Vs2向控制部40输出。母线电流检测器9检测母线电流Idc，所述母线电流Idc是从整流部300向负载500流动的母线电流或从负载500向整流部300流动的母线电流的值。检测出的母线电流Idc向控制部40输出。母线电流Idc表示与母线电流的值对应的电压。
第二电压检测器7检测母线电压Vdc，检测出的母线电压Vdc向控制部40输出，所述母线电压Vdc是向平滑电容器4的两端施加的电压的值。第二电压检测器7具有由分压电阻471、472构成的串联电路。该串联电路的一端与正侧直流母线P连接。该串联电路的另一端与负侧直流母线N连接。分压电阻471及分压电阻472将平滑电容器4的充电电压分压，限制于能够由控制部40检测的电压范围。
接着，具体地说明升压电路30的结构。升压电路30具备一端与整流部300的正侧输出端子连接的电抗器2和与电抗器2的另一端连接的桥接电路400。电抗器2具备并联连接的第一电抗器201、第二电抗器202及第三电抗器203这三个。
桥接电路400具有降低由整流部300整流得到的电压的脉动并向平滑电容器4施加的功能。
桥接电路400是第一串联电路401、第二串联电路402及第三串联电路403并联连接而成的电路。第一串联电路401具备串联连接的第一MOSFET401a及第二MOSFET401b。第二串联电路402具备串联连接的第三MOSFET402a及第四MOSFET402b。第三串联电路403具备串联连接的第五MOSFET403a及第六MOSFET403b。
第二MOSFET401b、第四MOSFET402b及第六MOSFET403b中的每一个的漏极与桥接电路400的正侧输出端子442a连接。正侧输出端子442a与正侧直流母线P连接。
第一MOSFET401a的源极与桥接电路400的负侧输出端子442b1连接。第三MOSFET402a的源极与桥接电路400的负侧输出端子442b2连接。第五MOSFET403a的源极与桥接电路400的负侧输出端子442b3连接。负侧输出端子442b1、负侧输出端子442b2及负侧输出端子442b3与负侧直流母线N连接。
第二MOSFET401b的源极与第一MOSFET401a的漏极连接。第四MOSFET402b的源极与第三MOSFET402a的漏极连接。第六MOSFET403b的源极与第五MOSFET403a的漏极连接。
第一MOSFET401a及第二MOSFET401b的连接点与桥接电路400的第一输入端子441a连接。第三MOSFET402a及第四MOSFET402b的连接点与桥接电路400的第二输入端子441b连接。第五MOSFET403a及第六MOSFET403b的连接点与桥接电路400的第三输入端子441c连接。
第二MOSFET401b、第四MOSFET402b及第六MOSFET403b构成上臂开关元件组。第二MOSFET401b、第四MOSFET402b及第六MOSFET403b经由正侧输出端子442a与正侧直流母线P连接。
第一MOSFET401a、第三MOSFET402a及第五MOSFET403a构成下臂开关元件组。第一MOSFET401a经由负侧输出端子442b1与负侧直流母线N连接。第三MOSFET402a经由负侧输出端子442b2与负侧直流母线N连接。第五MOSFET403a经由负侧输出端子442b3与负侧直流母线N连接。
在第一MOSFET401a反并联连接有二极管D1。二极管D1也可以是形成于第一MOSFET401a的寄生二极管。在第二MOSFET401b反并联连接有二极管D2。二极管D2也可以是形成于第二MOSFET401b的寄生二极管。在第三MOSFET402a反并联连接有二极管D3。二极管D3也可以是形成于第三MOSFET402a的寄生二极管。在第四MOSFET402b反并联连接有二极管D4。二极管D4也可以是形成于第四MOSFET402b的寄生二极管。在第五MOSFET403a反并联连接有二极管D5。二极管D5也可以是形成于第五MOSFET403a的寄生二极管。在第六MOSFET403b反并联连接有二极管D6。二极管D6也可以是形成于第六MOSFET403b的寄生二极管。
桥接电路400的正侧输出端子442a与平滑电容器4的正侧端子和第二电压检测器7的一端连接。桥接电路400的负侧输出端子442b1、负侧输出端子442b2及负侧输出端子442b3与整流部300的负侧输出端子、平滑电容器4的负侧端子及第二电压检测器7的另一端连接。
第一电抗器201、第一MOSFET401a及第二MOSFET401b构成第一斩波电路431。第二电抗器202、第三MOSFET402a及第四MOSFET402b构成第二斩波电路432。第三电抗器203、第五MOSFET403a及第六MOSFET403b构成第三斩波电路433。
第一电抗器201经由第一输入端子441a与第一MOSFET401a及第二MOSFET401b的连接点连接。第二电抗器202经由第二输入端子441b与第三MOSFET402a及第四MOSFET402b的连接点连接。第三电抗器203经由第三输入端子441c与第五MOSFET403a及第六MOSFET403b的连接点连接。
此外，有时仿照实施方式1，将串联连接的第一MOSFET401a及第二MOSFET401b的组称为“第一腿”，将串联连接的第三MOSFET402a及第四MOSFET402b的组称为“第二腿”，将串联连接的第五MOSFET403a及第六MOSFET403b的组称为“第三腿”。
另外，有时仿照实施方式1，将第一MOSFET401a称为“第一下臂开关元件”，将第二MOSFET401b称为“第一上臂开关元件”，将第三MOSFET402a称为“第二下臂开关元件”，将第四MOSFET402b称为“第二上臂开关元件”，将第五MOSFET403a称为“第三下臂开关元件”，将第六MOSFET403b称为“第三上臂开关元件”。
另外，有时将第一MOSFET401a、第二MOSFET401b、第三MOSFET402a、第四MOSFET402b、第五MOSFET403a及第六MOSFET403b仅称为“第一至第六MOSFET”。第一至第六MOSFET可以分别由分立的半导体封装构成，但在电力转换装置100-1中，第一至第六MOSFET安装于一个模块，使用用于控制三相电机的6in1的桥接电路400。
控制部40利用微处理器实现。微处理器可以是被称为CPU、微型计算机或DSP的处理器或处理装置。
控制部40以由第一电压检测器5检测出的电源电压Vs1、Vs2、由母线电流检测器9检测出的母线电流Idc及由第二电压检测器7检测出的母线电压Vdc为基础，生成第一驱动脉冲Xa、第一驱动脉冲Ya、第一驱动脉冲Za、第二驱动脉冲Xb、第二驱动脉冲Yb及第二驱动脉冲Zb。
第一驱动脉冲Xa是用于驱动第一MOSFET401a的驱动脉冲。第一驱动脉冲Ya是用于驱动第三MOSFET402a的驱动脉冲。第一驱动脉冲Za是用于驱动第五MOSFET403a的驱动脉冲。第二驱动脉冲Xb是用于驱动第二MOSFET401b的驱动脉冲。第二驱动脉冲Yb是用于驱动第四MOSFET402b的驱动脉冲。第二驱动脉冲Zb是用于驱动第六MOSFET403b的驱动脉冲。
图18是表示实施方式2的电力转换装置100-1中的控制部40的结构例的图。如图18所示，控制部40具备导通占空比运算部451、比较部452、电源电压相位运算部453、母线电流指令值控制部455、母线电流指令值运算部456、导通占空比控制部458、第一驱动脉冲生成部459及第二驱动脉冲生成部460。
比较部452对由第一电压检测器5检测出的电源电压Vs1与电源电压Vs2进行比较，检测电源电压的过零点，并输出表示过零点的过零信号Vzc。
电源电压相位运算部453基于过零信号Vzc，运算每半周期的电源相位θ。
母线电流指令值控制部455以使作为第二电压检测器7的输出信号的母线电压Vdc与预先设定的母线电压指令值Vdc*的偏差消失的方式进行比例积分控制。此外，可以进行比例控制或比例微分积分控制代替比例积分控制。
母线电流指令值运算部456以由电源电压相位运算部453运算出的电源相位θ和母线电流指令值控制部455的控制结果为基础，运算母线电流指令值Idc*。母线电流指令值Idc*是将比例积分控制结果作为振幅且将电源相位θ作为相位的半波整流的电流指令值。
导通占空比控制部458以母线电流指令值Idc*和母线电流Idc为基础，运算导通占空比DTa。导通占空比DTa是在生成第一驱动脉冲Xa、Ya、Za时参照的占空比的运算值。
通过对母线电流指令值Idc*与母线电流Idc的偏差进行比例积分控制从而进行导通占空比DTa的运算。此外，导通占空比控制部458的控制也可以采用比例控制或比例微分积分控制代替比例积分控制。
导通占空比运算部451以电源电压Vs、母线电压Vdc及导通占空比DTa为基础，运算导通占空比DTb。导通占空比DTb是在生成第二驱动脉冲Xb、Yb、Zb时参照的占空比的运算值。能够根据由第一电压检测器5检测出的电源电压Vs1与由第一电压检测器5检测出的电源电压Vs2的偏差求出电源电压Vs。电源电压Vs是交流电源1的瞬时电压的绝对值。
第一驱动脉冲生成部459通过对导通占空比DTa和作为载波的第一三角波459a的振幅进行比较，从而生成第一驱动脉冲Xa。另外，第一驱动脉冲生成部459通过对导通占空比DTa和作为载波的第二三角波459b的振幅进行比较，从而生成第一驱动脉冲Ya。并且，第一驱动脉冲生成部459通过对导通占空比DTa和作为载波的第三三角波459c的振幅进行比较，从而生成第一驱动脉冲Za。此外，在第一驱动脉冲生成部459中使用的第一三角波459a、第二三角波459b及第三三角波459c的相位逐个偏移120°。
第二驱动脉冲生成部460通过对导通占空比DTb和作为载波的第四三角波460a的振幅进行比较，从而生成第二驱动脉冲Xb。另外，第二驱动脉冲生成部460通过对导通占空比DTb和作为载波的第五三角波460b的振幅进行比较，从而生成第二驱动脉冲Yb。并且，第二驱动脉冲生成部460通过对导通占空比DTb和作为载波的第六三角波460c的振幅进行比较，从而生成第二驱动脉冲Zb。此外，在第二驱动脉冲生成部460中使用的第四三角波460a、第五三角波460b及第六三角波460c的相位逐个偏移120°。
在实施方式2的电力转换装置100-1中，与在实施方式1中说明的同样地，也能够通过进行同步整流，从而实现低损耗化。
但是，在实施方式2的电力转换装置100-1中，也存在与实施方式1相同的逆流电流的问题。图19是用于说明实施方式2中的逆流电流的图。在第一、第二及第三上臂开关元件的导通时间较长时有可能产生该逆流电流。
在实施方式2中，在第一电抗器201中流动的电流的变化成为与图14及图15的时序图相同的变化。以下，参照图14、图15及图19的附图，说明在第一电抗器201中流动的电流的变化。
Ipeak表示在第一电抗器201中流动的电流的峰值。期间A等于从电流开始向第一电抗器201流动的时间点到在第一电抗器201中流动的电流达到峰值Ipeak的时间。期间B等于从在第一电抗器201中流动的电流达到峰值Ipeak的时间点到在第一电抗器201中流动的电流成为0[A]的时间。Td表示以第一MOSFET401a与第二MOSFET401b不会短路的方式设置的死区时间。Txa表示第一驱动脉冲Xa的导通时间。Txb等于对第二驱动脉冲Xb的导通时间加上死区时间Td而得到的时间。
在期间A中，在导通时间Txa的期间，利用第一驱动脉冲Xa，使第一MOSFET401a导通。由此，在第一电抗器201及第一MOSFET401a中，电流以di/dt(A)的斜率流动。
在期间B中，在导通时间Txb的期间，利用第二驱动脉冲Xb，使第二MOSFET401b导通。由此，在第一电抗器201及第二MOSFET401b中，电流以di/dt(B)的斜率流动。此时，不论第二MOSFET401b是否被驱动为导通，电流都在第一电抗器201及第二MOSFET401b中流动。但是，如上所述，在第二MOSFET401b被驱动为导通时，能够降低第二MOSFET401b中的导通损耗。
在此，当第二MOSFET401b的导通时间Txb的时间过长时，如图15所示，当在第一电抗器201中流动的电流为0[A]的状态下，其他相的MOSFET导通时，用虚线K1表示的逆流电流在第一电抗器201中流动。
在图19中，当在电抗器2中流动的电流为0[A]的状态下，第二MOSFET401b及第三MOSFET402a双方导通时，通过平滑电容器4的放电，使由虚线表示的电流在平滑电容器4的正侧端子、第二MOSFET401b、第一电抗器201、第二电抗器202、第三MOSFET402a及平滑电容器4的负侧端子的路径中流动。该电流为逆流电流。不是第三MOSFET402a导通而是第五MOSFET403a导通时也同样。当逆流电流流动时，位于电流路径的开关元件及电抗器中的导通损耗增加。而且，会发生不能将从交流电源1输出的电流控制为正弦波状的问题。
因此，第二驱动脉冲Xb需要在流经第一电抗器201的电流到达0[A]之前使第二MOSFET401b截止。或者，需要在流经第二电抗器202的电流到达0[A]之前使第四MOSFET402b截止。或者，需要在流经第三电抗器203的电流到达0[A]之前使第六MOSFET403b截止。
图20是表示在图14及图15所示的期间A时流动的电流的路径的图。图21是表示在图14及图15所示的期间B时流动的电流的路径的图。
在图20中，表示第一MOSFET401a导通且第二MOSFET401b截止时流动的电流的路径。在图21中，表示第一MOSFET401a截止且第二MOSFET401b导通时流动的电流的路径。
图20及图21所示的i表示在由虚线表示的路径中流动的电流。图20所示的di/dt(A)表示在图20中在由虚线表示的路径中流动的电流i的斜率。图21所示的di/dt(B)表示在图21中在由虚线表示的路径中流动的电流i的斜率。图20及图21所示的L表示电抗器2中的各电抗器的电感。图20及图21所示的R表示电抗器2中的各电抗器的电阻。图20及图21所示的Ron表示各MOSFET的导通电阻。图20及图21所示的Vf表示构成整流部300的二极管的正向下降电压。图20及图21所示的Vs表示交流电源1的瞬时电压的绝对值。图20及图21所示的Vdc表示平滑电容器4的两端电压，即由第二电压检测器7检测出的母线电压。
在图20所示的电流i流动的情况下，使用导通时间Txa，并用上述式(1)运算图14所示的电流的峰值Ipeak。以下，再次记载式(1)。
Ipeak＝Txa×di/dt(A)…(1)(再次记载)
根据图20，用以下的式(11)运算电源电压Vs。
Vs＝2×Vf+L×di/dt(A)+R×i+Ron×i…(11)
此外，通过将由母线电流检测器9检测出的母线电流Idc转换为三分之一的值，从而求出电流i。
通过将上述式(11)变形，从而用以下的式(12)运算电流的斜率di/dt(A)。
di/dt(A)＝(Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/L…(12)
通过将上述式(12)代入上述式(1)，从而用以下的式(13)运算在图20所示的电路中流动的电流i的峰值Ipeak。
Ipeak＝Txa×{(Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/L}…(13)
另一方面，在电流i在图20所示的电路中流动的情况下，使用导通时间Txb，并用上述式(5)运算图14所示的电流的峰值Ipeak。以下，再次记载式(5)。
Ipeak＝Txb×di/dt(B)…(5)(再次记载)
根据图21的电路，用以下的式(14)运算母线电压Vdc与电源电压Vs的差电压。在式(14)中，Vf、L、R、i及Ron与上述式(11)的Vf、L、R、i及Ron相同。
Vdc－Vs＝2×Vf+L×di/dt(B)+R×i+Ron×i…(14)
通过将上述式(14)变形，从而用以下的式(15)运算电流的斜率di/dt(B)。
di/dt(B)＝(Vdc－Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/L…(15)
通过将上述式(15)代入上述式(5)，从而用以下的式(16)运算在图21所示的电路中流动的电流i的峰值Ipeak。
Ipeak＝Txb×{(Vdc－Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/L}…(16)
根据上述式(13)及上述式(16)，用以下的式(17)运算导通时间Txa与导通时间Txb的关系。其中，母线电压Vdc及电源电压Vs具有Vdc>Vs－2×Vf－R×i－Ron×i的关系。
Txb＝Txa×{(Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/(Vdc－Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)}…(17)
即，如果第二MOSFET401b的导通时间成为第一MOSFET401a的导通时间×{(Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/(Vdc－Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)}以下，则能够抑制图15的虚线K1及图19所示的逆流电流。
但是，在母线电压Vdc及电源电压Vs具有Vdc≤Vs－2×Vf－R×i－Ron×i的关系的情况下，不能推定第二驱动脉冲Xb，因此，此时，不进行利用上述式(17)的同步整流。即，逆流电流在第二MOSFET401b、第四MOSFET402b及第六MOSFET403b中流动时，不进行使第二MOSFET401b、第四MOSFET402b及第六MOSFET403b导通的控制。
此外，为了避免运算处理变复杂，也可以不应用上述式(17)，而是使用省略了影响较小的部分的上述式(10)，进行运算处理。其中，母线电压Vdc及电源电压Vs具有Vdc>Vs的关系。以下，再次记载式(10)。
Txb＝Txa×{(Vs/(Vdc－Vs)}…(10)(再次记载)
根据上述式(10)，具有如下特征：在电源电压Vs和母线电压Vdc满足Vs<Vdc≤2Vs的关系时，第二驱动脉冲Xb的导通时间Txb的导通宽度比第一驱动脉冲Xa的导通时间Txa的导通宽度大。
另外，在成为Vdc≤Vs的区域中，不能将从交流电源1输出的电流控制为正弦波状，不能将平滑电容器4的两端电压控制为特定的值。因此，在成为Vdc≤Vs的区域中，不进行利用上述式(10)的同步整流。
在实施方式2中，作为构成桥接电路400的多个开关元件，例示了MOSFET。MOSFET一般利用硅类材料形成。另一方面，在实施方式2中，构成桥接电路400的多个MOSFET中的至少一个可以使用利用碳化硅、氮化镓类材料或金刚石这样的宽带隙半导体形成的MOSFET。在使用了利用宽带隙半导体形成的MOSFET的情况下，由于损耗更低，所以效率提高。另外，在使用了利用宽带隙半导体形成的MOSFET的情况下，由于耐电压性较高，所以容许电流密度也变高，能够使电力转换装置小型化。
如以上说明地，根据实施方式2的电力转换装置，以如下方式进行控制：在母线电压Vdc大于电源电压Vs且为电源电压Vs的2倍以下时，使第二MOSFET导通的第二驱动脉冲的宽度大于使第一MOSFET导通的第一驱动脉冲的宽度。由此，在进行同步整流时，即使在母线电压Vdc比电源电压Vs高的情况下，也能够抑制从平滑电容器向交流电源侧的逆流电流。
实施方式3.
在实施方式1及实施方式2中说明的电力转换装置能够作为向逆变器供给直流电力的电机驱动控制装置使用。以下，以实施方式1的电力转换装置100为一例，说明向电机驱动控制装置应用的应用例。
图22是表示将实施方式1所示的电力转换装置应用于电机驱动控制装置的例子的图。图22所示的实施方式3的电机驱动控制装置101具有实施方式1的电力转换装置100和逆变器500a。如上所述，电力转换装置100是将交流电力转换为直流电力的装置。逆变器500a是将从电力转换装置100输出的直流电力转换为交流电力的装置。
在逆变器500a的输出侧连接有电机500b。逆变器500a通过向电机500b供给转换得到的交流电力从而驱动电机500b。
图22所示的电机驱动控制装置101能够应用于送风机、压缩机及空调机这样的产品。
图23是表示将图22所示的电机驱动控制装置101应用于空调机的例子的图。在电机驱动控制装置101的输出侧连接有电机500b，电机500b与压缩元件504连结。压缩机505具备电机500b和压缩元件504。制冷循环部506由包括四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c及室外热交换器506d在内的方式构成。
在空调机的内部循环的制冷剂的流路由从压缩元件504起经由四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c及室外热交换器506d，再次经由四通阀506a，并返回压缩元件504的方式构成。电机驱动控制装置101从交流电源1接受交流电力的供给，使电机500b旋转。压缩元件504通过电机500b旋转从而执行制冷剂的压缩工作，并使制冷剂在制冷循环部506的内部循环。
此外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一例，也能够与其他公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的构思的范围内省略、变更结构的一部分。
附图标记的说明
1交流电源，2电抗器，3、30升压电路，3a、3b、3c、3d连接点，4平滑电容器，5第一电压检测器，6电源电流检测器，7第二电压检测器，9母线电流检测器，10、40控制部，12a、12b直流母线，20电源电流指令值控制部，21电源电流指令值运算部，22、458导通占空比控制部，23、453电源电压相位运算部，24、451导通占空比运算部，25、459第一驱动脉冲生成部，25a、459a第一三角波，26、460第二驱动脉冲生成部，26a、459b第二三角波，27同步驱动脉冲生成部，27a、459c第三三角波，27b、460a第四三角波，31第一腿，32第二腿，100、100-1电力转换装置，101电机驱动控制装置，201第一电抗器，202第二电抗器，203第三电抗器，300整流部，311第一上臂开关元件，312第一下臂开关元件，321第二上臂开关元件，322第二下臂开关元件，400桥接电路，401第一串联电路，402第二串联电路，403第三串联电路，431第一斩波电路，432第二斩波电路，433第三斩波电路，441a第一输入端子，441b第二输入端子，441c第三输入端子，442a正侧输出端子，442b1、442b2、442b3负侧输出端子，452比较部，455母线电流指令值控制部，456母线电流指令值运算部，460b第五三角波，460c第六三角波，471、472分压电阻，500负载，500a逆变器，500b电机，504压缩元件，505压缩机，506制冷循环部，506a四通阀，506b室内热交换器，506c膨胀阀，506d室外热交换器，D1、D2、D3、D4、D5、D6二极管，P正侧直流母线，N负侧直流母线。

Claims (14)

1.一种电力转换装置，其中，具备：
升压电路，所述升压电路具有：一端与交流电源连接并被施加从所述交流电源输出的第一电压的电抗器、串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件并且所述第一上臂开关元件与所述第一下臂开关元件的连接点连接到所述电抗器的另一端的第一腿、及串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件并且所述第二上臂开关元件与所述第二下臂开关元件的连接点连接到所述交流电源的第二腿，所述第二腿与所述第一腿并联连接，并且所述升压电路使所述第一电压升压；
第一电压检测器，所述第一电压检测器与所述交流电源的两端连接并检测所述第一电压；
平滑电容器，所述平滑电容器与所述升压电路的两端连接并使所述升压电路的输出电压变平滑；以及
第二电压检测器，所述第二电压检测器与所述平滑电容器的两端连接并检测由所述平滑电容器平滑得到的第二电压，
在所述第二电压大于所述第一电压且为所述第一电压的2倍以下时，使所述第一上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度大于使所述第一下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
在将使所述第一下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度设为Txa，
将使所述第一上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度设为Txb，
将所述第一电压的绝对值设为Vs，
将所述第二电压设为Vdc时，
所述第二驱动脉冲的宽度满足Txb≤Txa×{Vs/(Vdc－Vs)}的关系。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
在将使所述第一下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度设为Txa，
将使所述第一上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度设为Txb，
将所述电抗器的电阻设为R，
将所述第一上臂开关元件及所述第一下臂开关元件各自的导通电阻设为Ron，
将所述第一电压的绝对值设为Vs，
将所述第二电压设为Vdc，
将在所述电抗器中流动的电流设为i时，
第二驱动脉冲的宽度满足Txb＝Txa×{(Vs－R×i－2×Ron×i)/(Vdc－Vs－R×i－2×Ron×i)}的关系。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述第一上臂开关元件、所述第一下臂开关元件、所述第二上臂开关元件及所述第二下臂开关元件中的至少一个是利用宽带隙半导体形成的金属氧化膜半导体场效应型晶体管。
5.一种电力转换装置，其中，具备：
升压电路，所述升压电路具有：与交流电源的两端连接并被施加从所述交流电源输出的第一电压的整流部、各自的一端与所述整流部连接并被施加由所述整流部整流得到的电压的第一电抗器至第三电抗器、串联连接有第一上臂开关元件和第一下臂开关元件并且所述第一上臂开关元件与所述第一下臂开关元件的连接点连接到所述第一电抗器的另一端的第一腿、串联连接有第二上臂开关元件和第二下臂开关元件并且所述第二上臂开关元件与所述第二下臂开关元件的连接点连接到所述第二电抗器的另一端的第二腿、及串联连接有第三上臂开关元件和第三下臂开关元件并且所述第三上臂开关元件与所述第三下臂开关元件的连接点连接到所述第三电抗器的另一端的第三腿，所述第二腿与所述第一腿并联连接，所述第三腿与所述第一腿及所述第二腿并联连接，并且所述升压电路使所述第一电压升压；
第一电压检测器，所述第一电压检测器与所述交流电源的两端连接并检测所述第一电压；
平滑电容器，所述平滑电容器与所述升压电路的两端连接并使所述升压电路的输出电压变平滑；以及
第二电压检测器，所述第二电压检测器与所述平滑电容器的两端连接并检测由所述平滑电容器平滑得到的第二电压，
在所述第二电压大于所述第一电压且为所述第一电压的2倍以下时，
使所述第二上臂开关元件或所述第三上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度大于使所述第一下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度，
使所述第三上臂开关元件或所述第一上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度大于使所述第二下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度，
使所述第一上臂开关元件或所述第二上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度大于使所述第三下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其中，
在将使所述第一下臂开关元件、所述第二下臂开关元件或所述第三下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度设为Txa，
将使所述第一上臂开关元件、所述第二上臂开关元件或所述第三上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度设为Txb，
将所述第一电压的绝对值设为Vs，
将所述第二电压设为Vdc时，
所述第二驱动脉冲的宽度满足Txb≤Txa×{Vs/(Vdc－Vs)}的关系。
7.根据权利要求5所述的电力转换装置，其中，
在将使所述第一下臂开关元件、所述第二下臂开关元件或所述第三下臂开关元件导通的第一驱动脉冲的宽度设为Txa，
将使所述第一上臂开关元件、所述第二上臂开关元件或所述第三上臂开关元件导通的第二驱动脉冲的宽度设为Txb，
将所述第一电抗器、所述第二电抗器及所述第三电抗器各自的电阻设为R，
将构成所述整流部的二极管的正向下降电压设为Vf，
将所述第一下臂开关元件、所述第二下臂开关元件、所述第三下臂开关元件、所述第一上臂开关元件、所述第二上臂开关元件及所述第三上臂开关元件各自的导通电阻设为Ron，
将所述第一电压的绝对值设为Vs，
将所述第二电压设为Vdc，
将在所述第一电抗器、所述第二电抗器或所述第三电抗器中流动的电流设为i时，
所述第二驱动脉冲的宽度满足Txb＝Txa×{(Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)/(Vdc－Vs－2×Vf－R×i－Ron×i)}的关系。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述第一下臂开关元件、所述第二下臂开关元件、所述第三下臂开关元件、所述第一上臂开关元件、所述第二上臂开关元件及所述第三上臂开关元件中的至少一个是利用宽带隙半导体形成的金属氧化膜半导体场效应型晶体管。
9.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
10.根据权利要求8所述的电力转换装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
11.一种电机驱动控制装置，其中，具备：
权利要求1至10中任一项所述的电力转换装置；以及
逆变器，所述逆变器将从所述电力转换装置输出的直流电力转换为交流电力。
12.一种送风机，其中，具备权利要求11所述的电机驱动控制装置。
13.一种压缩机，其中，具备权利要求11所述的电机驱动控制装置。
14.一种空调机，其中，具备权利要求12所述的送风机及权利要求13所述的压缩机中的至少一方。
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Energy Management Power Converters in Hybrid Electric and Fuel Cell Vehicles;Jih-Sheng Lai, Douglas J. Nelson;《Proceedings of the IEEE》;20070430;第95卷(第4期);第766-777页 *

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