JP2022529240A - ループ又は直線光ファイバを有する干渉計 - Google Patents

Abstract

光ファイバ干渉計は、それぞれ第１のシングルモード波を受け取り、且つそれを第１の光路に沿って伝播させ、及び第２のシングルモード波を受け取り、且つそれを、第１の光路の逆である第２の光路に沿って伝播させ、及び変調位相差ΔΦｍ（ｔ）を有する第１の出力波及び第２の出力波をそれぞれ形成するように設計される。本発明によれば、変調位相差ΔΦｍ（ｔ）は、±πに等しいレベルを有する第１の周期性位相差ΔΦπ（ｔ）と、±アルファに等しいレベルを有する第２の周期性位相差ΔΦアルファ（ｔ）と、－ベータ～＋ベータの可変レベルを有する第３の周期性位相差ｐｈΔΦベータ（ｔ）との和に等しく、前記変調位相差ΔΦｍ（ｔ）は、変調周期Ｔ毎に、１２の変調レベルのうちの少なくとも８つの変調レベルを含み、及び前記変調位相差は、｛ΔΦｍ（ｔ＋Ｔ／２）＝－ΔΦｍ（ｔ）であるようなものである。【選択図】図７

Description

本発明は、概して、干渉計システムの分野に関する。

より詳細には、本発明は、光ファイバループ又はインライン干渉計システムに関する。そのような干渉計システムは、特に、光ファイバジャイロスコープ（ＦＯＧ、“Ｔｈｅ Ｆｉｂｅｒ－Ｏｐｔｉｃ Ｇｙｒｏｓｃｏｐｅ”，Ｈ．Ｃ．Ｌｅｆｅｖｒｅ，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，Ｓｅｃｏｎｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，２０１４を参照されたい）において用途を見出す。そのような干渉計システムは、電流センサ（又は光ファイバ電流センサの場合にはＦＯＣＳ）又は磁場センサにおいても用途を見出す。

特に、本発明は、高精度光ファイバ干渉計システム及び方法に関する。

図１は、従来技術の光ファイバサグナックループ干渉計システムを概略的に示す。この光ファイバ干渉計システムは、ソースビーム１００を発する光源２０と、受信機スプリッタと呼ばれるソース受信機スプリッタ２２と、多機能集積光回路（ＭＩＯＣと示される）１４と、光ファイバコイル１７と、フォトセンサ１８と、信号処理システム９００とを含む。集積光回路１４は、例えば、ニオブ酸リチウムで作られた平坦な電子光学基板上に好ましくはプロトン交換（又はアニールプロトン交換の場合にはＡＰＥ）により形成された光導波路を含む。ニオブ酸リチウムでのプロトン交換は、単一偏光ガイドを形成させる。したがって、入出力導波路は、１つのみの線形偏光をガイドするシングルモード導波路偏光器２４を形成する。集積光回路１４は、入出力導波路を２つのシングルモード二次分岐を分割することにより形成されるＹ接合型のコイルスプリッタ１５も含む。有利には、集積光回路１４は、発電機に接続されて、２つの逆伝播ビーム間の位相差ΔΦを変調するように適合された電子光学変調器又は位相変調器１６を形成する電極も含む。多機能集積光回路１４の平坦基板は、一面において、光ファイバコイル１７の２つの端部にように接続することができ、他面において、光ファイバ２３のセクションによりソース受信機スプリッタ２２に容易に接続することができる。

コイルスプリッタ１５は、ソースビーム１００を第１のシングルモード波１０１及び第２のシングルモード波１０２に空間的に分割し、第１及び第２のシングルモード波は、光ファイバコイル１７を逆方向に伝播する。コイル出力において、コイルスプリッタ１５は、これらの２つのシングルモード波を再結合して、干渉ビーム３００を形成する。ソース受信機スプリッタ２２は、干渉ビーム３００をフォトセンサ１８にガイドする。センサ１８は、干渉ビームを受け取り、検出信号８０を生成する。

信号処理システム９００は、例えば、アナログ／デジタル変換器１９と、例えばＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）又はＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）型のデジタルプロセッサ３０と、デジタル／アナログ変換器３１とを含む。デジタルプロセッサ３０は、デジタル出力において測定されるパラメータ９０から信号、例えば回転率を抽出できるようにする。デジタル／アナログ変換器３１は、変調電圧６０を光位相変調器１６の電極に印加できるようにする。

干渉計システムが静止している場合、２つの分割されたビームは、光ファイバコイル内の光路の相互関係に起因して互いに同相で光ファイバコイルから出る。

しかしながら、光ファイバコイル７内の２つの逆伝播ビームの光路への非相互関係効果をもたらす傾向がある物理現象が存在する場合、検出される干渉ビームに位相差が現れる。上述したような干渉計システムの開ループ応答は、以下の式により、測定される数量にリンクされた位相差ΔΦの関数であり、式中、Ｐは、帰還干渉ビーム３００の電力であり、Ｐ_０は、ΔΦ＝０であるときの最大帰還電力である。
［数式１］

非相互関係効果を誘導する主な物理現象の中でも、光ファイバコイルの軸の周りの干渉計システムの回転は、回転率に比例した位相差を誘導する。サグナック効果と呼ばれるこの特性から、光ファイバコイルの軸の周りの回転率を測定するための、ジャイロスコープへのサグナックループ干渉計の主な適用が生じる。実際に、光ファイバコイル１７の軸の周りの干渉計の回転中、測定されるパラメータにより位相差ΔΦ_ｓが誘導される。ＦＯＧにサグナック効果が存在する場合、位相差ΔΦ_ｓは、回転率に比例する。

ファラデー効果又は共線磁気光学効果は、非相互関係効果をもたらすことも知られている。光ファイバループ又はインライン干渉計は、磁場センサ又は電流センサとして適用される（刊行物Ｊ．Ｂｌａｋｅ ｅｔ ａｌ．“Ｉｎ－Ｌｉｎｅ Ｓａｇｎａｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｅｎｓｏｒ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉｖｅｒｙ，Ｖｏｌ．１１，ｎｏ １，ｐａｇｅｓ １１６－１２１，１９９６を参照されたい）。

従来のサグナック干渉計である上述のサグナックループ干渉計は、閉光路、２つの波動を分割し、再結合する同じ分割光学構成要素１５を使用し、２つの分割された波動は、閉光路に沿って相互に逆の方向に移動する。光ファイバループ干渉計では、２つの分割された波動は、閉光路において同じ偏光状態を使用する。光ファイバループジャイロスコープでは、２つの波動は、同じ線形偏光を有する。ループ電流センサでは、２つの波動は、光ファイバループにおいて同じ円偏光を有する。光ファイバインライン干渉計では、ミラーが光ファイバコイルの１つの端部に配置され、２つの波動は、閉光路を同じ方向に且つ帰還時に逆になる直交偏光状態で移動する（刊行物Ｇ．Ｍ．Ｍｕｌｌｅｒ ｅｔ ａｌ．“Ｉｎｈｅｒｅｎｔ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｆｉｂｅｒ－ｏｐｔｉｃ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｅｎｓｏｒｓ ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｓｐｕｎ ｈｉｇｈｌｙ ｂｉｒｅｆｒｉｎｇｅｎｔ ｆｉｂｅｒ”，Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ，Ｖｏｌ．２４，Ｎｏ １０，２０１６を参照されたい）。

ループ系に関して、光ファイバインライン干渉計システムは、多くの環境パラメータの変動の影響を受けにくいが、位相変調に関して均等に動作する。

光ファイバ干渉計の分野の当業者から周知の位相変調技法は、非相互関係効果、例えばサグナック効果又は共線磁気光学ファラデー効果に起因する位相差への干渉計応答の感度及び線形性を改善するために使用される。本明細書では、測定される数量とは、光ファイバループ又はインライン干渉計における非相互関係効果によって誘導される位相差を意味する。

図２は、従来技術の光ファイバループ干渉計の位相変調器１６を示す。

上述した分野では、変調電圧Ｖ_ｍ（ｔ）を位相変調器１６の電極間に印加して、測定される干渉信号の位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）を変調することが知られている。この変調により、特に低振幅回転測定での干渉計システムの感度を上げるバイアスが可能である。より正確には、位相変調器１６は、相互関係的な、すなわち２つの伝播方向で完全に同一の位相シフトφ_ｍ（ｔ）を生成する。しかしながら、光ファイバコイル１７を通る最長光路と、出て直接スプリッタ結合器１５に向かう最短光路との間において、Δτで示される伝播時間差が存在する。この伝播時間差Δτは、波動の群速度ｖ_ｇにリンクするが、位相速度ｖ_Φにリンクしない。したがって、位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）の変調は、以下の式に従って得られる。
［数式２］
ΔΦ_ｍ（ｔ）＝Φ_ｍ（ｔ）－Φ_ｍ（ｔ－Δτ）

この位相シフト変調Φ_ｍ（ｔ）は、変調電圧Ｖ_ｍ（ｔ）６０を位相変調器１６の電極に印加することにより得られる。

第２の変調器をコイルの他の端部に配置し、電気的に逆に接続して、いわゆるプッシュプル構成で変調効率を２倍にすることも可能である。図１の回路１４は、Ｙ接合部の２つの分岐に配置される変調器１６にそのようなプッシュプルセットアップを使用する。

特に、光ファイバコイルの固有周波数ｆ_ｐにおいて、バイアス位相差と呼ばれる位相差の２レベル変調、例えばΔΦ_ｂ（ｔ）＝±π／２を生成するように、２つのプラトー値間に変調電圧Ｖ_ｍを方形変調することにより、いわゆる２状態変調を適用することが知られている。固有周波数ｆ_ｐは、Ｔ／２＝１／（２．ｆ_ｐ）＝Δτように定義され、式中、Ｔは、方形変調の周期である。したがって、変調の半周期Ｔ／２は、コイルを通る長光路と、位相変調器１６をスプリッタ１５に接続する短光路との間の群伝播時間差Δτに対応する。検出システムは、２つの変調状態に従って干渉計出力における干渉ビームの電力を取得する。信号処理システムは、各変調周期にわたり２つの電力測定値をサンプリングすることにより、検出された干渉ビームをデジタル化し、最初のレベルに負の符号を割り当て、正の符号を続くレベルに割り当てることにより、ｆ_ｐにおける検出信号を復調する。周波数ｆ_ｐにおいて、２つの状態を生成する方形変調電圧に基づくこの変調復調方式は、出力電力の変動から独立して、干渉計システムのよりよい感度及び概ねゼロの測定値のよりよい安定性を得られるようにする。ピークは、検出信号の連続測定値間で観測されることに留意されたい。

例えば、±３π／４又は±７π／８として、±π／２よりも大きい位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）の変調を用いる２状態方形変調を適用することも知られている。この過変調は、感度を下げるが、干渉計システムの信号対雑音比を改善する。

干渉計システムの応答ダイナミクスを拡張し、線形化するために、逆反応信号を適用することも知られている。復調信号は、測定される数量の位相差ΔΦ_ｓとは逆の追加の位相差ΔΦ_ＦＢを生成するために、制御ループにおいて誤差信号として使用される。総位相差ΔΦ_ＦＢ＋ΔΦ_ｓは、ゼロになるように制御され、ΔΦ_ｓに等しい－ΔΦ_ＦＢは、電力変動及び検出システムの利得から独立して線形応答及び線形応答の良好な安定性を得られるようにする測定値になる。

上述した分野では、仏国特許出願第２６５４８２７＿Ａ１号明細書は、２Δτに等しい各変調周期Ｔにわたり、４つの連続したレベルのΔΦ_ｍ（ｔ）を生成するいわゆる４状態変調電圧の印加を提案している。図３は、４状態変調の一例を示す。図３には、左下に時間ｔの関数としての位相差ΔΦの変調、左上に位相差ΔΦの関数としての干渉ビームの電力Ｐ及び右上に時間の関数としての検証ビームの電力Ｐがそれぞれ示される。２Δτに等しい変調周期にわたり、４状態ｉ＝１、２、３、４は、ΔΦ_ｍ（ｔ）の４つの連続レベルに対応する：それぞれπ－アルファの場合、ｉ＝１であり；π＋アルファの場合、ｉ＝２であり；－π＋アルファの場合、ｉ＝３であり；－π－アルファの場合、ｉ＝４である。図３に示される例では、アルファ＝π／４の場合、ΔΦ_ｍ（ｔ）の４つのレベルは、３π／４、５π／４、－３π／４、－５π／４である。この変調は、固有周波数ｆ_ｐにおける第１の±π変調（図３の左下に点線で示される）と、直交位相での第２の±π／４変調（図３の左下に破線で示される）との重畳に分解される。第１の±変調と第２の±π／４変調との重畳から生じる変調は、図３の左下に連続線で示される。この変調ΔΦ_ｍ（ｔ）は、変調周期毎に４つのレベルを有する。実際に、これは、位相変調器が固有周波数ｆ_ｐにおいて位相シフトΦ_ｍ（ｔ）の±π／２変調及び直交位相において±π／８変調を生成する場合に得ることができる。逆反応デジタル位相ランプを追加することができる。このデジタルランプの持続時間Δτのステップは、ΔΦ_ＦＢに等しく、信号位相差ΔΦ_ｓを補償する。４つの変調レベルに対応する４つの状態は、Ｐと位相差ΔΦとの関係の曲線上の点で示される。図３では、右上に時間の関数としての検出電力Ｐ（ｔ）が示される。４つの電力測定値が各変調周期にわたりサンプリングされる。換言すれば、変調周期にわたり、４つの状態ｉ＝１、．．．、４に対応する干渉ビームを受け取る検出器により検出される電力測定値は、Ｐ_ｉとして示される。測定される数量の信号を抽出するために、信号処理システムは、これらの状態での±πの符号から独立して、＋アルファに対応する２つの状態を＋１で乗算し、－アルファに対応する２つの状態を－１で乗算することにより、４つの状態で検出された電力信号をそれぞれ復調する。ここでも、測定される数量の信号は、固有周波数ｆ_ｐで復調される。４状態変調では、測定される数量の信号、例えばサグナック信号は、固有周波数ｆ_ｐにおいて方形変調を有し、±アルファ変調と同相であり、±π変調と直交同相である。４状態変調では、測定される数量の信号位相差ΔΦ_ｓは、以下の式に従って信号Ｓ_ｓから計算され、状態ｉ＝１、．．．、４の電力測定値Ｐ_ｉは、２Δτに等しい変調周期Ｔにわたり取得される。
［数式３］
Ｓ_Ｓ＝－Ｐ_１＋Ｐ_２＋Ｐ_３－Ｐ_４

４状態変調では、２ｆ_ｐで変調された、Ｖ_πで示される信号を抽出することも可能である。信号Ｖ_πは、位相変調器の伝達関数、すなわち変調器に印加される電圧Ｖ_ｍと、誘導される位相シフトΦ_ｍとの比率を表し、Ｖ_π／π＝Ｖ_ｍ／Φ_ｍである。ここで、この信号Ｖ_πは、環境、例えば温度に伴って変動する。信号Ｖπの復調は、各状態でサンプリングされた電力測定値Ｐ_ｉを、±π変調符号と±アルファ変調符号との積の符号で乗算することにより得られる。換言すれば、符号＋は、＋π＋アルファ及び－π－アルファ状態に対応する測定値に適用され、符号－は、＋π－アルファ及び－π＋アルファに対応する測定値に適用される。４状態変調は、位相差をゼロにすること及び信号Ｖ_πを調整することを同時に制御できるようにする。４状態変調では、変調器伝達関数、したがってＶ_πの誤差信号は、以下の式に従って計算される。
［数式４］

光ファイバ干渉計システムの分野では、欧州特許第２００５１１３＿Ｂ１号明細書は、４レベルのバイアス位相差に基づくいわゆる６状態変調を記載している。図４は、３ｆ_ｐにおいて変調される６状態変調の一例を示す。図４では、左下に時間ｔの関数としての位相差ΔΦ、左上に位相差ΔΦの関数としての干渉ビームの電力Ｐ、右上に２Δτに等しい変調周期にわたる時間ｔの関数としての干渉ビームの電力Ｐがそれぞれ示される。この６状態変調は、固有周波数ｆ_ｐにおける位相シフトΦ_ｍ（ｔ）の第１の±π／２変調と、３ｆｐにおける位相シフトΦ_ｍ（ｔ）の第２の±アルファ／２変調との重畳に分解することができる。第２の変調は、第１の変調と同期される。換言すれば、固有周波数ｆ_ｐにおける±πの変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）（図４の左下に点線で示される）及び３ｆ_ｐにおける±アルファの変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）（図４の左下に破線で示される）を得る。±変調と±アルファ変調との重畳から生じる位相差変調は、図４の左下に連続線で示される。この変調ΔΦ_ｍ（ｔ）は、変調周期毎に４つのレベルを有する。より一般的には、固有周波数ｆ_ｐにおける±πの変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）及び（２ｋ＋１）．ｆ_ｐにおける±アルファの変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）が生成され、ここで、ｋは、１以上の自然整数である。４つの変調レベルは、Ｐと位相差ΔΦとの関係の曲線上の点で示される。図４では、右上に時間の関数としての検出電力Ｐ（ｔ）が示される。６つの電力測定値が各変調周期にわたりサンプリングされる。６状態変調を用いる場合、測定されるパラメータの信号、例えばサグナック信号は、これらの状態での±πの符号から独立して、＋アルファ状態に対応する電力測定値を＋１で乗算し、－アルファ状態に対応する他の電力測定値を－１で乗算する復調を適用することにより、３ｆ_ｐにおいて抽出される。６状態変調では、状態は、付番される：π－アルファの場合、ｉ＝１；π＋アルファの場合、ｉ＝２；π－アルファの場合、ｉ＝３；－π＋アルファの場合、ｉ＝４；－π－アルファの場合、ｉ＝５；－π＋アルファの場合、ｉ＝６。測定される数量の信号Ｓ_ｓは、以下の式に従って計算され、式中、状態ｉ＝１、．．．、６の電力測定値Ｐ_ｉは、２Δτに等しい変調周期Ｔにわたり取得される。
［数式５］
Ｓ_Ｓ＝－Ｐ_１＋Ｐ_２－Ｐ_３＋Ｐ_４－Ｐ_５＋Ｐ_６

６状態変調では、信号Ｖ_πを抽出することも可能である。信号Ｖ_πの復調は、サンプリングされた電力測定値を０、＋１及び－１で連続して乗算することにより得られる。実際に、４状態構成と同様に、信号Ｖπの復調は、各状態でサンプリングされた電力測定値Ｐ_ｉを、±π変調符号と±アルファ変調符号との積の符号で乗算することにより得られるが、符号＋で乗算される状態数及び符号－で乗算される同じ数の状態を保持する。６状態変調では、変調器伝達関数の誤差信号は、以下の式により計算される。
［数式６］

欧州特許第２００５１１３＿Ｂ１号明細書は、４Δτに等しい総周期Ｔにわたる８状態及び８レベル変調の使用も記載している。この従来の８状態変調によれば、変調は、まず、±（アルファ＋ベータ）に対応する４つのハイ状態に対して実行され、次に±（アルファ－ベータ）に対応する４つのロー状態に対して実行される。図５は、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）（左下曲線）の関数としての干渉計システム出力において検出された電力Ｐ（ｔ）を右上に概略的に示す。この変調ΔΦ_ｍ（ｔ）は、４Δτに等しい変調周期Ｔにわたり８つのレベルを有する。８変調状態は、変調周期にわたる出現順に応じて、右上の電力測定値Ｐ（ｔ）上に１～８と付番される。図５では、左下に、固有周波数ｆ_ｐにおける４状態±π及び±（アルファーベータ）変調（点線）；周期４Δτにわたる追加の－２ベータ、－２ベータ、＋２ベータ、＋２ベータ、ゼロ、ゼロ、ゼロ及びゼロ変調（破線）；並びにこれら２つの変調の重畳から生じる総位相差変調が連続線で示される。したがって、この総変調は、半周期２Δτ中の４つのハイ状態への４状態±π及び±（アルファ＋ベータ）変調並びに続く半周期にわたる４つのロー±π及び±（アルファ－ベータ）状態への４状態変調の連続に対応する。

図５の左上部には、異なる変調レベルが示される：
ａ^＋は、変調レベルΔΦ_ａ＋＝π＋アルファ＋ベータに対応し、
ａ^－は、変調レベルΔΦ_ａ－＝π＋アルファ－ベータに対応し、
ｂ^＋は、変調レベルΔΦ_ｂ＋＝π－アルファ＋ベータに対応し、
ｂ^－は、変調レベルΔΦ_ｂ－＝π－アルファ－ベータに対応し、
ｃ^＋は、変調レベルΔΦ_ｃ＋＝－π＋アルファ＋ベータに対応し、
ｃ^－は、変調レベルΔΦ_ｃ－＝－π＋アルファ－ベータに対応し、
ｄ^＋は、変調レベルΔΦ_ｄ＋＝－π－アルファ＋ベータに対応し、
ｄ^－は、変調レベルΔΦ_ｄ－＝－π－アルファ－ベータに対応する。

出力電力Ｐは、変調周期毎に８つの状態ｉ＝１、．．．、８に対応する８つの測定値Ｐｉにサンプリングされる。これらの状態に対応する変調レベルは、状態１の場合、ｄ－；状態２の場合、ｂ－；状態３の場合、ａ＋；状態４の場合、ｃ＋；状態５の場合、ｄ＋；状態６の場合、ｂ＋；状態７の場合、ａ－；状態８の場合、ｃ－である。測定されるパラメータの信号（例えば、サグナック）の復調及び信号Ｖ_πの復調は、４状態構成と同様に８状態で行われる。この８状態変調では、測定される数量の信号は、以下の式に従って計算され、式中、８つの連続状態ｉ＝１、．．．、８での電力測定値Ｐｉは、４Δτに等しい変調周期Ｔにわたり得られる。
［数式７］
Ｓ_Ｓ＝－Ｐ_１－Ｐ_２＋Ｐ_３＋Ｐ_４－Ｐ_５－Ｐ_６＋Ｐ_７＋Ｐ_８

この８状態変調では、変調器伝達関数の誤差信号は、以下の式に従って計算される。
［数式８］

上述したような光ファイバ干渉計システムでは、検出器での出力電力を調整することが望ましい。そのために、上述した８状態変調方式では開ループ応答とも呼ばれ、ΔＰと示される干渉計検出システムの伝達関数を、例えば光源の電力を調整することにより、この開ループ応答を制御するように抽出することが知られている。この測定は、以下の式に従う計算を用いて、４つのハイ状態（ｄ^－；ｂ^－；ａ^＋：ｃ^＋）と４つのロー状態（ｄ^＋；ｂ^＋；ａ^－；ｃ^－）との間の電力差ΔＰを検出することにより行われる。
［数式９］
Ｓ_ΔＰ＝Ｐ_１＋Ｐ_２＋Ｐ_３＋Ｐ_４－Ｐ_５－Ｐ_６－Ｐ_７－Ｐ_８

光ファイバループ又はインライン干渉計システムの性能を改善し、特にそのようなシステムの測定精度、安定性、線形性及び／又は応答ダイナミクスを上げることが望ましい。

従来技術の上記の欠点を矯正するために、本発明は、ソースビームを生成するように適合された光源と、ソースビームを第１のシングルモード波及び第２のシングルモード波に分割するように適合された光分割デバイスと、第１のシングルモード波及び第２のシングルモード波に同じ位相シフトΦ_ｍ（ｔ）を誘導するように適合された位相変調器に変調電圧Ｖ_ｍ（ｔ）を印加するように適合された電子システムと、それぞれ第１のシングルモード波を受け取り、且つそれを光路に沿って伝播させ、及び第２のシングルモード波を受け取り、且つそれを、第１の光路の逆である第２の光路に沿って伝播させ、及び伝播時間差Δτ後、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）＝Φ_ｍ（ｔ）－Φ_ｍ（ｔ－Δτ）を有する第１の出力波及び第２の出力波をそれぞれ形成するように適合された光ファイバセットであって、伝播時間差Δτの２倍の逆数に等しい固有周波数ｆ_ｐを有し、光分割デバイスは、第１の出力波及び第２の出力波を再結合し、且つ一時的に変調された干渉ビームを形成するように適合される、光ファイバセットと、時間の関数として干渉ビームの電力Ｐ（ｔ）を検出するように適合された検出システムとを含む光ファイバループ又はインライン干渉計を提案する。

より詳細には、本発明によれば、干渉計であって、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、±πに等しいレベルの第１の周期性位相差ΔΦ_π（ｔ）と、±アルファに等しいレベルの第２の周期性位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）と、－ベータ～＋ベータの可変レベルの第３の周期性位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）との和に等しく、アルファ及びベータは、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）が、伝播時間差Δτの２倍の奇数倍数（２Ｍ＋１）に等しい変調周期Ｔを有するような所定の異なる値を有し、ここで、Ｍは、自然整数であり、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、変調周期Ｔ毎に、１２の以下の変調レベル：ΔΦａ＋＝π＋アルファ＋ベータ；ΔΦ_ａ－＝π＋アルファ－ベータ；ΔΦ_ａ＝π＋アルファ；ΔΦ_ｂ＋＝π－アルファ＋ベータ；ΔΦ_ｂ－＝π－アルファ－ベータ；ΔΦ_ｂ＝π－アルファ；ΔΦ_ｃ＋＝－π＋アルファ＋ベータ；ΔΦ_ｃ－＝－π＋アルファ－ベータ；ΔΦ_ｃ＝－π＋アルファ；ΔΦ_ｄ＋＝－π－アルファ＋ベータ；ΔΦ_ｄ－＝－π－アルファ－ベータ；ΔΦ_ｄ＝－π－アルファのうちの少なくとも８つの変調レベルを有し、及びこの変調位相差は、０～Ｔに含まれる各時間ｔにおいて、ΔΦ_ｍ（ｔ＋Ｔ／２）＝－ΔΦ_ｍ（ｔ）であるようなものである干渉計が提案される。

特定の有利な実施形態によれば、変調周期Ｔは、伝播時間差Δτの２倍に等しく、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐに等しい変調周波数を有し、第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）及び第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい同じ変調周波数を有し、ここで、Ｎは、非ゼロの自然整数であり、第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と同期され、第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、第２の位相差ΔΦ_ａ（ｔ）に対して直交位相である。

特定の有利な別の実施形態によれば、変調周期Ｔは、伝播時間差Δτの２倍に等しく、第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐに等しい変調周波数を有し、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）及び第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい同じ変調周波数を有し、ここで、Ｎは、非ゼロの自然整数であり、第２の位相差は、第１の位相差に対して直交位相であり、第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、第１の位相差又は第２の位相差と同期される。

特定の有利な更に別の実施形態によれば、Ｍは、非ゼロの整数であり、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）及び第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐに等しい同じ変調周波数を有し、第２の位相差は、第１の位相差に対して直交位相であり、及び第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、変調周期Ｔに等しい変調周期を有し、この第３の位相差は、第１の位相差又は第２の位相差と同期される。

個々に又は技術的に可能な全ての組合せに従って解釈される、本発明による干渉計の他の非限定的で有利な特徴は、以下である。

検出システムは、変調周期毎に、検出された干渉ビームの一連の少なくとも１２の電力測定値から、測定される数量を表す信号、位相変調器の伝達関数信号及び／又は検出システムの伝達関数信号を抽出するように適合された電子復調システムを含む。

測定される数量を表す信号は、変調周期毎に取得される干渉ビーム電力測定値の和に等しく、各電力測定値は、－アルファに対応するレベルについて－１で乗算され、且つ＋アルファに対応するレベルについて＋１で乗算される。

位相変調器の伝達関数信号は、変調周期毎に取得される干渉ビーム電力測定値の和に等しく、各電力測定値は、第１の±π変調符号と、第２の±アルファ変調の＋又は－符号との積の符号で乗算されるか、又は同じ数の、符号＋で乗算される状態及び符号－で乗算される状態を保持するようにゼロで乗算される。

検出システムの伝達関数信号は、変調周期毎に取得される干渉ビーム電力測定値の和に等しく、各電力測定値は、第３のベータ変調のレベルが＋ベータ又は－ベータである場合、第２の±アルファ変調符号と、第３の±ベータ変調符号との積の符号で乗算され、且つこの第３のベータ変調のレベルがゼロである場合、ゼロで乗算される。

変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、測定される数量を表す信号の位相差ΔΦ_ｓとは逆の位相ステップΔΦ_ＦＢで構成されるランプを更に含む。

光分割デバイスは、ソースビームを第１のシングルモード波及び第２のシングルモード波に空間的に分割するように適合され、光ファイバセットは、光ファイバコイルであって、それぞれ第１のシングルモード波を光ファイバコイルの第１の端部で受け取り、且つ第２のシングルモード波を光ファイバコイルの第２の端部で受け取るように適合された光ファイバコイルを含み、第１のシングルモード波及び第２のシングルモード波は、光ファイバコイルにおいて逆方向に伝播する。

第１のシングルモード波及び第２のシングルモード波は、線形偏光され、及び光ファイバコイルは、線形偏光保持型のものであり、干渉計は、光ファイバコイルの軸の周りの回転を表す位相差を測定するように適合される。

光ファイバセットは、線形偏光保持光ファイバセクション、円偏光保持光ファイバコイル及び別の線形偏光保持光ファイバセクションを含み、四分の一波長板は、光ファイバセクションと光ファイバコイルの端部との間に配置され、別の四分の一波長板は、他の光ファイバセクションと光ファイバコイルの他の端部との間に配置され、干渉計は、光ファイバコイルを通る電流によって誘導される位相差を測定するように適合される。

光ファイバセットは、線形偏光保持光ファイバセクション及び円偏光保持光ファイバコイルを含み、光ファイバセクションは、光ファイバコイルの１つの端部に接続され、ミラーは、光ファイバコイルの第２の端部に配置され、干渉計は、光ファイバコイルを通る電流によって誘導される位相差を測定するように適合される。

干渉計は、測定される数量を表す信号、変調器伝達関数信号及び／又は検出システム伝達関数信号の測定を制御するように適合されるフィードバックシステムを含む。

当然のことながら、本発明の異なる特徴、代替形態及び実施形態は、互いに不適合ではない限り又は互いから排他的ではない限り、種々の組合せに従って互いに関連することができる。

本開示の光ファイバ干渉計は、特に、従来の８状態変調により得られる測定値に影響する、位相変調器を制御する電気回路のＲＣ時間定数によって誘導される誤差をなくすことにより、測定される数量、例えばサグナック位相シフトの測定精度を改善できるようにする。本開示の光ファイバ干渉計は、ハイ状態とロー状態との間の電力差ΔＰを測定することにより、干渉計伝達関数を測定できるようにもする。

更に、本発明の種々の他の特徴は、本発明の非限定的な実施形態を示す図面を参照して行われる添付の説明から明らかになる。

従来技術による光ファイバジャイロスコープに適用された光ファイバサグナックループ干渉計システムを概略的に示す。 従来技術による、信号をバイアスする変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）を生成する、光ファイバループ干渉計システムにおける位相変調器を示す。 従来技術による４状態変調による、ここでは３つの変調周期にわたる位相変調器に適用される変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）、干渉計応答曲線上の４つの変調状態の位置及び時間の関数としての検出電力Ｐ（ｔ）の４つの測定値の一例を概略的に示す。 従来技術による６状態変調による、ここでは１つの変調周期にわたる位相変調器に適用される変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）、干渉計応答曲線上の６つの変調状態の位置及び時間の関数としての検出電力Ｐ（ｔ）の６つの測定値の一例を概略的に示す。 従来技術による８状態変調による、位相変調器に適用される変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）、干渉計応答曲線上の８つの変調状態の位置及び時間の関数としての検出電力Ｐ（ｔ）の８つの測定値の一例を概略的に示す。 従来の８状態変調における位相変調チェーンのＲＣ時間定数の存在時に適用される変調位相差、この８状態変調の従来の復調により得られるサグナック干渉計システムの回転がない場合の干渉計システム電力Ｐ（ｔ）及び残留スプリアス信号へのＲＣ時間定数の影響を概略的に示す。 ΔΦ_ｍ（ｔ）の８つのレベル及び対応する検出電力Ｐ（ｔ）の１２の状態を用いた変調に基づく第１の実施形態を示す。 ΔΦ_ｍ（ｔ）の８つのレベル及び対応する検出電力Ｐ（ｔ）の１２の状態を用いた変調に基づく第２の実施形態を示す。 ΔΦ_ｍ（ｔ）の８つのレベル及び対応する検出電力Ｐ（ｔ）の１２の状態を用いた変調に基づく第３の実施形態を示す。 第３の実施形態による変調及びサグナック信号が存在する場合に検出される電力Ｐ（ｔ）の一例を概略的に示す。 本開示による電流センサに適用される光ファイバループ干渉計システムを概略的に示す。 本開示による電流センサに適用される光ファイバインライン干渉計システムを概略的に示す。 本開示による電流センサに適用される別の光ファイバインライン干渉計システムを概略的に示す。

これらの図では、異なる変形形態に共通する構造要素及び／又は機能要素は、同じ参照符号により示され得ることに留意されたい。

図１に関連して説明される位相変調干渉計システムでは、位相変調器１６は、この位相変調器の電極間の負荷抵抗Ｒと、これらの電極の電気キャパシタンスＣとにリンクされる、時間定数とも呼ばれるＲＣ応答時間を有する制御電気回路により給電される。抵抗Ｒは、約５０～５００オームである。集積光回路（例えば、ニオブ酸リチウム）上の変調器の１０ｍｍ長電極の電気キャパシタンスは、約３ｐＦであり、すなわち２０ｍｍ長のプッシュプル電極の対では約１２ｐＦのキャパシタンスＣである。この場合、位相変調器ＲＣ時間定数の値は、約１～１０ｎｓと推定することができる。一般に、位相変調器制御回路のＲＣ時間定数は、０．５ｎｓ～５０ｎｓである。特定の電気組立体を用いる場合、電極間に負荷抵抗がなく、この時間定数は、制御回路の増幅器の利得－帯域幅積により与えられることに留意することができる。

本開示は、このＲＣ時間定数が干渉計システムの性能に影響を及ぼし得ることを示し、位相変調器ＲＣ時間定数によって誘導される悪影響を低減又は相殺する異なる変調及び復調方式を提案する。

図６は、位相変調器のＲＣ電気応答時間の影響を見せる従来の８状態変調での事例を示す。図６においてＲＣ電気応答時間の影響をグラフで見せるために、高値のＲＣを選択した：ＲＣ＝Δτ／１２。図６は、一方では位相差ΔΦ（左上の曲線）、他方では時間ｔ（右上の曲線）の関数としての干渉計システム出力において検出された電力Ｐ（ｔ）を概略的に示す。図６は、時間の関数としての変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）（左下の曲線）も示す。この変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）と時間との関係の曲線では、この位相差が理想的な方形形状を辿らず、ＲＣ時間定数にリンクする遅延をもって各位相差レベルに達する指数曲線を辿ることを観測することができる。

最後に、図６は、右下において、サグナック干渉計の回転がない場合、８状態干渉計における従来の復調（数式７を参照されたい）を用いて信号位相差ΔΦ_ｓを測定するために復調された状態１及び３間、状態５及び７間、状態２及び４間並びに状態６及び８間の電力差の時間曲線を示す。

実際に、デジタルプロセッサ１０及びデジタル／アナログ変換器１１が、２つのプラトーを切り替える方形変調制御信号Ｃ_ｍ（ｔ）を生成する場合、ＲＣ電気応答時間は、変調器に実際に印加される制御電圧Ｖ_ｍ（ｔ）及び変調器により生成される変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）が所望レベルに瞬時に達しないことを生じさせる。より正確には、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）の各レベルは、先のレベルから始まり、このレベルで所望のレベルに漸近的に向かう傾向を有する（１－ｅｘｐ（－ｔ／ＲＣ））での指数曲線を辿る。電力Ｐと時間との関係の曲線では、そこから、理論的に同じ電力レベルに対応するが、異なる先のレベルから開始する測定干渉計信号の２つの状態は、同じ履歴を有さないため、実際には同一でないことが生じる。８状態変調では、測定される数量に関連する信号の従来の復調は、状態１及び３の対、状態５及び７の対、状態２及び４の対並びに状態６及び８の対の測定電力間の差に基づく（数式７を参照されたい）。特に、状態１（モジュロＴ）に先行する状態８は、状態３に先行する状態２よりも低い状態であり、したがって、状態１及び３は、同じ履歴を有さないため、完全には同一でなく、復調で計算されるそれらの差は、回転がない場合、したがってΔΦ_ｓ＝０の場合、完全にはゼロではない。同様に、状態５に先行する状態４は、状態７に先行する状態６よりも高いレベルの状態であり、したがって、状態５及び７は、同一でもなく、同じ履歴も有さない。ここで、干渉計で測定されるパラメータがゼロである場合、測定される数量の信号の復調が事実上ゼロを与え、欠陥をもたらさず、特に回転がない場合、サグナック干渉計に欠陥をもたらさないことが基本である。

図６の右下の曲線では、測定される数量の復調で計算された電力差は、特に、状態１及び３間並びに状態５及び７間の差でヌルではないことが観測される。したがって、従来技術のそのような干渉計システムは、欠陥をもたらす。これらの欠陥の桁は、約１０^－８～１０^－９ラジアンのゼロ安定性が望まれるのに反して、約１０^－４～１０^－５ラジアンのスプリアス位相差に対応し得る。

本開示は、変調周期毎に少なくとも８つのレベル及び復調周期毎に１２の状態を生成する、干渉計システムにおける位相変調器制御回路のＲＣ時間定数によって誘導される欠陥を軽減又は相殺するように適合された異なる変調及び復調技法を提案する。

図７は、８レベル及び１２状態の変調に基づく第１の実施形態を示す。

本明細書の以降において、レベル（又は変調レベル）は、各変調ステップでの変調位相差ΔΦ_ｍの異なる値の漸近値を意味する。変調状態は、各変調周期にわたり互いの後に続く変調レベルに対応する異なる測定電力Ｐ値を意味する。幾つかの状態は、変調周期にわたり同じ変調レベルを使用することができる。

図７に関連する第１の実施形態では、変調電圧は、２Δτに等しい変調周期Ｔにわたり８つのレベルに従って印加される。より正確には、３つの方形変調の和からなる方形変調制御信号Ｃ_ｍ（ｔ）が適用される。第１の方形変調は、±πに等しい第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）を誘導するように適合される。第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐにおいて周期性を有する。第２の方形変調は、±アルファに等しい第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）を誘導するように適合される。第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）において周期性を有し、固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい変調周波数を有し、ここで、Ｎは、１以上の自然整数である。第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と同期される。第３の方形変調は、±ベータに等しい第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）を誘導するように適合される。第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐの同じ奇数倍数（２Ｎ＋１）において周期性を有し、固有周波数ｆ_ｐの同じ奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい変調周波数を有する。第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）と直交位相であり、換言すれば、２Ｎ＋１＝３の場合、第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）からＴ／１２だけ遅延する。一般的な場合、これは、Ｔ／（４（２Ｎ＋１））の遅延である。この変調から生じる変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、以下の式による第１の周期性位相差ΔΦ_π（ｔ）、第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）及び第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）の和に等しい。
［数式１０］
ΔΦ_ｍ（ｔ）＝ΔΦ_π（ｔ）＋ΔΦ_アルファ（ｔ）＋ΔΦ_ベータ（ｔ）

図７に示される例では、数Ｎは、１に等しく、第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）及び第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）の周波数は、３ｆ_ｐに等しく、以下の値がアルファ及びベータに選択される：アルファ＝３π／８及びベータ＝３π／１２８。Δτは、１ｋｍで約５μｓであることを知りつつ、周期Ｔは、２Δτに等しい。ＲＣ定数は、図７をより理解しやくするために、現実よりも誇張されている。ＲＣは、本明細書ではΔτの約１／２０に等しい。

図７のΔΦ_ｍ（ｔ）曲線では、ｆ_ｐにおいて変調される第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と、３ｆ_ｐにおいて変調される第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）との和から生じる６状態／４レベルによる変調は、点線で示される。第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）と直交位相である３ｆ_ｐにおいて２レベルで変調される第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、破線で示される。最後に、点線変調と破線変調との和から生じる変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）又は総変調は、連続線で示される。変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、周期Ｔ＝２Δτ毎に８つのレベルを有する。しかしながら、この８レベル変調は、従来技術の８レベル変調（例えば、図５及び図６に示される）と異なる。ＲＣ時間定数の影響は、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）曲線上で観測される。変調位相差の各レベルは、先のレベルから開始される（１－ｅｘｐ（－ｔ／ＲＣ））での指数曲線を辿る。

各周期Ｔにおいて、位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）のこの変調は、以下の８つの変調レベルを生成する：ΔΦ_ｍ（ｔ）＝±π±アルファ±ベータ。これらの８つの変調レベルは、電力と位相差との関係の曲線上でａ^＋、ａ^－、ｂ^＋、ｂ^－、ｃ^＋、ｃ^－、ｄ^＋及びｄ^－と記された点に対応する。

図７では、ａ^＋は、変調レベルΔΦ_ａ＋＝π＋アルファ＋ベータに対応し、
ａ^－は、変調レベルΔΦ_ａ－＝π＋アルファ－ベータに対応し、
ｂ^＋は、変調レベルΔΦ_ｂ＋＝π－アルファ＋ベータに対応し、
ｂ^－は、変調レベルΔΦ_ｂ－＝π－アルファ－ベータに対応し、
ｃ^＋は、変調レベルΔΦ_ｃ＋＝－π＋アルファ＋ベータに対応し、
ｃ^－は、変調レベルΔΦ_ｃ－＝－π＋アルファ－ベータに対応し、
ｄ^＋は、変調レベルΔΦ_ｄ＋＝－π－アルファ＋ベータに対応し、
ｄ^－は、変調レベルΔΦ_ｄ－＝－π－アルファ－ベータに対応する。

出力電力Ｐと時間との関係の曲線では、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）の８つのレベルは、以下の順：ｂ^－、ｂ^＋、ａ^＋、ａ^－、ｂ^－、ｂ^＋、ｃ^＋、ｃ^－、ｄ^－、ｄ^＋、ｃ^＋、ｃ^－に変調周期Ｔ毎に一連の１２の状態で互いに続く。

干渉ビームを受け取った検出器は、変調周期Ｔ毎に、１２の状態ｉ＝１、．．．、１２に対応する１２の電力測定値Ｐ_ｉを取得する。換言すれば、検出器は、周波数１２ｆ_ｐで電力信号Ｐをサンプリングする。より一般的には、（２Ｎ＋１）．ｆ_ｐにおける第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）及び第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）の変調の場合、サンプリングは、４．（２Ｎ＋１）．ｆ_ｐで行われる。電力と時間との関係の曲線では、検出電力測定値に対する位相変調器制御回路のＲＣ時間定数の影響が明確に観測される。各電力測定値Ｐ_ｉの値は、２つの連続する漸近電力値間の差に依存する指数曲線に従ってプラトーに達する。

サーチされる信号に従い、特定の復調が適用される。より正確には、測定される数量の信号、例えばサグナック信号を抽出するために、１２の取得された状態の復調が使用される。２Δτに等しい変調周期Ｔにわたり、符号は、以下の順：－－＋＋－－＋＋－－＋＋に１２の電力測定値Ｐｉに適用される。換言すれば、電力測定値Ｐ_ｉは、±π変調及び±ベータ変調の符号から独立して、－アルファに対応するレベルについて－１で乗算され、且つ＋アルファに対応するレベルについて＋１で乗算される。したがって、１２の状態で変調された、測定される数量の符号の復調は、第１の実施形態では、以下のように表される。
［数式１１］
Ｓ_Ｓ＝－Ｐ_１－Ｐ_２＋Ｐ_３＋Ｐ_４－Ｐ_５－Ｐ_６＋Ｐ_７＋Ｐ_８－Ｐ_９－Ｐ_１０＋Ｐ_１１＋Ｐ_１２

電力と時間との関係の曲線では、８レベル及び１２状態変調は、符号＋を有する各復調状態で、同一の状態、すなわち符号－で復調された同じ履歴を有する状態を有することが観測される。したがって、レベルｂ^－に対応する状態１は、レベルｃ^＋に対応する状態７と同一であり；レベルｂ^＋に対応する状態２は、レベルｃ^－に対応する状態８と同一であり；レベルａ^＋に対応する状態３は、レベルｄ^－に対応する状態９と同一であり；レベルａ^－に対応する状態４は、レベルｄ^＋に対応する状態１０と同一であり；レベルｂ^－に対応する状態５は、レベルｃ^＋に対応する状態１１と同一であり；レベルｂ^＋に対応する状態６は、レベルｃ^－に対応する状態１２と同一である。換言すれば、測定される数量をそこから抽出するために復調される＋又は－の第１の半周期Ｔ／２の各状態は、次の半周期における逆符号で復調された同じ履歴の状態に対応する。第１の実施形態の８レベル及び１２状態変調に従って変調された位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、ここでは０～２Δτの変調周期Ｔの任意の時間ｔにおいて、以下の式を立証することが観測される。
［数式１２］

そこから結果として測定される数量の信号、例えばサグナック信号を抽出するための上述した８レベル及び１２状態に従って変調された信号の復調は、従来の８レベル及び８状態変調に従って変調された信号の復調とは対照的に、ＲＣ時間定数によって誘導される欠陥を有さない。

第１の実施形態では、Ｖ_πで示される位相変調器伝達関数の復調は、±ベータ変調符号から独立して、変調周期Ｔにわたり取得されたｉ＝１、．．．、１２の電力測定値Ｐ_ｉを、±π変調の＋又は－符号と、±アルファ変調の＋符号又は－符号との積の符号で乗算するか、又は＋で乗算される状態数及び－で乗算される状態数を同数のみ保持するようにゼロで乗算することによって取得される。第１の実施形態では、Ｖ_πで示される位相変調器伝達関数の復調は、以下のように表される。
［数式１３］

第１の実施形態では、ΔＰで示される検出システム伝達関数又は開ループ応答の復調は、±π変調符号から独立して、変調周期Ｔにわたり取得されたｉ＝１、．．．、１２の１２の電力測定値Ｐ_ｉを、±πアルファ変調の＋符号又は－符号と、±ベータ変調の＋符号又は－符号との積の符号で乗算することにより、周波数６ｆ_ｐで実行される。図７に示される例では、ΔＰを抽出するために、サンプリングは、１２ｆ_ｐで行われる。（＋アルファ＋ベータ）変調に対応するａ^＋及びｃ^＋におけるハイレベル並びに（－アルファ－ベータ）変調に対応するｂ^－及びｄ^－におけるハイレベルは、＋１で乗算することにより復調される一方、（＋アルファ－ベータ）変調に対応するａ^－及びｃ^－におけるローレベル並びに（－アルファ＋ベータ）変調に対応するｂ^＋及びｄ^＋におけるローレベルは、－１で乗算することにより復調される。より正確には、検出システム伝達関数の復調、したがって１２状態で変調されたハイ状態とロー状態との間の電力差ΔＰは、第１の実施形態では、以下のように表される。
［数式１４］
Ｓ_ΔＰ＝＋Ｐ_１－Ｐ_２＋Ｐ_３－Ｐ_４＋Ｐ_５－Ｐ_６＋Ｐ_７－Ｐ_８＋Ｐ_９－Ｐ_１０＋Ｐ_１１－Ｐ_１２

周期Ｔ毎に８変調レベル及び１２状態を誘導するｆ_ｐにおける±π変調、３ｆ_ｐにおける±アルファ変調及び３ｆ_ｐにおける±ベータ変調に基づく第１の実施形態は、適宜復調により、測定される数量の信号である信号Ｖ_π及び開ループ応答信号ΔＰを抽出できるようにし、測定される数量の信号は、位相変調器制御回路のＲＣ時間定数によって誘導される欠陥について補正される。この変調及び復調方式は、干渉計システムの構造を変えずに干渉計システムの性能を改善できるようにするとともに、既存の干渉計システムのアップグレードを可能にする。

ここで、第２の実施形態について図８に関連して説明する。第１の実施形態と同様に、第２の実施形態も、２Δτに等しい変調周期Ｔ毎に少なくとも８つの変調レベル及び１２の状態を用いる変調に基づく。

変調はまた、変調周期Ｔ毎に８つのレベルに従って適用される。ここでも、制御信号Ｃ_ｍ（ｔ）は、３つの方形変調の和からなる。この第２の実施形態では、第１の方形変調は、±πに等しいレベルの第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）を誘導する。第１の位相差は、固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）において周期性を有し、固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい変調周波数を有し、ここで、Ｎは、１以上の自然整数である。第２の方形変調電圧は、±アルファに等しいレベルの第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）を誘導するように適合される。第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、固有周波数ｆ_ｐの同じ奇数倍数（２Ｎ＋１）において周期性を有し、固有周波数ｆ_ｐの同じ奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい変調周波数を有し、ここで、Ｎは、１以上の自然整数である。第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と直交位相である。第３の方形変調電圧は、±ベータに等しいレベルの第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）を誘導するように適合される。第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と同期されたｆ_ｐにおいて周期性を有し、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と同期されたｆ_ｐに等しい変調周波数を有する。

図８に示される例では、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）及び第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、周波数３ｆ_ｐにあり、以下の値がアルファ及びベータに選択される：アルファ＝３π／８及びベータ＝３π／１２８並びにＲＣ＝Δτ／２０。

図８のΔΦ_ｍ（ｔ）曲線では、３ｆ_ｐにおいて変調される第１の周期性位相差ΔΦ_π（ｔ）と、ΔΦ_π（ｔ）と直交する３ｆ_ｐにおいて変調される第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）との和から生じる４状態変調は、点線で示される。周波数ｆ_ｐにおいて２レベルで変調される第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、破線で示される。最後に、点線変調と破線変調との和から生じる変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）又は総変調は、連続線で示される。変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）も８つのレベルを有する。ＲＣ時間定数の影響は、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）曲線において観測される。変調位相差の各レベルは、先のレベルから開始される（１－ｅｘｐ（－ｔ／ＲＣ））での指数曲線を辿る。

第１の実施形態と同様に、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、８つのレベルを含み、８レベルで変調されるこの位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、先に触れた位相差ΔΦ_ａ＋～ΔΦ_ｄ－に対応する以下の順：ｂ^＋ａ^＋ｃ^－ｄ^－ｂ^－ａ^－ｃ^－ｄ^－ｂ^＋ａ^＋ｃ^＋ｄ^＋に時間の関数として出力電力曲線で１２の変調状態を生成する。

検出器は、１２の状態ｉ＝１、．．．、１２に対応する、変調周期Ｔ毎の１２の電力測定値Ｐ_ｉを取得する。電力と時間との関係の曲線では、検出電力測定値に対する位相変調器ＲＣ時間定数の影響がここでも明確に観測される。

第２の実施形態では、測定される数量の信号、例えばサグナック信号の復調は、ｉ＝１、．．．、１２である変調周期にわたる電力測定値Ｐ_ｉが、±π及び±ベータ変調符号から独立して、－アルファに対応するレベルについて－１で乗算され、且つ＋アルファに対応するレベルについて＋１で乗算される限り、第１の実施形態と同様である。この復調方式は、第２の実施形態では、以下の式により表される。
［数式１５］
Ｓ_Ｓ＝－Ｐ_１＋Ｐ_２＋Ｐ_３－Ｐ_４－Ｐ_５＋Ｐ_６＋Ｐ_７－Ｐ_８－Ｐ_９＋Ｐ_１０＋Ｐ_１１－Ｐ_１２

したがって、＋又は－で復調される最初の半周期Ｔ／２の各状態に、逆方向、すなわち－又は＋で復調された次の半周期での同じ履歴の状態が対応する。１－７対、２－８対、３－９対、４－１０対、５－１１対及び６－１２対は、位相変調器ＲＣによって誘導される影響を相殺できるようにする。実際に、第２の実施形態では、図８において、８レベル及び１２状態変調により変調された位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、ここでは０～２Δτの変調周期の任意の時間ｔにおいて、数式１２を立証することが観測される。

同様に、Ｖ_π復調と示される位相変調器伝達関数の復調は、±ベータ変調の符号から独立して、変調周期Ｔにわたり取得されたｉ＝１、．．．、１２の１２の電力測定値Ｐ_ｉを、±π変調の＋符号又は－符号と、±アルファ変調の＋符号又は－符号との積の符号で乗算することにより行われる。

したがって、１２の状態でのＶ_π復調と示される位相変調器伝達関数の復調は、第２の実施形態では、以下の式により表される。
［数式１６］

最後に、ΔＰ復調と示される検出システム伝達関数の復調は、±π変調符号から独立して、変調周期Ｔにわたり取得されたｉ＝１、．．．、１２の１２の電力測定値Ｐ_ｉを、±アルファ変調の＋符号又は－符号と、±ベータ変調の＋符号又は－符号との積の符号で乗算することにより行われる。

したがって、１２状態でのΔＰで示される検出システム伝達関数の復調は、第２の実施形態では、以下のように表される。
［数式１７］
Ｓ_ΔＰ＝－Ｐ_１＋Ｐ_２－Ｐ_３＋Ｐ_４＋Ｐ_５－Ｐ_６－Ｐ_７＋Ｐ_８－Ｐ_９＋Ｐ_１０＋Ｐ_１１－Ｐ_１２

第２の実施形態でも、測定される数量の信号は、位相変調器ＲＣ時間定数によって誘導される欠陥について補正される。

ここで、第３の実施形態について図９に関連して説明する。第３の実施形態は、変調周期Ｔ毎に１２の状態及び８つのレベルを用いる変調に基づく。

制御信号Ｃ_ｍ（ｔ）はまた、３つの方形変調の和からなる。第３の実施形態では、第１の方形変調は、±πに等しいレベルの第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）を誘導する。第１の位相差は、固有周波数ｆ_ｐにおいて周期性を有し、固有周波数ｆ_ｐに等しい変調周波数を有する。第２の方形変調は、±アルファに等しいレベルの第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）を誘導するように適合される。第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と直交する固有周波数ｆ_ｐにおいて周期性を有し、固有周波数ｆ_ｐに等しい変調周波数を有する。換言すれば、第１の位相差と第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）との和は、４状態変調をもたらす（図９における変調位相差と時間との関係の曲線上の点線）。第３の方形変調は、±ベータ／２に等しいレベルの位相シフトΦ_ベータ（ｔ）を誘導するように適合される。この変調Φ_ベータ（ｔ）は、固有周波数の奇数分数調波ｆ_ｐ／（２Ｎ＋１）において周期性を有し、固有周波数の奇数分数調波ｆ_ｐ／（２Ｎ＋１）に等しい変調周波数を有し、ここで、Ｎは、１以上の自然整数である。この場合、変調周期は、２．（２Ｎ＋１）．Δτに等しい。第３の変調Φ_ベータ（ｔ）は、第１の位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）又は第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）と同期される。位相シフトの第３の変調Φ_ベータ（ｔ）は、以下の順：＋ベータ、０、０、－ベータ、０、０にΔτ毎に切り替わる６レベルの位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）＝Φ_ベータ（ｔ）－Φ_ベータ（ｔ－Δτ）を誘導する（図９の変調位相差と時間との関係の曲線上の破線で示される）。

図９に示される例では、位相シフトΦ_ベータ（ｔ）の変調周波数は、ｆ_ｐ／３に等しく、変調周期Ｔは、６Δτに等しい。図９に示される例では、以下の値がアルファ及びベータに選択される：アルファ＝３π／８及びベータ＝５π／１２８。ＲＣ値は、図９をより理解しやくするために、現実よりも誇張されており、本明細書ではΔτ／１０に等しい。

点線変調と破線変調との和から生じる変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）又は総変調は、（２Ｎ＋１）．２Δτに等しい変調周期Ｔを有する。図９に示される例では、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、変調周期Ｔ毎に８つのレベルを誘導する。これらの８つの変調レベルは、変調周期Ｔに従って出現順：ｂ^＋ａ^＋ｃｄｂａｃ^－ｄ^－ｂａｃｄにΔτ／２毎に切り替わる一連の１２の状態を電力測定曲線上にもたらす。

図９では、ａ＋は、変調レベルΔΦ_ａ＋＝π＋アルファ＋ベータに対応し；ａは、変調レベルΔΦ_ａ＝π＋アルファに対応し；ｂ^＋は、変調レベルΔΦ_ｂ＋＝π－アルファ＋ベータに対応し；ｂは、変調レベルΔΦ_ｂ＝π－アルファに対応し；ｃは、変調レベルΔΦ_ｃ＝－π＋アルファに対応し；ｃ^－は、変調レベルΔΦ_ｃ－＝－π＋アルファ－ベータに対応し；ｄは、変調レベルΔΦ_ｄ＝－π－アルファに対応し；ｄ^－は、変調レベルΔΦ_ｄ－＝－π－アルファ－ベータに対応する。

図９の出力電力Ｐと位相差ΔΦとの関係の曲線では、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）のレベルは、変調周期毎に１２の変調状態を生成する。図９では、第３の実施形態の８レベル及び１２状態変調により変調された位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、ここでは６Δτに等しい変調周期Ｔの任意の時間ｔにおいて、数式１２を立証することが観測される。

第１及び第２の実施形態と同様に、測定される数量の信号、例えばサグナック信号の復調中、＋又は－で、測定される数量をそこから抽出するために復調された最初の半周期Ｔ／２の各状態に、次の半周期において逆の符号を用いて復調された同じ履歴の状態が対応する。この復調方式は、第３の実施形態では、以下の式により表される。
［数式１８］
Ｓ_Ｓ＝－Ｐ_１＋Ｐ_２＋Ｐ_３－Ｐ_４－Ｐ_５＋Ｐ_６＋Ｐ_７－Ｐ_８－Ｐ_９＋Ｐ_１０＋Ｐ_１１－Ｐ_１２

Ｖ_πで示される位相変調器伝達関数の復調は、±ベータ変調符号から独立して、変調周期Ｔにわたり取得されたｉ＝１、．．．、１２の電力測定値Ｐ_ｉを、±π変調の＋又は－符号と、±アルファ変調の＋符号又は－符号との積の符号で乗算することにより取得される。

したがって、第３の実施形態における１２状態で変調された位相変調器伝達関数Ｖ_πの復調は、第２の実施形態と同じ式（数式１６）に従って表される。

最後に、ΔＰと示される検出システム伝達関数の復調は、±π変調符号から独立して、変調周期Ｔ＝６Δτにわたり取得されたｉ＝１、．．．、１２の１２の電力測定値Ｐ_ｉを、ベータがゼロではない場合、±アルファ変調の＋符号又は－符号と、±ベータ変調の＋符号又は－符号との積の符号で乗算することにより、又はベータがゼロの場合、０で乗算することにより行われる。特に、ベータは、状態ａ、ｂ、ｃ及びｄの場合、ゼロである。

したがって、１２状態での検出システム伝達関数の復調ΔＰは、第３の実施形態では、以下のように表される。
［数式１９］
Ｓ_ΔＰ＝－Ｐ_１＋Ｐ_２－Ｐ_７＋Ｐ_８

第３の実施形態でも、測定される数量の信号は、位相変調器ＲＣ時間定数によって誘導される欠陥について補正される。

図１０は、測定される数量の信号が存在する場合の第３の実施形態の一例を示す。図１０に示される例では、以下の値がアルファ及びベータに選択される：アルファ＝３π／８及びベータ＝３π／１２８。ＲＣはΔτ／１２に等しい。ここでは、測定される数量によって誘導される位相差は、ΔΦ_ｓ＝３π／３２に等しい。ΔΦ_ｓの測定値は、位相変調器ＲＣ時間定数によって誘導される欠陥について補正される。したがって、測定値は、よりよい安定性を有する。

有利には、上述した実施形態の何れか１つによる８レベル及び１２状態変調は、測定されるパラメータの信号（例えば、サグナック信号）の制御、信号Ｖ_πの調整及び／又は開ループ応答（又は信号ΔＰ）の調整に使用される。

まとめると、以下の表は、上述した３つの実施形態の実証ルールを示す。

［表１］

本発明は、例えば、図１に示されるような光ファイバコイルの軸の周りの回転率を測定する光ファイバサグナックループ干渉計システムに適用される。光ファイバサグナックループ干渉計システムでは、第１のシングルモード波１０１及び第２のシングルモード波１０２は、線形偏光され、光ファイバコイル１７は、線形偏光保持型のものである。信号処理システム９００は、上述した実施形態の何れか１つにより、位相差の少なくとも８状態及び１２レベル変調を生成するように、変調電圧６０を光位相変調器１６の電極に印加する。信号処理システム９００は、検出された信号８０に、選択された変調に応じて適した復調を適用する。

本発明は、電磁場センサ又は電流センサとして適用される光ファイバループ又はインライン干渉計にも適用される。

非限定的な例として、図１１は、電流センサとしての適用が意図される光ファイバループ干渉計を示す。同じ参照符号は、図１と同じ要素と示す。この用途では、光ファイバセットは、光ファイバセクション７１、光ファイバコイル７３及び直列に配置された別の光ファイバセクション７２を含む。光ファイバ７３は、軸に巻かれる。光ファイバ７３は、好ましくは、円偏光保持型のものである。光ファイバセクション７１は、好ましくは、線形偏光保持型のものである。他の光ファイバセクション７２も、好ましくは、線形偏光保持型のものである。導電体１２０は、光ファイバコイル７３の軸に沿って配置される。光ファイバコイル７３を通して流れる電流は、Ｉと示される。光集積回路１４は、図１に関連して説明したものと同様である。光集積回路１４の出力において、第１のシングルモード波１０１及び第２のシングルモード波１０２は、同じ偏光状態に従って線形偏光される。第１のシングルモード波１０１は、光ファイバセクション７１において伝播する。第２のシングルモード波１０２は、他の光ファイバセクション７２において伝播する。四分の一波長板３２は、第１の線形偏光シングルモード波１０１を受け取り、例えば右円偏光を有する第１の円偏光シングルモード波１１１を光ファイバコイル７３の１つの端部に送る。別の四分の一波長板３３は、第２の線形偏光シングルモード波１０２を受け取り、ここでも例えば右円偏光を有する第２の円偏光シングルモード波１１２を光ファイバコイル７３の他の端部に送る。第１の右円シングルモード波１１１及び第２の右円シングルモード波１１２は、光ファイバコイル７３を逆方向に伝播する。光ファイバコイル７３の出力において、四分の一波長板３２、３３は、円偏光波を、互いに再結合されて干渉ビーム３００を形成する線形偏光波に変換する。信号処理システム９００は、少なくとも８状態及び１２レベル変復調方式の何れか１つを適用して、位相変調器ＲＣ時間定数について補正された電流測定値を抽出する。この場合、位相変調ΔΦ_ｍ（ｔ）に考慮すべき伝播時間差Δτは、光ファイバ７３並びにファイバセクション７１及び７２における伝播時間である。

他の非限定的な例として、図１２は、電流センサとしての適用が意図される光ファイバインライン干渉計を示す。この例では、偏光器２４は、ソースビーム１００を線形偏光する。光集積回路３４は、例えば、ニオブ酸リチウム基板へのチタンの拡散により形成される導波路のみを含む。位相変調器１６の電極は、導波路の両側に沿って堆積する。光集積回路３４の導波路は、複屈折である。偏光器２４の光軸は、好ましくは、光集積回路３４の入出力２５における光集積回路３４の導波路の複屈折軸に対して４５°傾斜する。すなわち、偏光器２４及び光集積回路３４は、偏光に際してソースビーム１００を分割し、線形偏光状態に従って偏光される第１のシングルモード波１０１及び直交線形偏光状態に従って偏光される第２のシングルモード波１０２を生成する。光集積回路３４の導波路は、２つの偏光をガイドする。位相変調器１６は、偏光に従って異なる効率を有し、実際に２つの波動の位相シフトの変調差を生成し、ループ構成と同じ位相変調を可能にする。この差動変調器について、複屈折変調に関して述べられることが多い。この実施形態では、光ファイバセットは、直列に配置される光ファイバセクション７４及び光ファイバコイル７３を含む。光ファイバ７３は、軸に巻かれる。光ファイバ７３は、好ましくは、円偏光保持型のものである。光ファイバセクション７４は、好ましくは、線形偏光保持型のものである。第１のシングルモード波１０１及び第２のシングルモード波１０２は、光ファイバセクション７４において伝播する。四分の一波長板４２は、第１の線形偏光シングルモード波１０１を受け取り、例えば右円偏光を有する第１の円偏光シングルモード波１１１を光ファイバコイル７３の１つの端部に送る。四分の一波長板４２は、別の直交線形偏光状態に従って偏光された第２の線形偏光シングルモード波１０２を受け取り、例えば左円偏光を有する第２の円偏光シングルモード波１１２を光ファイバコイル７３の同じ端部に送る。ミラー２６は、光ファイバコイル７３の他の端部に配置される。光ファイバコイル７３を最初に通過した後、直交円偏光の２つのシングルモード波１１１、１１２は、ミラー２６で反射される。ミラーで反射されると、偏光状態は、反転する。２つのシングルモード波は、偏光を反転させた状態での光ファイバコイル７３の逆方向での第２の通過を行う。四分の一波長板４２は、直交円偏光の２つのシングルモード波を受け取り、それらを２つの直交線形偏光波に変換する。光集積回路３４及び偏光器２４は、これらの２つの波動を再結合し、干渉ビーム３００を形成する。信号処理システム９００は、少なくとも８状態及び１２レベル変復調方式の何れか１つを適用して、位相変調器ＲＣ時間定数について補正された電流測定値を抽出する。この場合、位相変調ΔΦ_ｍ（ｔ）に考慮すべき伝播時間差Δτは、光ファイバセクション７４及び光ファイバコイル７３における往復伝播時間である。

図１３は、電流センサとしての適用が意図される光ファイバインライン干渉計の別の例を示す。この例では、光集積回路１４は、図１及び図１１に関連して説明したものと同様の偏光導波路２４及びＹ接合型スプリッタ１５を含む。光ファイバセットは、ここでは、光ファイバセクション７１、別の光ファイバセクション７２、光ファイバセクション７４及び光ファイバコイル７３を含む。光ファイバ７３は、軸に巻かれる。光ファイバ７３は、好ましくは、円偏光保持型のものである。光ファイバセクション７１、７２及び７４は、好ましくは、線形偏光保持型のものである。導波路２４は、ソースビーム１００を線形偏光する。スプリッタ１５は、同じ線形偏光状態に従い、線形偏光されたソースビーム１００を第１の線形偏光シングルモード波１０１及び第２の線形偏光シングルモード波１０２に分割する。第１のシングルモード波１０１は、光ファイバセクション７１において伝播する。第２のシングルモード波１０２は、他の光ファイバセクション７２において伝播する。他の光ファイバセクション７２は、第２のシングルモード波１０２の線形偏光から９０°回転するように向けられ、したがって、第２のシングルモード波１０２は、第１のシングルモード波１０１への直交偏光を用いて線形偏光された第２のシングルモード波１２２になる。偏光結合器－スプリッタ２７は、光ファイバセクション７４を伝播する直交線形偏光の第１のシングルモード波１０１及び第２のシングルモード波１２２を再結合する。四分の一波長板４２は、直交線形偏光を直交円偏光１１１、１１２に変換する。図１２に関連して説明した実施形態と同様に、ミラー２６は、２つのシングルモード波１１１、１１２を反射し、それらの偏光を反転させる。すなわち、２つのシングルモード波は、偏光状態を反転させた状態で光ファイバセットを通る。信号処理システム９００は、少なくとも８状態及び１２レベル変復調方式の何れか１つを適用して、位相変調器ＲＣ時間定数について補正された電流測定値を抽出する。この場合、位相変調ΔΦ_ｍ（ｔ）に考慮すべき伝播時間差Δτは、光ファイバセクション７１及び７２における伝播時間並びに光ファイバセクション７４及び光ファイバ７３における往復伝播時間である。

当然のことながら、添付の特許請求の範囲内で種々の他の変更を本発明に行うことが可能である。

Claims (14)

1. ソースビーム（１００）を生成するように適合された光源（２０）、前記ソースビームを第１のシングルモード波（１０１）及び第２のシングルモード波（１０２）に分割するように適合された光分割デバイス（１５、２４、３４）、前記第１のシングルモード波及び前記第２のシングルモード波に同じ位相シフトΦ_ｍ（ｔ）を誘導するように適合された位相変調器（１６）に変調電圧Ｖ_ｍ（ｔ）を印加するように適合された電子システム（９００）、それぞれ前記第１のシングルモード波を受け取り、且つそれを第１の光路に沿って伝播させ、及び前記第２のシングルモード波を受け取り、且つそれを、前記第１の光路の逆である第２の光路に沿って伝播させ、及び伝播時間差Δτ後、変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）＝Φ_ｍ（ｔ）－Φ_ｍ（ｔ－Δτ）を有する第１の出力波及び第２の出力波をそれぞれ形成するように適合された光ファイバセット（１７、７１、７２、７３、７４）であって、前記伝播時間差Δτの２倍の逆数に等しい固有周波数ｆ_ｐを有し、前記光分割デバイス（１５、２４、３４）は、前記第１の出力波及び前記第２の出力波を再結合し、且つ一時的に変調された干渉ビーム（３００）を形成するように適合される、光ファイバセット（１７、７１、７２、７３、７４）、時間の関数として前記干渉ビーム（３００）の電力Ｐ（ｔ）を検出するように適合された検出システム（１８）を含む光ファイバループ又はインライン干渉計において、前記変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、±πに等しいレベルの第１の周期性位相差ΔΦ_π（ｔ）と、±アルファに等しいレベルの第２の周期性位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）と、－ベータ～＋ベータの可変レベルの第３の周期性位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）との和に等しく、アルファ及びベータは、前記変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）が、前記伝播時間差Δτの２倍の奇数倍数（２Ｍ＋１）に等しい変調周期Ｔを有するような所定の異なる値を有し、ここで、Ｍは、自然整数であり、前記変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、変調周期Ｔ毎に、１２の以下の変調レベル：ΔΦａ＋＝π＋アルファ＋ベータ；ΔΦ_ａ－＝π＋アルファ－ベータ；ΔΦ_ａ＝π＋アルファ；ΔΦ_ｂ＋＝π－アルファ＋ベータ；ΔΦ_ｂ－＝π－アルファ－ベータ；ΔΦ_ｂ＝π－アルファ；ΔΦ_ｃ＋＝－π＋アルファ＋ベータ；ΔΦ_ｃ－＝－π＋アルファ－ベータ；ΔΦ_ｃ＝－π＋アルファ；ΔΦ_ｄ＋＝－π－アルファ＋ベータ；ΔΦ_ｄ－＝－π－アルファ－ベータ；ΔΦ_ｄ＝－π－アルファのうちの少なくとも８つの変調レベルを有し、及び前記変調位相差は、０～Ｔに含まれる各時間ｔにおいて、
   ΔΦ_ｍ（ｔ＋Ｔ／２）＝－ΔΦ_ｍ（ｔ）
   であるようなものであることを特徴とする光ファイバループ又はインライン干渉計。
2. 前記変調周期Ｔは、前記伝播時間差Δτの２倍に等しく、前記第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）は、前記固有周波数ｆ_ｐに等しい変調周波数を有し、前記第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）及び前記第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、前記固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい同じ変調周波数を有し、ここで、Ｎは、非ゼロの自然整数であり、前記第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、前記第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）と同期され、前記第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、前記第２の位相差ΔΦ_ａ（ｔ）に対して直交位相である、請求項１に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
3. 前記変調周期Ｔは、前記伝播時間差Δτの２倍に等しく、前記第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、前記固有周波数ｆ_ｐに等しい変調周波数を有し、前記第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）及び前記第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、前記固有周波数ｆ_ｐの奇数倍数（２Ｎ＋１）に等しい同じ変調周波数を有し、ここで、Ｎは、非ゼロの自然整数であり、前記第２の位相差は、前記第１の位相差に対して直交位相であり、前記第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、前記第１の位相差又は前記第２の位相差と同期される、請求項１に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
4. Ｍは、非ゼロの整数であり、前記第１の位相差ΔΦ_π（ｔ）及び前記第２の位相差ΔΦ_アルファ（ｔ）は、前記固有周波数ｆ_ｐに等しい同じ変調周波数を有し、前記第２の位相差は、前記第１の位相差に対して直交位相であり、及び前記第３の位相差ΔΦ_ベータ（ｔ）は、前記変調周期Ｔに等しい変調周期を有し、前記第３の位相差は、前記第１の位相差又は前記第２の位相差と同期される、請求項１に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
5. 前記検出システム（１８）は、変調周期毎に、前記検出された干渉ビームの一連の少なくとも１２の電力測定値から、測定される数量を表す信号、前記位相変調器の伝達関数信号及び／又は前記検出システムの伝達関数信号を抽出するように適合された電子復調システムを含む、請求項１～４の何れか一項に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
6. 前記測定される数量を表す前記信号は、変調周期毎に取得される前記干渉ビーム電力測定値の和に等しく、各電力測定値は、－アルファに対応するレベルについて－１で乗算され、且つ＋アルファに対応するレベルについて＋１で乗算される、請求項５に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
7. 前記位相変調器の前記伝達関数信号は、変調周期毎に取得される前記干渉ビーム電力測定値の和に等しく、各電力測定値は、第１の±π変調符号と、第２の±アルファ変調の＋又は－符号との積の符号で乗算されるか、又は同じ数の、前記符号＋で乗算される状態及び前記符号－で乗算される状態を保持するようにゼロで乗算される、請求項５又は６に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
8. 前記検出システムの前記伝達関数信号は、変調周期毎に取得される前記干渉ビーム電力測定値の和に等しく、各電力測定値は、第３のベータ変調のレベルが＋ベータ又は－ベータである場合、前記第２の±アルファ変調符号と、第３の±ベータ変調符号との積の符号で乗算され、且つ前記第３のベータ変調の前記レベルがゼロである場合、ゼロで乗算される、請求項５～７の何れか一項に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
9. 前記変調位相差ΔΦ_ｍ（ｔ）は、前記測定される数量を表す前記信号の位相差ΔΦ_ｓとは逆の位相ステップΔΦ_ＦＢで構成されるランプを更に含む、請求項５～８の何れか一項に記載の光ファイバループ又はインライン干渉計。
10. 前記光分割デバイス（１５）は、前記ソースビームを前記第１のシングルモード波（１０１）及び前記第２のシングルモード波（１０２）に空間的に分割するように適合され、前記光ファイバセット（１７、７１、７２、７３、７４）は、光ファイバコイル（１７、７３）であって、それぞれ前記第１のシングルモード波を前記光ファイバコイルの第１の端部で受け取り、且つ前記第２のシングルモード波を前記光ファイバコイルの第２の端部で受け取るように適合された光ファイバコイル（１７、７３）を含み、前記第１のシングルモード波及び前記第２のシングルモード波は、前記光ファイバコイル（１７、７３）において逆方向に伝播する、請求項１～９の何れか一項に記載の光ファイバループ干渉計。
11. 前記第１のシングルモード波及び前記第２のシングルモード波は、線形偏光され、及び前記光ファイバコイル（１７）は、線形偏光保持型のものであり、前記干渉計は、前記光ファイバコイル（１７）の軸の周りの回転を表す位相差を測定するように適合される、請求項１０に記載の光ファイバループ干渉計。
12. 前記光ファイバセット（１７、７１、７２、７３、７４）は、線形偏光保持光ファイバセクション（７１）、円偏光保持光ファイバコイル（７３）及び別の線形偏光保持光ファイバセクション（７２）を含み、四分の一波長板（３２）は、前記光ファイバセクション（７１）と前記光ファイバコイル（７３）の端部との間に配置され、別の四分の一波長板は、前記他の光ファイバセクション（７２）と前記光ファイバコイル（７３）の他の端部との間に配置され、前記干渉計は、前記光ファイバコイル（７３）を通る電流によって誘導される位相差を測定するように適合される、請求項１０に記載の光ファイバループ干渉計。
13. 前記光ファイバセット（１７、７１、７２、７３、７４）は、線形偏光保持光ファイバセクション（７４）及び円偏光保持光ファイバコイル（７３）を含み、前記光ファイバセクション（７４）は、前記光ファイバコイル（７３）の１つの端部に接続され、ミラー（２６）は、前記光ファイバコイル（７３）の第２の端部に配置され、前記干渉計は、前記光ファイバコイル（７３）を通る電流によって誘導される位相差を測定するように適合される、請求項１～９の何れか一項に記載の光ファイバインライン干渉計。
14. 前記測定される数量を表す前記信号、前記変調器伝達関数信号及び／又は前記検出システム伝達関数信号の測定を制御するように適合されるフィードバックシステムを含む、請求項５に単独で記載の、又は請求項６～１３の何れか一項に記載の光ファイバループ若しくはインライン干渉計と組み合わされた光ファイバループ又はインライン干渉計。

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