WO2020212314A1 - Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne - Google Patents

Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne Download PDF

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WO2020212314A1
WO2020212314A1 PCT/EP2020/060408 EP2020060408W WO2020212314A1 WO 2020212314 A1 WO2020212314 A1 WO 2020212314A1 EP 2020060408 W EP2020060408 W EP 2020060408W WO 2020212314 A1 WO2020212314 A1 WO 2020212314A1
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WO
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phase difference
modulation
optical fiber
beta
alpha
Prior art date
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PCT/EP2020/060408
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English (en)
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Eric Ducloux
Cédric MOLUCON
Hervé Lefevre
Original Assignee
Ixblue
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
    • G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
    • G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
    • G01C19/727—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers using a passive ring resonator
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/24—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using light-modulating devices
    • G01R15/245—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using light-modulating devices using magneto-optical modulators, e.g. based on the Faraday or Cotton-Mouton effect
    • G01R15/246—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using light-modulating devices using magneto-optical modulators, e.g. based on the Faraday or Cotton-Mouton effect based on the Faraday, i.e. linear magneto-optic, effect

Definitions

  • the present invention relates generally to the field of interferometric systems.
  • an interferometric system with optical fiber in a loop or in a line.
  • Such an interferometric system finds applications in particular in fiber optic gyroscopes (or FOG for fiber-optic gyroscope, see “The Fiber-Optic Gyroscope”, H. C. Lefsky, Artech House, Second Edition, 2014).
  • Such an interferometric system also finds applications in electric current sensors (or FOCS for fiber-optic current sensor) or even magnetic field sensors.
  • FIG. 1 schematically represents a Sagnac loop optical fiber interferometric system according to the prior art.
  • This optical fiber interferometric system comprises a light source 20 emitting a source beam 100, a source-receiver splitter 22, called a receiver splitter, a multifunction integrated optical circuit 14 (denoted MIOC for Multifunction Integrated Optical Circuit in English terminology) , a coil of optical fiber 17, a photodetector 18 and a signal processing system 900.
  • the integrated optical circuit 14 comprises optical waveguides preferably formed by proton exchange (or APE for Annealed Proton Exchange) on a planar substrate electro-optic, for example lithium niobate.
  • the input-output waveguide therefore forms a polarizer 24 with a single-mode waveguide which guides only a single linear polarization.
  • the integrated optical circuit 14 also includes a Y junction type coil splitter 15 formed by dividing the input-output waveguide into two single-mode secondary branches.
  • the integrated optical circuit 14 also comprises electrodes connected to an electric generator to form an electro-modulator.
  • optical or phase modulator 16 adapted to modulate the phase difference DF between two contra-propagating beams.
  • the planar substrate of the multifunction integrated optical circuit 14 can easily be connected on one side to both ends of the optical fiber coil 17 and on an opposite side by a section of optical fiber 23 to the source-receiver splitter 22.
  • the coil separator 15 spatially separates the source beam 100 into a first single-mode wave 101 and a second single-mode wave 102, which propagate in opposite directions in the optical fiber coil 17. At the output of the coil, the separator coil 15 recombines these two single-mode waves to form an interferometric beam 300.
  • the source-receiver splitter 22 guides the interferometric beam 300 towards the photodetector 18.
  • the detector 18 receives the interferometric beam and generates a detected signal 80.
  • the signal processing system 900 comprises for example an analog-to-digital converter 19, a digital processor 30, for example of the DSP (Digital Signal Processor), FPGA (Field Programmable Gâte Array) or ASIC (Application Specifies Integrated Circuit) type. ), and a digital-to-analog converter 31.
  • the digital processor 30 makes it possible to extract a signal from a parameter to be measured 90, for example of rotation speed, on a digital output.
  • the digital-to-analog converter 31 makes it possible to apply a modulation voltage 60 to the electrodes of the optical phase modulator 16.
  • the two divided beams emerge from the optical fiber coil in phase, due to the reciprocity of the optical paths in the optical fiber coil.
  • phase difference appears in the interferometric beam detected.
  • the rotation of the interferometric system around the axis of the optical fiber coil induces a phase difference proportional to the speed of rotation.
  • the Sagnac effect derives the main application of a Sagnac loop interferometer to a gyroscope to measure a speed of rotation around the axis of the optical fiber coil.
  • a phase difference A4> s is induced by the parameter to be measured.
  • the phase difference A4> s is proportional to the speed of rotation.
  • loop or in-line fiber optic interferometers have applications as a magnetic field sensor or as an electric current sensor (see the publication J. Blake et al. "In-Line Sagnac Interferometer Current Sensor” IEEE Transactions on Power Delivery, Vol 11, No. 1, pages 116-121, 1996).
  • a conventional Sagnac interferometer uses a closed optical path, the same optical splitter component 15 separating the two waves and recombining them, the two separate waves traveling through the closed optical path in mutually opposite directions.
  • the two separated waves use the same state of polarization on the closed optical path.
  • the two waves In a loop fiber optic gyrometer, the two waves have the same linear polarization. In a loop current sensor, the two waves have the same circular polarization in the fiber optic loop.
  • a mirror is arranged at one end of the fiber optic coil, and the closed optical path is traversed by the two waves in the same direction and following orthogonal states of polarization which are reversed at the return (see the publication GM Muller et al. “Inherent temperature compensation of fiber-optic current sensors employing spun highly birefringent fiber”, Optics Express, Vol. 24, No 10, 2016).
  • Phase modulation techniques are used to improve the sensitivity and linearity of the response of the interferometer to a phase difference due to an effect.
  • non-reciprocal for example the Sagnac effect or the collinear magneto-optic Faraday effect.
  • the term “quantity to be measured” means a phase difference induced by a non-reciprocal effect in a loop or line optical fiber interferometer.
  • FIG. 2 represents a phase modulator 16 in a loop optical fiber interferometer of the prior art.
  • phase modulator 16 In the above field, it is known to apply a modulated electric voltage Vm (t) between the electrodes of the phase modulator 16 to modulate the phase difference AO m (t) of the measured interferometric signal.
  • This modulation allows biasing which increases the sensitivity of the interferometric system, in particular for low amplitude rotation measurements.
  • the phase modulator 16 generates a phase shift ⁇ m (t) which is reciprocal, that is to say perfectly identical in both directions of propagation.
  • Dt difference in propagation time
  • Circuit 14 of Figure 1 uses such a push-pull assembly for modulator 16 which is placed on the two branches of the Y junction.
  • the system of detection acquires the power of the interferometric beam at the output of the interferometer according to the two modulation states.
  • the signal processing system digitizes the detected interferometric beam and demodulates the detected signal at f p by sampling two power measurements over each modulation period and assigning a negative sign to a first level and a positive sign to the next level.
  • This modulation-demodulation scheme based on a square modulation voltage generating 2 states at the frequency f p makes it possible to obtain better sensitivity of the interferometric system and better stability of measurements around zero, independently of variations in the output power. It should be noted that peaks are observed between successive measurements of the detected signal.
  • the total phase difference A ⁇ FB + A ⁇ s is slaved to zero and -A ⁇ FB, which is equal to A ⁇ s, becomes the measure, which makes it possible to obtain a linear response and a good stability of it. ci, independently of variations in power or gain of the detection system.
  • FIG. 3 illustrates an example of modulation with 4 states.
  • the modulation of the phase difference DF as a function of time t
  • the power P of the interferometric beam as a function of the phase difference DF
  • the top right the power P of the interferometric beam as a function of time.
  • the 4 levels of DF GP ( ⁇ ) are as follows: 3p / 4, 5p / 4, -3p / 4, -5p / 4.
  • This modulation is broken down into a superposition of a first modulation of ⁇ p at the natural frequency f p (shown in dotted lines in Figure 3 at the bottom left) and a second modulation of ⁇ p / 4 in quadrature (shown in dashes in figure 3 at the bottom left).
  • the modulation resulting from the superposition of the first modulation of ⁇ p and the second modulation of ⁇ p / 4 is shown in solid lines in FIG. 3 at the bottom left.
  • This DF GP ( ⁇ ) modulation has four levels per modulation period.
  • phase modulator generates a modulation of the phase shift ⁇ m (t) of ⁇ p / 2 at the natural frequency f p and of ⁇ TI / 8 in quadrature.
  • a digital phase feedback ramp can be added. The steps of duration Dt of this digital ramp are equal to A ⁇ FB and compensate for the signal phase difference A ⁇ s.
  • the four states corresponding to the four modulation levels are represented by points on the P curve in function of the phase difference DF. In figure S at the top right, the detected power P (t) is shown as a function of time. 4 power measurements are sampled over each modulation period.
  • the signal processing system demodulates the power signal detected on 4 states by multiplying by +1 the two states corresponding to + alpha and by multiplying by -1 the two states corresponding to - alpha , independently of the sign of ⁇ p of these states.
  • the signal of the quantity to be measured is here also demodulated at the natural frequency f p .
  • the signal of the quantity to be measured for example the Sagnac signal
  • n p a signal, called n p, modulated at 2f p .
  • this signal n p fluctuates with the environment, for example with temperature.
  • the demodulation of the signal V ⁇ is obtained by multiplying the power measurements P, sampled on each state by the sign of the product of the signs of the modulations ⁇ p and ⁇ alpha.
  • the + sign is applied for the measurements corresponding to the + p + alpha and - p - alpha states
  • the - sign is applied for the measurements corresponding to the + p - alpha and - p + alpha states.
  • the 4-state modulation makes it possible to simultaneously control the phase difference to zero and control the adjustment of the signal n p.
  • the error signal of the transfer function of the modulator, therefore of the n p is calculated according to the following expression.
  • FIG. 4 illustrates an example of 6-state modulation modulated at 3f p .
  • the modulation of the phase difference DF as a function of time t
  • the power P of the interferometric beam as a function of the phase difference DF
  • the power P of the interferometric beam as a function of time t over a modulation period equal to 2 Dt.
  • This 6-state modulation can be broken down into a superposition of a first modulation of the phase shift ⁇ m (t ) of ⁇ p / 2 at the natural frequency f p and a second modulation of the phase shift ⁇ m (t) to ⁇ alpha / 2 at 3fp.
  • the second modulation is synchronized with the first modulation.
  • a modulated phase difference DF GP ( ⁇ ) of ⁇ p at the natural frequency f p shown in dotted lines in Figure 4 at the bottom left
  • ialpha at 3f p shown in dashes on the figure 4 lower left.
  • the modulation of the phase difference resulting from the superposition of the modulation of ⁇ p and the modulation of ialpha is shown in solid line in FIG. 4 at the bottom left.
  • This DF GP ( ⁇ ) modulation has four levels per modulation period. More generally, we generate a modulated phase difference DF GP ( ⁇ ) of ⁇ p at the natural frequency f p and of ialpha at (2k + l). F p where k is a natural number greater than or equal to 1.
  • the four modulation levels are represented by points on the P curve as a function of the phase difference DF.
  • the detected power P (t) is shown as a function of time. 6 power measurements are sampled over each modulation period.
  • the signal of the parameter to be measured is extracted at 3f p by applying a demodulation multiplying by +1 the power measurements corresponding to the states in + alpha and multiplying by -1 the others power measurements corresponding to states in - alpha, independently of the sign of ⁇ p of these states.
  • 6-state modulation it is also possible to extract a signal n p.
  • the demodulation of the signal n p is obtained by multiplying the power measurements sampled successively by 0, +1 and -1.
  • the demodulation of the signal V n is obtained by multiplying the measurements P, of power, sampled on each state, by the sign of the product of the signs of the modulations ⁇ p and ⁇ alpha, but all keeping only the same number of states multiplied by the sign + and states multiplied by the sign
  • the error signal of the transfer function of the modulator is calculated according to the following expression .
  • Patent EP2005113_B1 also describes the use of an 8-state and 8-level modulation over a total period T equal to 4 Dt.
  • the modulation is carried out first on 4 high states corresponding to ⁇ (alpha + beta) then on 4 other low states corresponding to ⁇ (alpha - beta).
  • FIG. 5 diagrammatically shows at the top right the power P (t) detected at the output of the interferometric system as a function of the modulation phase difference AO m (t) (curve at the bottom left).
  • This modulation AO m (t) has 8 levels over a modulation period T equal to 4 Dt.
  • the 8 modulation states are numbered from 1 to 8 on the power measurement curve P (t), at the top right, in according to their order of appearance over a modulation period.
  • FIG 5 at the bottom left there is shown a 4-state modulation of ⁇ p and i (alpha-beta) at the natural frequency f p (in dotted lines), an additional modulation (in dashes) of -2beta, - 2beta, + 2beta, + 2beta, zero, zero, zero and zero over the period 4 Dt; and in solid line, the modulation of the total phase difference resulting from the superposition of these two modulations.
  • This total modulation therefore corresponds to the succession of a 4-state modulation of ⁇ p and ⁇ (alpha + beta) on 4 high states during a 2 Dt half-period and a 4-state modulation on 4 low states in ⁇ p and ⁇ (alpha-beta) over the following half-period.
  • the modulation levels corresponding to these states are: d- for state 1; b- for state 2; a + for state 3; c + for state 4; d + for state 5; b + for state 6; a- for state 7; c- for state 8.
  • the demodulation of the signal of the parameter to be measured (Sagnac for example) and that of the signal Vn are performed on the 8 states in a manner analogous to those of the 4-states.
  • the error signal of the transfer function of the modulator is calculated according to the following expression.
  • the modulation period T is equal to twice the difference in propagation time Dt
  • the first phase difference DF p ( ⁇ ) has a modulation frequency equal to the natural frequency f p
  • the second phase difference DF 3 ⁇ r ⁇ ( ⁇ ) and the third phase difference DF beta (t) have the same modulation frequency equal to an odd multiple (2N + 1) of the natural frequency f p , where N is a non-zero natural integer
  • the second phase difference DF 3 i ⁇ 3 ( ⁇ ) being synchronized with the first phase difference DF p ( ⁇ )
  • the third phase difference DF beta (t) being in phase quadrature with respect to the second phase difference DF 3 ( ⁇ ).
  • the modulation period T is equal to twice the propagation time difference Dt, the third phase difference DF beta (t) having a modulation frequency equal to the frequency natural f p and the first phase difference DF p ( ⁇ ) and the second phase difference DF 3 i ⁇ 3 ( ⁇ ) have the same modulation frequency equal to an odd multiple (2N + 1) of the natural frequency f p , where N is a non-zero natural number, the second phase difference being in phase quadrature with respect to the first phase difference, the third phase difference DF beta (t) being synchronized with the first phase difference or the second phase difference.
  • M is a non-zero integer
  • the first phase difference DF p ( ⁇ ) and the second phase difference AO ai ha (t) have the same modulation frequency equal to the natural frequency f p
  • the second phase difference being in phase quadrature with respect to the first phase difference
  • the third phase difference AObeta (t) having a modulation period equal to the modulation period T, this third phase difference being synchronized with the first phase difference or the second phase difference.
  • the detection system comprises an electronic demodulation system suitable for extracting a signal representative of a quantity to be measured, a transfer function signal from the phase modulator and / or a transfer function signal from the detection system to from a series of at least 12 power measurements of the interferometric beam detected per modulation period.
  • the signal representative of the quantity to be measured is equal to a sum of the power measurements of the interferometric beam acquired per modulation period, each power measurement being multiplied by -1 for the levels corresponding to - alpha and by +1 for the levels corresponding to + alpha.
  • the phase modulator transfer function signal is equal to a sum of the power measurements of the interferometric beam acquired per modulation period, each power measurement being multiplied by the sign of the product of the sign of the first modulation at ⁇ p and the sign + or - of the second modulation to ⁇ alpha, or by zero so as to keep the same number of states multiplied by the sign + and states multiplied by the sign -.
  • the transfer function signal of the detection system is equal to a sum of the power measurements of the interferometric beam acquired per modulation period, each power measurement being multiplied by the sign of the product of the sign of the second modulation at ⁇ alpha and the sign of the third modulation to ⁇ beta when the level of this last modulation is + beta or -beta, and by 0 when the level of this third beta modulation is zero.
  • the modulated phase difference AO m (t) further comprises a ramp composed of phase steps ACDFB opposed to a phase difference ACDs of the signal representative of the quantity to be measured.
  • the optical separation device is adapted to spatially separate the source beam into the first single-mode wave and the second single-mode wave and the optical fiber assembly comprises an optical fiber coil adapted to receive the first single-mode wave at a first end of the optical fiber coil and, respectively, the second single-mode wave at a second end of the optical fiber coil, the first single-mode wave and the second single-mode wave propagating in the opposite direction in the optical fiber coil.
  • the first single-mode wave and the second single-mode wave are linearly polarized and the optical fiber coil is linearly polarized, the interferometer being suitable for measuring a phase difference representative of a rotation around an axis of the fiber optic coil.
  • the optical fiber assembly comprises a section of linear polarization maintaining optical fiber, the coil of circular polarization maintaining optical fiber and another section of linear polarization maintaining optical fiber, a quarter wave plate being disposed between the optical fiber section and one end of the optical fiber coil, another quarter wave plate being disposed between the other optical fiber section and the other end of the optical fiber coil, the interferometer being adapted to measure a phase difference induced by an electric current passing through the coil of optical fiber.
  • the optical fiber assembly comprises a section of linear polarization maintaining optical fiber and a coil of circular polarization maintaining optical fiber, the optical fiber section being connected to one end of the optical fiber coil, a mirror being disposed at a second end of the optical fiber coil, the interferometer being adapted to measure a phase difference induced by an electric current passing through the optical fiber coil.
  • the interfere rom be comprises a feedback system suitable for controlling the measurement of the signal representative of the quantity to be measured, the transfer function signal of the phase modulator and / or the transfer function signal of the detection system .
  • the interfé rom be optical fiber of the present disclosure improves the precision of the measurements of the quantity to be measured, for example of the Sagnac phase shift, by overcoming the errors induced by the RC time constant of the circuit electrical control of the phase modulator, which affects in particular the measurements obtained by a conventional 8-state modulation.
  • the fiber optic interfere rom the present disclosure also makes it possible to measure the transfer function of the be interfere rom by measuring the power difference DR between high states and low states.
  • FIG. 1 schematically represents a Sagnac optical fiber loop interferometric system for application to an optical fiber gyroscope according to the prior art
  • FIG. 2 represents a phase modulator in a loop optical fiber interferometric system, for generating a modulated phase difference AO m (t) for the biasing of the signal according to the prior art
  • FIG. B schematically shows an example of a modulated phase difference AO m (t) applied to a phase modulator, according to a 4-state modulation of the prior art, the position of the 4 modulation states on the response curve of the interferometer and the 4 measurements of power P (t) detected as a function of time here over three modulation periods;
  • FIG. 4 schematically shows an example of a modulated phase difference AO m (t) applied to a phase modulator, according to a 6-state modulation of the prior art, the position of the 6 modulation states on the response curve of the interferometer and the 6 power measurements P (t) detected as a function of time over a modulation period;
  • FIG. 5 schematically shows an example of modulated phase difference AO m (t) applied to a phase modulator, according to an 8-state modulation of the prior art, the position of the 8 modulation states on the response curve of the interferometer and the 8 power measurements P (t) detected as a function of time;
  • FIG. 6 schematically represents the modulated phase difference applied in the presence of an RC time constant of the phase modulation chain, in a conventional 8-state modulation, the effect of the RC time constant on the power P (t ) of the interferometric system and the residual parasitic signal in the absence of rotation of a Sagnac interferometric system obtained by conventional demodulation of this 8-state modulation;
  • FIG. 7 illustrates a first embodiment based on an 8-level modulation of AOm (t) and 12 states of the corresponding detected power P (t);
  • FIG. 8 illustrates a second embodiment based on an 8-level modulation of AOm (t) and 12 states of the corresponding detected power P (t);
  • FIG. 9 illustrates a third embodiment based on an 8-level modulation of AOm (t) and 12 states of the corresponding detected power P (t);
  • FIG. 10 schematically represents an example of modulation according to the third embodiment and the power P (t) detected in the presence of a Sagnac signal
  • FIG. 11 schematically shows a loop optical fiber interferometric system for application to an electric current sensor according to the present disclosure
  • FIG. 12 schematically shows an in-line optical fiber interferometric system for application to an electric current sensor according to the present disclosure
  • FIG. 13 schematically shows another in-line optical fiber interferometric system for application to an electric current sensor according to the present disclosure. It should be noted that in these figures the structural and / or functional elements common to the different variants may have the same references.
  • the phase modulator 16 is supplied with an electrical control circuit which has an RC response time, also called time constant, linked to the load resistance R between the electrodes of this phase modulator and to the electrical capacitance C of these electrodes.
  • Resistance R is of the order of 50 to 500 ohms.
  • the electrical capacitance of a 10 mm long electrode of a modulator on an integrated optical circuit (for example lithium niobate) is of the order of B pF, i.e. a capacitance C of about 12 pF for a pair of '20mm long push-pull electrodes.
  • the value of the time constant RC of the phase modulator can be approximately 1 to 10 ns.
  • the RC time constant of the control circuit of a phase modulator is between 0, 5 and 50 ns. It may be noted that with certain electrical arrangements, there is no load resistance between the electrodes and this time constant is then given by the gain-band product of the amplifier of the control circuit.
  • this RC time constant can influence the performance of an interferometric system and proposes different modulation and demodulation schemes to reduce or even cancel out the negative effects induced by the RC time constant of the phase modulator .
  • FIG. 6 illustrates the case of a conventional 8-state modulation on which the effect of the RC electrical response time of the phase modulator is shown.
  • RC Dt / 12.
  • FIG. 6 diagrammatically represents the power P (t) detected at the output of the interferometric system as a function on the one hand of the phase difference DF (curve at the top left) and, on the other hand, of time t (curve at the top to the right).
  • FIG. 6 also represents the modulated phase difference AO m (t) as a function of time (curve at the bottom left). On this curve of phase difference modulated AO m (t) as a function of time, we observe that this phase difference does not follow the ideal square shape but follows an exponential curve which reaches each level of phase difference with a delay linked to the time constant RC.
  • Figure 6 shows, bottom right, a time curve of the power difference between states 1 and 3, and 5 and 7 as well as 2 and 4 and 6 and 8, as they are demodulated for measure the signal phase difference A ⁇ s with a conventional demodulation (see Math 7 equation) in an 8-state interera meter in the absence of rotation of this Sagnac interfera meter.
  • each level of modulated phase difference AO m (t) follows an exponential curve in (1 - exp (-t / RC)) which starts from the previous level and tends asymptotically towards the desired value for this level.
  • state 4 preceding state 5 is higher than state 6, preceding state 7, so that states 5 and 7 are not identical either, nor do they have the same history.
  • the demodulation of the signal of the quantity to be measured gives indeed zero and does not generate any fault when the parameter to be measured in the interferometer is zero, in particular no fault in a Sagnac interferometer in the absence of rotation.
  • the power difference calculated in the demodulation of the quantity to be measured is not zero, in particular for the difference between states 1 and B as well as 5 and 7.
  • Such an interferometric system of the prior art therefore generates defects.
  • the order of magnitude of these defects may correspond to a parasitic phase difference of the order of 10 4 to 10 5 radians, while a stability of zero of the order of 10 8 to 10 9 radians is sought.
  • the present disclosure proposes different modulation and demodulation techniques suitable for attenuating or even eliminating the faults induced by the time constant RC of the control circuit of the phase modulator in an interferometric system generating at least 8 levels per modulation period and 12 states per demodulation period.
  • FIG. 7 illustrates a first embodiment based on a modulation with 8 modulation levels and 12 states.
  • level or modulation level
  • modulation states is understood to mean the various measured power values P corresponding to the modulation levels which are linked together over each modulation period. Over a modulation period, several states can use the same modulation level.
  • a modulation voltage is applied according to 8 levels over a modulation period T equal to 2 Dt. More precisely, a control signal C m (t ) pulse modulation consisting of the sum of three square modulations.
  • the first square modulation is adapted to induce a first phase difference DF p ( ⁇ ) equal to ⁇ p.
  • the first phase difference DF p ( ⁇ ) is periodic at the natural frequency f p .
  • the second square modulation is adapted to induce a second phase difference DF 3 i ⁇ 3 ( ⁇ ) equal to ⁇ alpha.
  • the second phase difference DF 3 i ⁇ 3 ( ⁇ ) is periodic and has a modulation frequency equal to an odd multiple (2N + 1) of the natural frequency f p , where N is a natural number greater than or equal to 1.
  • the second phase difference DF 3 i ⁇ 3 ( ⁇ ) is synchronized with the first phase difference DF p ( ⁇ ).
  • the third square modulation is adapted to induce a third phase difference AObeta (t) equal to ⁇ beta.
  • the third phase difference AObeta (t) is periodic and has a modulation frequency equal to the same odd multiple (2N + 1) of the natural frequency f p .
  • the modulated phase difference AO m (t) resulting from this modulation is equal to the sum of the first periodic phase difference DF p ( ⁇ ), of the second phase difference DF 3 ⁇ r ⁇ ( ⁇ ) and of the third difference of phase DF beta (t) according to the following equation.
  • the number N is equal to 1
  • the period T is equal to 2Dt, knowing that Dt is of the order of 5 ps for one kilometer.
  • the RC constant has been exaggerated compared to reality to make Figure 7 more readable. RC is worth here about 1/20 of Dt.
  • RC time constant RC on the curve of the modulated phase difference AO m (t).
  • Each modulated phase difference level follows an exponential curve in (1 - exp (-t / RC)) that starts from the previous level.
  • the 8 levels of modulated phase difference DF GP ( ⁇ ) are linked in a sequence of 12 states per modulation period T in the following order: bb + a + abb + c + cdd + c + c.
  • a specific demodulation is applied. More precisely, to extract the signal from the quantity to be measured, for example the Sagnac signal, a demodulation of the 12 acquired states is used. Over the modulation period T equal to 2Dt, we apply the signs in the following order to the 12 power measurements Pi In other words, we multiply the power measurement P, by -1 for the levels corresponding to - alpha and by +1 for the levels corresponding to + alpha, regardless of the sign of the ⁇ p and ⁇ beta modulations.
  • the demodulation of the signal of the quantity to be measured modulated into 12 states is expressed as follows in the first embodiment.
  • the demodulation of the transfer function of the phase modulator, denoted n p is expressed as follows in the first embodiment.
  • DR open loop response
  • the high levels in a + and c + corresponding to a modulation (+ alpha + beta) and the high levels in b and d corresponding to a modulation (-alpha- beta) are demodulated by multiplying by +1, while the low levels in a and c corresponding to a modulation (+ alpha-beta) and the low levels in b + and d + corresponding to a modulation (-alpha + beta) are demodulated by multiplying by -1.
  • the demodulation of the transfer function of the detection system therefore the power difference DR between high states and low states, modulated on 12 states, is expressed as follows in the first embodiment.
  • the first embodiment based on a modulation of ⁇ p to f p , ⁇ alpha to 3f p and ⁇ beta to 3f p inducing 8 modulation levels and 12 states per period T makes it possible to extract by a suitable demodulation the signal of the quantity to be measured, the signal n p and the response signal in open loop DR, the signal of the quantity to be measured being corrected for faults induced by the RC time constant of the phase modulator control circuit.
  • This modulation and demodulation scheme makes it possible to improve the performance of an interferometric system without modifying its structure and allows an upgrade of existing interferometric systems.
  • the second embodiment is based on a modulation with at least 8 modulation levels and 12 states per period of modulation T equal to 2 Dt.
  • Modulation is also applied according to 8 levels per modulation period T.
  • the control signal C m (t) here also consists of the sum of three square modulations.
  • the first square modulation induces a first phase difference DF p ( ⁇ ) of a level equal to ⁇ p.
  • the first phase difference is periodic and has a modulation frequency equal to an odd multiple (2N + 1) of the natural frequency f p , where N is a natural number greater than or equal to 1.
  • the second square modulation voltage is adapted to induce a second phase difference AO aiPha (t) of level equal to ⁇ alpha.
  • the second phase difference AO ai ha (t) is periodic and has a modulation frequency equal to the same odd multiple (2N + 1) of the natural frequency f p , where N is a natural whole number greater than or equal to 1.
  • La second phase difference AO aiPha (t) is in quadrature with respect to the first phase difference DF p ( ⁇ ).
  • the third square modulation voltage is adapted to induce a third phase difference DF beta (t) of a level equal to ⁇ beta.
  • the third phase difference DF beta (t) is periodic and has a modulation frequency equal to f p synchronized with the first phase difference DF tc ( ⁇ ).
  • the modulated phase difference AOm (t) comprises 8 levels and this modulated phase difference AO m (t) on 8 levels generates 12 modulation states on the output power curve in function of time, in the following order: b + a + cdbacdb + a + c + d + corresponding to the phase differences DF 3+ to DF ⁇ - indicated above.
  • This demodulation scheme results in the following expression in the second embodiment.
  • each state of the first half-period T / 2 demodulated more or less, corresponds a state of the same history over the second half-period, demodulated in the opposite direction, either less or more: the pairs 1-7, 2-8, 3-9, 4-10, 5-11 and 6-12 make it possible to remove the effects induced by the RC of the phase modulator.
  • the modulated phase difference AO m (t) according to the 8-level and 12-state modulation satisfies the Math equation 12 at any time t of the modulation period , here between 0 and 2Dt.
  • demodulation of the transfer function of the phase modulator denoted demodulation of the n p
  • demodulation of the transfer function of the phase modulator denoted demodulation of the n p
  • demodulation of the n p over 12 states
  • demodulation of the transfer function of the detection system denoted demodulation of the DR
  • 3 ⁇ 4P - Pl + P2 - P3 + P4 + P5 - Pè - P7 + 7 * 8 - P9 + PlO + Pli - Pl2
  • the signal of the quantity to be measured is also corrected for the faults induced by the time constant RC of the phase modulator.
  • the third embodiment is based on a modulation with 12 states and 8 modulation levels per modulation period T.
  • the control signal C m (t) also consists of the sum of three square modulations.
  • the first square modulation induces a first phase difference DF p ( ⁇ ) of a level equal to ⁇ p.
  • the first phase difference is periodic and has a modulation frequency equal to the natural frequency f p .
  • the second square modulation is adapted to induce a second phase difference AO ai ha (t) of a level equal to ⁇ alpha.
  • the second phase difference AO aiP ha (t) is periodic and of modulation frequency equal to the natural frequency f p , in quadrature with respect to the first phase difference DF p ( ⁇ ).
  • the sum of the first phase difference and of the second phase difference DF ⁇ ⁇ ⁇ ) produces a 4-state modulation (in dotted lines on the phase difference curve modulated as a function of time in FIG. 9).
  • the third square modulation is adapted to induce a phase shift F beta (t) of a level equal to ⁇ beta / 2.
  • This modulation F beta (t) is periodic and has a modulation frequency equal to an odd subharmonic of the natural frequency: f p / (2N + l), where N is a natural whole number greater than or equal to 1.
  • the modulation period is then equal to 2. (2N + 1) .Dt.
  • the third modulation F beta (t) is synchronized with the first phase difference DF p ( ⁇ ) or the second phase difference DF ⁇ , i ⁇ ⁇ ).
  • the modulation frequency of the phase shift F beta (t) is equal to f p / 3 and the modulation period T is equal to 6Dt.
  • the value of RC is exaggerated compared to reality to make figure 9 more readable and is here equal to Dt / 10.
  • the modulated phase difference DF GP ( ⁇ ) OR total modulation resulting from the sum of the dotted modulation and the dotted line modulation has a modulation period T equal to (2N + 1) .2Dt.
  • the modulated phase difference DF GP ( ⁇ ) induces 8 levels per modulation period T. These 8 modulation levels produce a sequence of 12 on the power measurement curve. states, which switch all the Dt / 2 in the following order of appearance over a modulation period T: b + a + cdbacdbac d.
  • the modulated phase difference levels DF GP ( ⁇ ) generate 12 modulation states per modulation period.
  • the modulated phase difference DF GP ( ⁇ ) according to the 8-level and 12-state modulation of the third embodiment satisfies the Math equation 12 at any time t of the modulation period T, period here equal to 6Dt.
  • the demodulation of the transfer function of the phase modulator n p modulated on 12 states is expressed for this third embodiment according to the same equation (Math 16) as for the second embodiment.
  • beta is zero for states a, b, c and d.
  • the signal of the quantity to be measured is corrected for the faults induced by the time constant RC of the phase modulator.
  • FIG. 10 illustrates an example of the third embodiment in the presence of a signal of the quantity to be measured.
  • RC is equal to Dt / 12.
  • the measurement of A ⁇ s is corrected for faults induced by the time constant RC of the phase modulator. Therefore, the measurement has better stability.
  • the modulation on 8 levels and 12 states is used to control the signal of the parameter to be measured (for example the Sagnac signal), the adjustment of the signal. V n and / or the open loop response (or DR signal).
  • the signal of the parameter to be measured for example the Sagnac signal
  • the invention applies to a looped Sagnac optical fiber interferometer for measuring a speed of rotation around the axis of the optical fiber coil, for example as illustrated in FIG. 1.
  • the first single-mode wave 101 and the second single-mode wave 102 are linearly polarized and the optical fiber coil 17 is linearly polarized-maintaining.
  • the signal processing system 900 applies a modulating voltage 60 to the electrodes of the optical phase modulator 16 so as to generate at least 8 state and 12 level phase difference modulation according to any one of the embodiments. described above.
  • the signal processing system 900 applies to the detected signal 80 a demodulation adapted as a function of the chosen modulation.
  • FIG. 11 represents a loop optical fiber interferometer intended for application as an electric current sensor.
  • an assembly of optical fibers includes an optical fiber section 71, an optical fiber coil 73 and another optical fiber section 72 arranged in series.
  • Optical fiber 73 is wound around an axis.
  • Optical fiber 73 is preferably circularly polarized.
  • the optical fiber section 71 is preferably linearly polarized maintaining.
  • the other section of optical fiber 72 is also preferably linear polarization maintaining.
  • An electrical conductor 120 is arranged along the axis of the optical fiber coil 73.
  • I an electric current passing through the optical fiber coil 73.
  • the integrated optical circuit 14 is similar to that described in connection with FIG. 1
  • the first single-mode wave 101 and the second single-mode wave 102 are linearly polarized according to the same polarization state.
  • the first single-mode wave 101 propagates in the section of optical fiber 71.
  • the second single-mode wave 102 propagates in the other section of optical fiber 72.
  • a quarter-wave plate 32 receives the first single-mode wave 101 linearly polarized and transmits a first circularly polarized single-mode wave 111, for example right circular, at one end of the optical fiber coil 73.
  • Another quarter-wave plate 33 receives the second linearly polarized single-mode wave 102 and transmits a second circularly polarized single-mode wave 112, here for example also right circular, at the other end of the optical fiber coil 73.
  • the first right circular single-mode wave 111 and the second right circular single-mode wave 112 propagate in the opposite direction in the optical fiber coil 73.
  • the quarter wave plates 32, 33 transform the circularly polarized waves into linearly polarized waves which recombine to form the interferometric beam 300.
  • Signal processing system 900 applies any one of the at least 8-state, 12-level modulation-demodulation schemes to extract a corrected electrical current measurement from the RC time constant of the phase modulator.
  • the difference in propagation time Dt at Consider for the phase modulation ACDm (t) then is the propagation time in the optical fiber 73 and in the fiber sections 71 and 72.
  • FIG. 12 represents an in-line optical fiber interferometer intended for application as an electric current sensor.
  • a polarizer 24 linearly polarizes the source beam 100.
  • the integrated optical circuit 34 only comprises a waveguide formed for example by diffusion of titanium in a lithium niobate substrate.
  • the electrodes of the phase modulator 16 are deposited along the sides of the waveguide.
  • the waveguide of the integrated optical circuit 34 is birefringent.
  • the optical axes of the polarizer 24 are preferably oriented at 45 degrees from the birefringence axes of the waveguide of the integrated optical circuit 34 at the input-output 25 of the integrated optical circuit 34.
  • the polarizer 24 and the circuit Integrated optics 34 separate the source beam 100 in polarization and generate the first single-mode wave 101 polarized according to a linear polarization state and the second single-mode wave 102 polarized according to the orthogonal linear polarization state.
  • the waveguide of the integrated optical circuit 34 guides the two polarizations.
  • the phase modulator 16 having a different efficiency depending on the polarization, it does indeed generate a modulation differential of the phase shift of the two waves, and will allow the same phase modulations as in the loop configuration. For this differential modulator, we often speak of a birefringence modulator.
  • the optical fiber assembly has an optical fiber section 74 and an optical fiber coil 73 arranged in series.
  • Optical fiber 73 is wound around an axis.
  • the optical fiber 73 is preferably circular polarization conservation.
  • the optical fiber section 74 is preferably linearly polarized maintaining.
  • the first single-mode wave 101 and the second single-mode wave 102 propagate in the section of optical fiber 74.
  • a quarter-wave plate 42 receives the first single-mode wave 101 linearly polarized and transmits a first circularly polarized single-mode wave 111, for example right circular. , at one end of the optical fiber coil 73.
  • the quarter-wave plate 42 receives the second single-mode wave 102 polarized according to another orthogonal linear polarization state and transmits a second circularly polarized single-mode wave 112, here left circular, to the same end of the fiber optic coil 73.
  • a mirror 26 is arranged at the other end of the optical fiber coil 73.
  • the two orthogonal circular polarization single-mode waves 111, 112 are reflected on the mirror 26.
  • their polarization states are reversed.
  • the two single-mode waves make a second passage in the opposite direction, and with their polarizations reversed, in the optical fiber coil 73.
  • the quarter-wave plate 42 receives the two single-mode waves of orthogonal circular polarizations and transforms them into two waves of polarizations linear orthogonal.
  • the integrated optical circuit 34 and the polarizer 24 recombine these two waves and form the interferometric beam 300.
  • the signal processing system 900 applies any one of the modulation-demodulation schemes with at least 8 states and 12 levels to extract a measurement.
  • current corrected for the RC time constant of the phase modulator is the difference in propagation time Dt to be considered for the phase modulation AOm (t) is the round trip delay in the optical fiber section 74 and the optical fiber coil 73.
  • FIG. 13 represents another example of an in-line optical fiber interferometer intended for application as an electric current sensor.
  • the integrated optical circuit 14 comprises a polarizing waveguide 24 and a splitter 15, of the Y junction type, similar to that described in connection with FIGS. 1 and 11.
  • the optical fiber assembly here comprises a optical fiber section 71, another optical fiber section 72, an optical fiber section 74 and an optical fiber spool 73.
  • the optical fiber 73 is wound around an axis.
  • Optical fiber 73 is preferably circularly polarized.
  • the optical fiber sections 71, 72 and 74 are preferably linearly polarized maintaining.
  • the waveguide 24 linearly polarizes the source beam 100.
  • the splitter 15 separates the linearly polarized source beam 100 into the first linearly polarized single-mode wave 101 and the second linearly polarized single-mode wave 102 according to the same linear polarization state.
  • the first single-mode wave 101 propagates through the fiber optic section
  • the second single-mode wave 102 propagates through the other section of optical fiber
  • the other section of optical fiber 72 is oriented so as to rotate the linear polarization of the second single-mode wave 102 by 90 degrees, which thus becomes a second single-mode wave 122 linearly polarized with a polarization orthogonal to the first single-mode wave 101.
  • a polarization coupler-splitter 27 recombines the first single-mode wave 101 and the second single-mode wave 122, of orthogonal linear polarizations which propagate in the fiber section optical 74.
  • a quarter-wave plate 42 transforms the orthogonal linear polarizations into orthogonal circular polarizations 111, 112.
  • the mirror 26 reflects the two single-mode waves 111, 112 and reverses their polarizations.
  • Signal processing system 900 applies any one of the at least 8-state, 12-level modulation-demodulation schemes to extract a corrected electrical current measurement from the RC time constant of the phase modulator.
  • the difference in propagation time Dt to be considered in this case for the phase modulation AO m (t) is the propagation time in the fiber sections 71 and 72 and the round trip propagation time in the fiber section 74 and the optical fiber 73.

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Abstract

Un interféromètre à fibre optique est adapté pour recevoir et propager une première onde monomode suivant un premier chemin optique et, respectivement, une seconde onde monomode suivant un second chemin optique inverse du premier chemin optique et pour former une première onde de sortie et, respectivement, une seconde onde de sortie, ayant une différence de phase modulée ∆Φm(t). Selon l'invention, la différence de phase modulée ΔΦm(t) est égale à la somme d'une première différence de phase ΔΦπ(t) périodique de niveau égal à ± π, d'une deuxième différence de phase ΔΦalpha(t) périodique de niveau égal à ±alpha et d'une troisième différence de ph ΔΦbeta(t) périodique de niveau variable entre -beta et +beta, cette différence de phase modulée ΔΦm(t) comportant par période de modulation T au moins huit niveaux de modulation parmi douze niveaux de modulation et cette différence de phase modulée étant telle que : ΔΦm(t + T/2) = - ΔΦm(t).

Description

Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne Domaine technique
[0001] La présente invention concerne de manière générale le domaine des systèmes interférométriques.
[0002] Elle concerne plus particulièrement un système interférométrique à fibre optique en boucle ou bien en ligne. Un tel système interférométrique trouve notamment des applications dans les gyroscopes à fibre optique (ou FOG pour fiber-optic gyroscope, voir « The Fiber-Optic Gyroscope », H. C. Lefèvre, Artech House, Second Edition, 2014). Un tel système interférométrique trouve aussi des applications dans les capteurs de courant électrique (ou FOCS pour fiber-optic current sensor) ou encore les capteurs de champ magnétique.
[000S] Elle concerne en particulier un système et procédé interférométrique à fibre optique de grande précision.
Technique antérieure
[0004] La figure 1 représente schématiquement un système interférométrique à fibre optique en boucle de Sagnac selon l'art antérieur. Ce système interférométrique à fibre optique comporte une source de lumière 20 émettant un faisceau source 100, un séparateur source-récepteur 22, dit séparateur de récepteur, un circuit optique intégré multifonction 14 (noté MIOC pour Multifunction Integrated Optical Circuit en terminologie anglo-saxonne), une bobine de fibre optique 17, un photodétecteur 18 et un système de traitement du signal 900. Le circuit optique intégré 14 comprend des guides d'onde optiques formés de préférence par échange protonique (ou APE pour Annealed Proton Exchange) sur un substrat plan électro-optique, par exemple de niobate de lithium. L'échange protonique sur niobate de lithium conduit à la formation de guides mono-polarisation. Le guide d'onde d'entrée-sortie forme donc un polariseur 24 à guide d'onde monomode qui ne guide qu'une seule polarisation linéaire. Le circuit optique intégré 14 comprend aussi un séparateur de bobine 15 de type à jonction Y formé par division du guide d'onde d'entrée-sortie en deux branches secondaires monomodes. De façon avantageuse, le circuit optique intégré 14 comprend aussi des électrodes reliées à un générateur électrique pour former un modulateur électro- optique ou modulateur de phase 16 adapté pour moduler la différence de phase DF entre deux faisceaux contra-propagatifs. Le substrat plan du circuit optique intégré multifonction 14 peut aisément être relié sur un côté aux deux extrémités de la bobine de fibre optique 17 et sur un côté opposé par une section de fibre optique 23 au séparateur source-récepteur 22.
[0005] Le séparateur de bobine 15 sépare spatialement le faisceau source 100 en une première onde monomode 101 et une seconde onde monomode 102, qui se propagent dans des directions opposées dans la bobine de fibre optique 17. En sortie de la bobine, le séparateur de bobine 15 recombine ces deux ondes monomodes pour former un faisceau interférométrique 300. Le séparateur source-récepteur 22 guide le faisceau interférométrique 300 vers le photodétecteur 18. Le détecteur 18 reçoit le faisceau interférométrique et génère un signal détecté 80.
[0006] Le système de traitement du signal 900 comprend par exemple un convertisseur analogique-numérique 19, un processeur numérique 30, par exemple de type DSP (Digital Signal Processor), FPGA (Field Programmable Gâte Array) ou ASIC (Application Spécifie Integrated Circuit), et un convertisseur numérique-analogique 31. Le processeur numérique 30 permet d'extraire un signal d'un paramètre à mesurer 90, par exemple de vitesse de rotation, sur une sortie numérique. Le convertisseur numérique- analogique 31 permet d'appliquer une tension de modulation 60 sur les électrodes du modulateur optique de phase 16.
[0007] Lorsque le système interférométrique est au repos, les deux faisceaux divisés émergent de la bobine de fibre optique en phase, du fait de la réciprocité des trajets optiques dans la bobine de fibre optique.
[0008] Toutefois, en présence de phénomènes physiques susceptibles de produire des effets non-réciproques sur le trajet optique des deux faisceaux contra-propagatifs dans la bobine de fibre optique 7, une différence de phase apparaît dans le faisceau interférométrique détecté. La réponse en boucle ouverte d'un système interférométrique tel que décrit ci-dessus est une fonction de la différence de phase DF liée à la grandeur à mesurer selon l'équation suivante, où P est la puissance du faisceau interférométrique retour 300, Po étant elle la puissance maximum retour quand DF=0.
[0009] [Math 1]
Figure imgf000005_0001
[0010] Parmi les principaux phénomènes physiques induisant des effets non-réciproques, la rotation du système interférométrique autour de l'axe de la bobine de fibre optique induit une différence de phase proportionnelle à la vitesse de rotation. De cette propriété, appelée effet Sagnac, découle la principale application d'un interféromètre en boucle de Sagnac à un gyroscope pour mesurer une vitesse de rotation autour de l'axe de la bobine de fibre optique. En effet, lors d'une rotation de l'interféromètre autour de l'axe de la bobine de fibre optique 17, une différence de phase A4>s est induite par le paramètre à mesurer. En présence d'effet Sagnac dans un FOG, la différence de phase A4>s est proportionnelle à la vitesse de rotation.
[0011] L'effet Faraday ou effet magnéto-optique colinéaire est aussi connu pour produire des effets non-réciproques. Les interféromètres à fibre optique en boucle ou en ligne ont des applications comme capteur de champ magnétique ou comme capteur de courant électrique (voir la publication J. Blake et al. « In-Line Sagnac Interferometer Current Sensor » IEEE Transactions on Power Delivery, Vol. 11, n° 1, pages 116-121, 1996).
[0012] Un interféromètre de Sagnac conventionnel, dit en boucle, utilise un chemin optique refermé, le même composant optique séparateur 15 séparant les deux ondes et les recombinant, les deux ondes séparées parcourant le chemin optique refermé en sens mutuellement opposés. Dans un interféromètre à fibre optique en boucle, les deux ondes séparées utilisent le même état de polarisation sur le chemin optique refermé. Dans un gyromètre à fibre optique en boucle, les deux ondes ont la même polarisation linéaire. Dans un capteur de courant en boucle, les deux ondes ont la même polarisation circulaire dans la boucle de fibre optique. Dans un interféromètre à fibre optique en ligne, un miroir est disposé à une extrémité de la bobine de fibre optique, et le chemin optique refermé est parcouru par les deux ondes dans le même sens et suivant des états orthogonaux de polarisation qui s'inversent au retour (voir la publication G.M. Muller et al. « Inhérent température compensation of fiber-optic current sensors employing spun highly biréfringent fiber", Optics Express, Vol. 24, No 10, 2016).
[0013] Par rapport à un système en boucle, un tel système interférométrique à fibre optique en ligne est insensible aux variations de nombreux paramètres environnementaux mais fonctionne de façon équivalente pour la question de la modulation de phase.
[0014] Les techniques de modulation de phase, bien connues de l'homme du métier dans les interféromètres à fibre optique, sont utilisées pour améliorer la sensibilité et la linéarité de la réponse de l'interféromètre à une différence de phase due à un effet non réciproque, par exemple l'effet Sagnac ou l'effet Faraday magnéto-optique colinéaire. Dans le présent document, on entend par grandeur à mesurer une différence de phase induite par un effet non-réciproque dans un interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne.
[0015] La figure 2 représente un modulateur de phase 16 dans un interféromètre à fibre optique en boucle de l'art antérieur.
[0016] Dans le domaine ci-dessus, il est connu d'appliquer une tension électrique modulée Vm(t) entre les électrodes du modulateur de phase 16 pour moduler la différence de phase AOm(t) du signal interférométrique mesuré. Cette modulation permet une mise au biais qui augmente la sensibilité du système interférométrique, notamment pour des mesures de rotation de faible amplitude. Plus précisément, le modulateur de phase 16 génère un déphasage < m(t) qui est réciproque, c'est-à-dire parfaitement identique dans les deux sens de propagation. Toutefois, il existe une différence de temps de propagation, notée Dt, entre le chemin optique le plus long qui passe par la bobine de fibre optique 17 et le chemin optique le plus court qui ressort directement vers le séparateur-combineur 15. Cette différence de temps de propagation Dt est liée à la vitesse de groupe vg des ondes et non à leur vitesse de phase V<D. On obtient ainsi une modulation de la différence de phase AOm(t) selon l'équation suivante.
[0017] [Math 2]
Figure imgf000006_0001
[0018] Cette modulation du déphasage Om(t) est obtenue en appliquant une tension électrique modulée Vm(t) 60 sur les électrodes du modulateur de phase 16.
[0019] Il est aussi possible d'avoir un deuxième modulateur placé à l'autre extrémité de la bobine et de le connecter électriquement en inverse pour doubler l'efficacité de modulation dans une configuration dite push-pull. Le circuit 14 de la figure 1 utilise un tel montage push-pull pour le modulateur 16 qui est placé sur les deux branches de la jonction Y.
[0020] En particulier, il est connu d'appliquer une modulation dite 2-états, en modulant la tension de modulation Vm en carré entre deux valeurs de paliers, de manière à produire une modulation de la différence de phase sur deux niveaux, par exemple de ACDb(t) = ± p/2 , dite différence de phase de mise au biais, à la fréquence propre fp de la bobine de fibre optique. La fréquence propre fp est définie de telle manière que T/2 = l/(2.fp) = Dt où T représente la période de la modulation carrée. Ainsi, la demi-période de modulation T/2 correspond à la différence de temps de propagation de groupe Dt entre le chemin optique long passant par la bobine et le chemin optique court qui relient le modulateur de phase 16 au séparateur 15. Le système de détection acquiert la puissance du faisceau interférométrique en sortie de l'interféromètre suivant les deux états de modulation. Le système de traitement du signal numérise le faisceau interférométrique détecté et démodule à fp le signal détecté en échantillonnant deux mesures de puissance sur chaque période de modulation et en affectant un signe négatif à un premier niveau et un signe positif au niveau suivant. Ce schéma de modulation-démodulation basé sur une tension de modulation carrée générant 2 états à la fréquence fp permet d'obtenir une meilleure sensibilité du système interférométrique et une meilleure stabilité des mesures autour de zéro, indépendamment des variations de la puissance de sortie. Il est à noter qu'on observe des pics entre les mesures successives du signal détecté.
[0021] Il est aussi connu d'appliquer une modulation carrée à 2 états avec une modulation de la différence de phase AOm(t) supérieure à ± p/2, comme par exemple ± Bp/4 ou ± 7p/8. Cette surmodulation diminue la sensibilité mais améliore le rapport signal à bruit du système interférométrique. [0022] Afin d'étendre et de linéariser la dynamique de réponse d'un système interférométrique, il est aussi connu d'appliquer un signal de contre-réaction. Le signal démodulé est utilisé comme signal d'erreur dans une boucle d'asservissement pour générer une différence de phase supplémentaire A< FB qui s'oppose à la différence de phase A< s de la grandeur à mesurer. La différence de phase totale A< FB + A< s est asservie à zéro et -A< FB , qui est égale à A< s, devient la mesure, ce qui permet d'obtenir une réponse linéaire et une bonne stabilité de celle-ci, indépendamment des variations de puissance ou du gain du système de détection.
[0023] Dans le domaine ci-dessus, le brevet FR2654827_A1 propose d'appliquer une tension de modulation dite 4-états qui génère 4 niveaux successifs de AOm(t) sur chaque période de modulation T égale à 2Dt. La figure 3 illustre un exemple de modulation à 4 états.. Sur la figure 3, on a représenté respectivement : en bas à gauche, la modulation de la différence de phase DF en fonction du temps t ; en haut à gauche, la puissance P du faisceau interférométrique en fonction de la différence de phase DF ; et, en haut à droite, la puissance P du faisceau interférométrique en fonction du temps. Sur une période de modulation égale à 2 Dt, les 4 états i=l, 2, 3, 4 correspondent aux 4 niveaux successifs de DFGP(Ϊ) respectivement : i=l pour p - alpha ; 2 pour p + alpha ; 3 pour - p + alpha ; 4 pour - p - alpha. Dans l'exemple illustré sur la figure 3, pour alpha = p/4, les 4 niveaux de DFGP(Ϊ) sont les suivants : 3p/4, 5p/4, -3p/4, -5p/4. Cette modulation se décompose en une superposition d'une première modulation de ±p à la fréquence propre fp (représentée en trait pointillé sur la figure 3 en bas à gauche) et d'une seconde modulation de ±p/4 en quadrature (représentée en tirets sur la figure 3 en bas à gauche). La modulation résultant de la superposition de la première modulation de ±p et de la seconde modulation de ±p/4 est représentée en trait continu sur la figure 3 en bas à gauche. Cette modulation DFGP(Ϊ) présente quatre niveaux par période de modulation. En pratique, ceci peut être obtenu lorsque le modulateur de phase génère une modulation du déphasage < m(t) de ±p/2 à la fréquence propre fp et de ±TI/8 en quadrature. Une rampe de phase numérique de contre-réaction peut être ajoutée. Les marches de durée Dt de cette rampe numérique sont égales à A< FB et compensent la différence de phase signal A< s. Les quatre états correspondant aux quatre niveaux de modulation sont représentés par des points sur la courbe P en fonction de la différence de phase DF. Sur la figure S en haut à droite, est représentée la puissance détectée P(t) en fonction du temps. On échantillonne 4 mesures de puissance sur chaque période de modulation. Autrement dit, on note P, la mesure de puissance détectée par le détecteur recevant le faisceau interférométrique correspondant aux quatre états i = 1,..., 4 sur une période de modulation. Pour extraire le signal de la grandeur à mesurer, le système de traitement du signal démodule le signal de puissance détecté sur 4 états en multipliant par +1 les deux états correspondant à + alpha et en multipliant par -1 les deux états correspondant à - alpha, indépendamment du signe du ±p de ces états. Le signal de la grandeur à mesurer est ici aussi démodulé à la fréquence propre fp. Dans la modulation 4-états, le signal de la grandeur à mesurer, par exemple le signal Sagnac, présente une modulation carrée à la fréquence propre fp et est en phase avec la modulation à ± alpha et en quadrature de phase avec la modulation à ± p. Dans la modulation 4-états, la différence de phase signal A< s de la grandeur à mesurer est calculée à partir du signal Ss selon l'expression suivante, où les mesures P, de puissance pour les états i=l, ..., 4 sont acquises sur une période de modulation T égale à 2 Dt.
[0024] [Math B]
Ss = — i + P2 + P-i— P4
[0025] Dans la modulation 4-états, il est aussi possible d'extraire un signal, dit np, modulé à 2fp. Le signal np représente la fonction de transfert du modulateur de phase, c'est-à- dire le rapport entre la tension appliquée Vm au modulateur et le déphasage < m induit, avec np/p = Vm/®tn. Or ce signal np fluctue avec l'environnement, par exemple avec la température. La démodulation du signal V^ s'obtient en multipliant les mesures P, de puissance échantillonnées sur chaque état par le signe du produit des signes des modulations ± p et ± alpha. Autrement dit, le signe + est appliqué pour les mesures correspondant aux états + p + alpha et - p - alpha, et le signe - est appliqué pour les mesures correspondant aux états + p - alpha et - p + alpha. La modulation 4-états permet d'asservir simultanément à zéro la différence de phase et d'asservir le réglage du signal np. Dans la modulation 4-états, le signal d'erreur de la fonction de transfert du modulateur, donc du np, est calculé selon l'expression suivante.
[0026] [Math 4] svn - —Pi + P2 ~ P3 + P4
[0027] Dans le domaine des systèmes interférométriques à fibre optique, le brevet EP2005113_B1 décrit une modulation dite 6-états, basée sur 4 niveaux de différence de phase de mise au biais. La figure 4 illustre un exemple de modulation à 6 états modulée à 3fp. Sur la figure 4, on a représenté respectivement : en bas à gauche, la modulation de la différence de phase DF en fonction du temps t ; en haut à gauche, la puissance P du faisceau interférométrique en fonction de la différence de phase DF ; et, en haut à droite, la puissance P du faisceau interférométrique en fonction du temps t sur une période de modulation égale à 2 Dt. Cette modulation 6-états peut se décomposer en une superposition d'une première modulation du déphasage < m(t) de ±p/2 à la fréquence propre fp et d'une seconde modulation du déphasage < m(t) à ±alpha/2 à 3fp. La seconde modulation est synchronisée avec la première modulation. Autrement dit, on obtient une différence de phase modulée DFGP(Ϊ) de ±p à la fréquence propre fp (représentée en trait pointillé sur la figure 4 en bas à gauche) et de ialpha à 3fp (représentée en tirets sur la figure 4 en bas à gauche). La modulation de la différence de phase résultant de la superposition de la modulation de ±p et de la modulation de ialpha est représentée en trait continu sur la figure 4 en bas à gauche. Cette modulation DFGP(Ϊ) présente quatre niveaux par période de modulation. Plus généralement, on génère une différence de phase modulée DFGP(Ϊ) de ±p à la fréquence propre fp et de ialpha à (2k+l).fp où k est un nombre entier naturel supérieur ou égal à 1. Les quatre niveaux de modulation sont représentés par des points sur la courbe P en fonction de la différence de phase DF. Sur la figure 4 en haut à droite, est représentée la puissance détectée P(t) en fonction du temps. On échantillonne 6 mesures de puissance sur chaque période de modulation. Avec une modulation 6-états, on extrait le signal du paramètre à mesurer, par exemple le signal Sagnac, à 3fp en appliquant une démodulation multipliant par +1 les mesures de puissance correspondant aux états en + alpha et multipliant par -1 les autres mesures de puissance correspondant aux états en - alpha, indépendamment du signe de ±p de ces états. Dans la modulation 6-états, les états sont numérotés : i=l pour p - alpha ; i=2 pour p + alpha ; i=3 pour p - alpha ; i=4 pour - p + alpha ; i=5 pour - p - alpha ; et, i=6 pour- p + alpha. Le signal de la grandeur à mesurer Ss est calculé selon l'expression suivante, où les mesures de puissances P, pour les états i = 1, 6 sont acquises sur une période de modulation T égale à 2 Dt.
[0028] [Math 5]
Ss = ~Pi+ P2 - P3 + P4 - P5 + Pe
[0029] Dans la modulation 6-états, il est aussi possible d'extraire un signal np. La démodulation du signal np s'obtient en multipliant les mesures de puissance échantillonnées successivement par 0, +1 et -1. En effet, comme dans le 4-états, la démodulation du signal Vn s'obtient en multipliant les mesures P, de puissance, échantillonnées sur chaque état, par le signe du produit des signes des modulations ± p et ± alpha, mais tout en ne conservant qu'un même nombre d'états multipliés par le signe + et d'états multipliés par le signe Dans la modulation 6-états, le signal d'erreur de la fonction de transfert du modulateur est calculé selon l'expression suivante.
[0030] [Math 6]
$np = P2 P3 P P3 Pe
[0031] Le brevet EP2005113_B1 décrit aussi l'utilisation d'une modulation à 8 états et 8 niveaux sur une période totale T égale à 4 Dt. Selon cette modulation 8-états conventionnelle, la modulation est effectuée d'abord sur 4 états hauts correspondant à ± (alpha + beta) puis sur 4 autres états bas correspondant à ± (alpha - beta). La figure 5 représente schématiquement en haut à droite la puissance P(t) détectée en sortie du système interférométrique en fonction de la différence de phase AOm(t) de modulation (courbe en bas à gauche). Cette modulation AOm(t) présente 8 niveaux sur une période de modulation T égale à 4 Dt. Les 8 états de modulation sont numérotés de 1 à 8 sur la courbe de mesure de puissance P(t), en haut à droite, en fonction de leur ordre d'apparition sur une période de modulation. Sur la figure 5 en bas à gauche, on a représenté une modulation 4-états de ±p et i(alpha-beta) à la fréquence propre fp (en pointillés), une modulation additionnelle (en tirets) de -2beta, -2beta, +2beta, +2beta, zéro, zéro, zéro et zéro sur la période 4 Dt ; et en trait continu, la modulation de la différence de phase totale résultant de la superposition de ces deux modulations. Cette modulation totale correspond donc à la succession d'une modulation 4-états de ±p et ±(alpha+beta) sur 4 états hauts pendant une demi-période 2 Dt et d'une modulation 4- états sur 4 états bas en ±p et ± (alpha-beta) sur la demi-période suivante.
[0032] Sur la partie en haut à gauche de cette figure 5, sont indiqués les différents niveaux de modulation a+ correspond au niveau de modulation DF3+ = p + alpha + beta a correspond au niveau de modulation DF3- = p + alpha - beta b+ correspond au niveau de modulation DFb+ = p - alpha + beta b correspond au niveau de modulation DF^ = p - alpha - beta c+ correspond au niveau de modulation DF0+ = -p + alpha +beta c correspond au niveau de modulation DF<> = -p + alpha - beta d+ correspond au niveau de modulation DFά+= -p - alpha + beta d correspond au niveau de modulation DFά- = -p - alpha - beta.
[0033] La puissance de sortie P est échantillonnée en 8 mesures Pi correspondant aux 8 états i = 1, ..., 8 par période de modulation. Les niveaux de modulation correspondant à ces états sont : d- pour l'état 1 ; b- pour l'état 2 ; a+ pour l'état 3 ; c+ pour l'état 4 ; d+ pour l'état 5 ; b+ pour l'état 6 ; a- pour l'état 7 ; c- pour l'état 8. La démodulation du signal du paramètre à mesurer (Sagnac par exemple) et celle du signal Vn s'effectuent sur les 8 états de façon analogue à celles du 4-états. Dans cette modulation 8-états, le signal de la grandeur à mesurer est calculé selon l'expression suivante, où les mesures de puissances Pi pour les huit états successifs i = 1, ..., 8 sont acquises sur une période de modulation T égale à 4Dt.
[0034] [Math 7]
Ss = -Pi - P2 + P3 + P4 - P5 - P6 + P7 + P8
[0035] Dans cette modulation 8-états, le signal d'erreur de la fonction de transfert du modulateur est calculé selon l'expression suivante.
[0036] [Math 8]
Figure imgf000012_0001
[0037] Dans un système interférométrique à fibre optique tel que décrit ci-dessus, il est souhaitable d'ajuster la puissance de sortie sur le détecteur. A cet effet, dans le schéma de modulation 8-états décrits ci-dessus, il est connu d'extraire la fonction de transfert du système de détection de l'interféromètre, aussi appelée réponse en boucle ouverte, et noté signal DR, de manière à asservir cette réponse en boucle ouverte par exemple en ajustant la puissance de la source lumineuse. Cette mesure se fait en détectant la différence de puissance DR entre les 4 états hauts (d ; b ; a+ ; c+) et les 4 états bas (d+ ; b+ ; a ; c ) avec un calcul selon l'expression suivante.
[00B8] [Math 9]
¾P = Pl + P + P3 + P4— P5— ^6— P7— Pe
[0039] Il est souhaitable d'améliorer les performances d'un système interférométrique à fibre optique à boucle ou en ligne et notamment d'augmenter la précision des mesures, la stabilité, la linéarité et/ou la dynamique de réponse d'un tel système.
Exposé de l'invention
[0040] Afin de remédier aux inconvénients précités de l'état de la technique, la présente invention propose un interféra mètre à fibre optique en boucle ou en ligne comprenant une source lumineuse adaptée pour générer un faisceau source, un dispositif optique de séparation adapté pour séparer le faisceau source en une première onde monomode et une seconde onde monomode, un système électronique adapté pour appliquer une tension électrique de modulation Vm(t) à un modulateur de phase apte à induire un même déphasage Om(t) sur la première onde monomode et la seconde onde monomode, un ensemble de fibres optiques adapté pour recevoir et propager la première onde monomode suivant un premier chemin optique et, respectivement, la seconde onde monomode suivant un second chemin optique inverse du premier chemin optique, et pour former après une différence de temps de propagation Dt, une première onde de sortie et, respectivement, une seconde onde de sortie, ayant une différence de phase modulée AOm(t) = Om(t) - F,h(ΐ-Dt), l'ensemble de fibre optique ayant une fréquence propre fp égale à l'inverse du double de la différence de temps de propagation Dt, le dispositif optique de séparation étant adapté pour recombiner la première onde de sortie et la seconde onde de sortie et former un faisceau interférométrique modulé temporellement et un système de détection adapté pour détecter une puissance P(t) du faisceau interférométrique en fonction du temps.
[0041] Plus particulièrement, on propose selon l'invention un interféromètre dans lequel la différence de phase modulée AOm(t) est égale à la somme d'une première différence de phase périodique DFp(ΐ) de niveau égal à ± p, d'une deuxième différence de phase AOaipha(t) périodique de niveau égal à ialpha et d'une troisième différence de phase AObeta(t) périodique de niveau variable entre -beta et +beta, alpha et beta ayant des valeurs différentes prédéterminées, de manière à ce que la différence de phase modulée AOm(t) ait une période de modulation T égale à un multiple impair (2M+1) du double de la différence de temps de propagation Dt, où M est un nombre entier naturel, la différence de phase modulée AOm(t) comportant par période de modulation T au moins huit niveaux de modulation parmi les douze niveaux de modulation suivants: A(Da+ = p + alpha + beta ; DF3- = p + alpha - beta ; DF3 = p + alpha ; DFb+ = p - alpha + beta ; DF^ = p - alpha - beta ; DFb = p - alpha ; DF0+ = -p + alpha +beta ; DFo = -p + alpha - beta ; DF0 = -p + alpha ; DFά+ = -p - alpha + beta ; DFά- = -p - alpha - beta ; DFά = -p - alpha et cette différence de phase modulée étant telle que
Figure imgf000014_0001
[0042] Selon un mode de réalisation particulier et avantageux, la période de modulation T est égale au double de la différence de temps de propagation Dt, la première différence de phase DFp(ΐ) a une fréquence de modulation égale à la fréquence propre fp et la deuxième différence de phase DF3ΐr^(ΐ) et la troisième différence de phase DFbeta(t) ont une même fréquence de modulation égale à un multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel non nul, la deuxième différence de phase DF3i^3(ΐ) étant synchronisée avec la première différence de phase DFp(ΐ), la troisième différence de phase DFbeta(t) étant en quadrature de phase par rapport à la deuxième différence de phase DF3(ΐ).
[0043] Selon un autre mode de réalisation particulier et avantageux, la période de modulation T est égale au double de la différence de temps de propagation Dt, la troisième différence de phase DFbeta(t) ayant une fréquence de modulation égale à la fréquence propre fp et la première différence de phase DFp(ΐ) et la deuxième différence de phase DF3i^3(ΐ) ont une même fréquence de modulation égale à un multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel non nul, la deuxième différence de phase étant en quadrature de phase par rapport à la première différence de phase, la troisième différence de phase DFbeta(t) étant synchronisée avec la première différence de phase ou la deuxième différence de phase. [0044] Selon encore un autre mode de réalisation particulier et avantageux, M est un nombre entier non nul, la première différence de phase DFp(ΐ) et la deuxième différence de phase AOai ha(t) ont une même fréquence de modulation égale à la fréquence propre fp, la deuxième différence de phase étant en quadrature de phase par rapport à la première différence de phase et la troisième différence de phase AObeta(t) ayant une période de modulation égale à la période de modulation T, cette troisième différence de phase étant synchronisée avec la première différence de phase ou la deuxième différence de phase.
[0045] D'autres caractéristiques non limitatives et avantageuses de l'interféromètre conforme à l'invention, prises individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles, sont les suivantes.
[0046] Le système de détection comporte un système électronique de démodulation adapté pour extraire un signal représentatif d'une grandeur à mesurer, un signal de fonction de transfert du modulateur de phase et/ou un signal de fonction de transfert du système de détection à partir d'une série d'au moins 12 mesures de puissance du faisceau interférométrique détecté par période de modulation.
[0047] Le signal représentatif de la grandeur à mesurer est égal à une somme des mesures de puissance du faisceau interférométrique acquises par période de modulation, chaque mesure de puissance étant multipliée par -1 pour les niveaux correspondant à - alpha et par +1 pour les niveaux correspondant à + alpha.
[0048] Le signal de fonction de transfert du modulateur de phase est égal à une somme des mesures de puissance du faisceau interférométrique acquises par période de modulation, chaque mesure de puissance étant multipliée par le signe du produit du signe de la première modulation à ±p et du signe + ou - de la deuxième modulation à ± alpha, ou par zéro de manière à conserver un même nombre d'états multipliés par le signe + et d'états multipliés par le signe -.
[0049] Le signal de fonction de transfert du système de détection est égal à une somme des mesures de puissance du faisceau interférométrique acquises par période de modulation, chaque mesure de puissance étant multipliée par le signe du produit du signe de la deuxième modulation à ± alpha et du signe de la troisième modulation à ± beta lorsque le niveau de cette dernière modulation est +beta ou -beta, et par 0 lorsque le niveau de cette troisième modulation beta est nul.
[0050] La différence de phase modulée AOm(t) comporte en outre une rampe composée de marches de phase ACDFB opposées à une différence de phase ACDs du signal représentatif de la grandeur à mesurer.
[0051] Le dispositif optique de séparation est adapté pour séparer spatialement le faisceau source en la première onde monomode et la seconde onde monomode et l'ensemble de fibres optiques comporte une bobine de fibre optique adaptée pour recevoir la première onde monomode à une première extrémité de la bobine de fibre optique et, respectivement, la seconde onde monomode à une seconde extrémité de la bobine de fibre optique, la première onde monomode et la seconde onde monomode se propageant en sens inverse dans la bobine de fibre optique.
[0052] La première onde monomode et la seconde onde monomode sont polarisées linéairement et la bobine de fibre optique est à maintien de polarisation linéaire, l'interféromètre étant adapté pour mesurer une différence de phase représentative d'une rotation autour d'un axe de la bobine de fibre optique.
[0053] L'ensemble de fibres optiques comporte une section de fibre optique à maintien de polarisation linéaire, la bobine de fibre optique à maintien de polarisation circulaire et une autre section de fibre optique à maintien de polarisation linéaire, une lame quart d'onde étant disposée entre la section de fibre optique et une extrémité de la bobine de fibre optique, une autre lame quart d'onde étant disposée entre l'autre section de fibre optique et l'autre extrémité de la bobine de fibre optique, l'interféromètre étant adapté pour mesurer une différence de phase induite par un courant électrique traversant la bobine de fibre optique.
[0054] L'ensemble de fibres optiques comporte une section de fibre optique à maintien de polarisation linéaire et une bobine de fibre optique à maintien de polarisation circulaire, la section de fibre optique étant reliée à une extrémité de la bobine de fibre optique, un miroir étant disposé à une seconde extrémité de la bobine de fibre optique, l'interféromètre étant adapté pour mesurer une différence de phase induite par un courant électrique traversant la bobine de fibre optique. [0055] L'interfé rom être comprend un système de rétroaction adapté pour asservir la mesure du signal représentatif de la grandeur à mesurer, du signal de fonction de transfert du modulateur de phase et/ou du signal de fonction de transfert du système de détection.
[0056] Bien entendu, les différentes caractéristiques, variantes et formes de réalisation de l'invention peuvent être associées les unes avec les autres selon diverses combinaisons dans la mesure où elles ne sont pas incompatibles ou exclusives les unes des autres.
[0057] L'interfé rom être à fibre optique de la présente divulgation permet d'améliorer la précision des mesures de la grandeur à mesurer, par exemple du déphasage Sagnac, en s'affranchissant des erreurs induites par la constante de temps RC du circuit électrique de commande du modulateur de phase, qui affecte notamment les mesures obtenues par une modulation 8-états conventionnelle. L'interfé rom être à fibre optique de la présente divulgation permet aussi de mesurer la fonction de transfert de l'interfé rom être par la mesure de différence de puissance DR entre états hauts et états bas.
Brève description des dessins
[0058] De plus, diverses autres caractéristiques de l'invention ressortent de la description annexée effectuée en référence aux dessins qui illustrent des formes, non limitatives, de réalisation de l'invention et où :
[Fig. 1] représente schématiquement un système interférométrique de Sagnac à fibre optique en boucle pour application à un gyroscope à fibre optique selon l'art antérieur ;
[Fig. 2] représente un modulateur de phase dans un système interférométrique à fibre optique en boucle, pour générer une différence de phase modulée AOm(t) pour la mise au biais du signal selon l'art antérieur ;
[Fig. B] représente schématiquement un exemple de différence de phase modulée AOm(t) appliquée sur un modulateur de phase, suivant une modulation 4-états de l'art antérieur, la position des 4 états de modulation sur la courbe de réponse de l'interféromètre et les 4 mesures de puissance P(t) détectée en fonction du temps ici sur trois périodes de modulation ; [Fig. 4] représente schématiquement un exemple de différence de phase modulée AOm(t) appliquée sur un modulateur de phase, suivant une modulation 6-états de l'art antérieur, la position des 6 états de modulation sur la courbe de réponse de l'interféromètre et les 6 mesures de puissance P(t) détectée en fonction du temps sur une période de modulation ;
[Fig. 5] représente schématiquement un exemple de différence de phase modulée AOm(t) appliquée sur un modulateur de phase, suivant une modulation 8-états de l'art antérieur, la position des 8 états de modulation sur la courbe de réponse de l'interféromètre et les 8 mesures de puissance P(t) détectée en fonction du temps ;
[Fig. 6] représente schématiquement la différence de phase modulée appliquée en présence d'une constante de temps RC de la chaîne de modulation de phase, dans une modulation 8-états conventionnelle, l'effet de la constante de temps RC sur la puissance P(t) du système interférométrique et le signal parasite résiduel en absence de rotation d'un système interférométrique Sagnac obtenu par démodulation classique de cette modulation 8-états ;
[Fig. 7] illustre un premier mode de réalisation basé sur une modulation à 8 niveaux de AOm(t) et 12 états de la puissance P(t) détectée correspondante ;
[Fig. 8] illustre un deuxième mode de réalisation basé sur une modulation à 8 niveaux de AOm(t) et 12 états de la puissance P(t) détectée correspondante ;
[Fig. 9] illustre un troisième mode de réalisation basé sur une modulation à 8 niveaux de AOm(t) et 12 états de la puissance P(t) détectée correspondante ;
[Fig. 10] représente schématiquement, un exemple de modulation suivant le troisième mode de réalisation et la puissance P(t) détectée en présence d'un signal Sagnac ;
[Fig. 11] représente schématiquement un système interférométrique à fibre optique en boucle pour application à un capteur de courant électrique selon la présente divulgation ;
[Fig. 12] représente schématiquement un système interférométrique à fibre optique en ligne pour application à un capteur de courant électrique selon la présente divulgation ;
[Fig. 13] représente schématiquement un autre système interférométrique à fibre optique en ligne pour application à un capteur de courant électrique selon la présente divulgation. [0059] Il est à noter que sur ces figures les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différentes variantes peuvent présenter les mêmes références.
Description détaillée
[0060] Dans un système interférométrique à modulation de phase tel que décrit en lien avec la figure 1, le modulateur de phase 16 est alimenté avec un circuit électrique de commande qui a un temps de réponse RC, aussi appelé constante de temps, lié à la résistance de charge R entre les électrodes de ce modulateur de phase et à la capacité électrique C de ces électrodes. La résistance R est de l'ordre de 50 à 500 ohms. La capacité électrique d'une électrode de 10 mm de long d'un modulateur sur circuit optique intégré (par exemple de niobate de lithium) est de l'ordre de B pF, soit une capacité C d'environ 12 pF pour une paire d'électrodes push-pull de 20 mm de long. Dans ce cas, on peut estimer la valeur de la constante de temps RC du modulateur de phase à environ 1 à 10 ns. De manière générale, la constante de temps RC du circuit de commande d'un modulateur de phase est comprise entre 0, 5 et 50 ns. On peut noter qu'avec certains montages électriques, il n'y a pas de résistance de charge entre les électrodes et cette constante de temps est alors donnée par le produit gain-bande de l'amplificateur du circuit de commande.
[0061] La présente divulgation montre que cette constante de temps RC peut influencer les performances d'un système interférométrique et propose différents schémas de modulation et de démodulation pour réduire ou même annuler les effets négatifs induits par la constante de temps RC du modulateur de phase.
[0062] La figure 6 illustre le cas d'une modulation classique à 8 états sur laquelle on fait apparaître l'effet du temps de réponse électrique RC du modulateur de phase. Pour faire apparaître graphiquement l'effet du temps de réponse électrique RC sur la figure 6 on a choisi une valeur élevée de RC : RC = Dt/12. La figure 6 représente schématiquement la puissance P(t) détectée en sortie du système interférométrique en fonction d'une part de la différence de phase DF (courbe en haut à gauche) et, d'autre part, du temps t (courbe en haut à droite). La figure 6 représente aussi la différence de phase modulée AOm(t) en fonction du temps (courbe en bas à gauche). Sur cette courbe de différence de phase modulée AOm(t) en fonction du temps, on observe que cette différence de phase ne suit pas la forme carrée idéale mais suit une courbe en exponentielle qui atteint chaque niveau de différence de phase avec un retard lié à la constante de temps RC.
[0063] Enfin, la figure 6 représente, en bas à droite, une courbe temporelle de différence de puissance entre les états 1 et 3, et 5 et 7 ainsi que 2 et 4 et 6 et 8, tels qu'ils sont démodulés pour mesurer la différence de phase signal A< s avec une démodulation conventionnelle (voir équation Math 7) dans un interféra mètre à 8 états en absence de rotation de cet interféra mètre de Sagnac.
[0064] En effet, lorsque le processeur numérique 10 et le convertisseur numérique- analogique 11 génèrent un signal de commande Cm(t) de modulation carrée commutant entre deux paliers, le temps de réponse électrique RC fait que la tension de commande Vm(t) effectivement appliquée au modulateur et la différence de phase modulée AOm(t) qu'elle génère n'atteignent pas instantanément le niveau souhaité. Plus précisément, chaque niveau de différence de phase modulée AOm(t) suit une courbe exponentielle en (1 - exp(-t/RC)) qui part du niveau précédent et tend de manière asymptotique vers la valeur souhaitée pour ce niveau. Sur la courbe de puissance P en fonction du temps, il en résulte que deux états du signal interférométrique mesuré correspondant théoriquement à un même niveau de puissance mais partant de niveaux précédents différents ne sont en fait pas identiques car ils n'ont pas le même historique. Pour la modulation 8-états, la démodulation classique du signal relatif à la grandeur mesurée est basée sur des différences entre les puissances mesurées pour les paires d'états 1 et 3, 5 et 7, 2 et 4, 6 et 8 (voir équation Math 7). Notamment, l'état 8, qui précède l'état 1 (modulo T), est de niveau inférieur à l'état 2, qui précède l'état 3, si bien que les états 1 et 3 ne sont pas parfaitement identiques, n'ayant pas le même historique, et que leur différence qui est calculée dans la démodulation n'est pas parfaitement nulle en absence de rotation, donc quand A< s = 0. De même, l'état 4, précédant l'état 5, est de niveau supérieur à l'état 6, précédant l'état 7, si bien que les états 5 et 7 ne sont pas non plus identiques, n'ayant pas non plus le même historique. Or, il est fondamental que la démodulation du signal de la grandeur à mesurer donne bien zéro et ne génère aucun défaut lorsque le paramètre à mesurer dans l'interféromètre est nul, notamment aucun défaut dans un interféromètre de Sagnac en absence de rotation. [0065] Sur la courbe en bas à droite de la figure 6, on observe bien que la différence de puissance calculée dans la démodulation de la grandeur à mesurer n'est pas nulle, en particulier pour la différence entre les états 1 et B ainsi que 5 et 7. Un tel système interférométrique de l'art antérieur génère donc des défauts. L'ordre de grandeur de ces défauts peut correspondre à une différence de phase parasite de l'ordre de 104 à 105 radian, alors qu'on cherche une stabilité de zéro de l'ordre de 108 à 109 radian.
[0066] La présente divulgation propose différentes techniques de modulation et de démodulation adaptées pour atténuer ou même supprimer les défauts induits par la constante de temps RC du circuit de commande du modulateur de phase dans un système interférométrique générant au moins 8 niveaux par période de modulation et 12 états par période de démodulation.
[0067] La figure 7 illustre un premier mode de réalisation basé sur une modulation à 8 niveaux de modulation et 12 états.
[0068] Dans la suite du présent document on entend par niveau (ou niveau de modulation) la valeur asymptotique des différentes valeurs de différence de phase modulée DFGP pour chaque palier de modulation. On entend par états de modulation, les différentes valeurs de puissance P mesurées correspondant aux niveaux de modulation qui s'enchaînent sur chaque période de modulation. Sur une période de modulation, plusieurs états peuvent utiliser un même niveau de modulation.
[0069] Dans le premier mode de réalisation, en lien avec la figure 7, on applique une tension de modulation suivant 8 niveaux sur une période de modulation T égale à 2 Dt. Plus précisément, on applique un signal de commande Cm(t) de modulation en créneaux constituée de la somme de trois modulations carrées. La première modulation carrée est adaptée pour induire une première différence de phase DFp(ΐ) égale à ± p. La première différence de phase DFp(ΐ) est périodique à la fréquence propre fp. La deuxième modulation carrée est adaptée pour induire une deuxième différence de phase DF3i ή3(ΐ) égale à ± alpha. La deuxième différence de phase DF3i ή3(ΐ) est périodique et a une fréquence de modulation égale à un multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel supérieur ou égal à 1. La deuxième différence de phase DF3i ή3(ΐ) est synchronisée avec la première différence de phase DFp(ΐ). La troisième modulation carrée est adaptée pour induire une troisième différence de phase AObeta(t) égale à ± beta. La troisième différence de phase AObeta(t) est périodique et a une fréquence de modulation égale au même multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp. La troisième différence de phase AObeta(t) est en quadrature de phase par rapport à la deuxième différence de phase AOaipha(t), autrement dit retardée de T/12 par rapport à la deuxième différence de phase AOaiPha(t) dans le cas de la figure où 2N+1=3. Dans le cas général, c'est un retard de T/(4(2N+1)). La différence de phase modulée AOm(t) résultante de cette modulation est égale à la somme de la première différence de phase périodique DFp(ΐ), de la deuxième différence de phase DF3ΐr^(ΐ) et de la troisième différence de phase DFbeta(t) suivant l'équation suivante.
[0070] [Math 10]
Figure imgf000022_0001
[0071] Dans l'exemple illustré sur la figure 7, 1e nombre N est égal à 1, la fréquence de la deuxième différence de phase DF3i^3(ΐ) et de la troisième différence de phase DFbeta(t) est égale à 3fpet on a choisi les valeurs suivantes pour alpha et beta : alpha = 3p/8 et beta = 3p/128. La période T vaut 2Dt, sachant que Dt est de l'ordre de 5 ps pour un kilomètre. La constante RC a été exagérée par rapport à la réalité pour rendre la figure 7 plus lisible. RC vaut ici environ 1/20 de Dt.
[0072] Sur la courbe DFGP(Ϊ) de la figure 7, on a représenté en traits pointillés la modulation suivant 6 états/4 niveaux résultant de la somme de la première différence de phase DFp(ΐ) modulée à fp et de la deuxième différence de phase DF3ΐr^(ΐ) modulée à 3fp. On a représenté en traits tiretés la troisième différence de phase DFbeta(t) modulée sur 2 niveaux à 3fp en quadrature de phase relativement à la deuxième différence de phase DF3ΐr^(ΐ). Enfin, on a représenté en trait continu la différence de phase modulée DFGP(Ϊ) OU modulation totale résultant de la somme de la modulation en pointillés et de la modulation en tirets. La différence de phase modulée DFGP(Ϊ) présente 8 niveaux par période T=2Dt. Toutefois, cette modulation sur 8 niveaux est différente de la modulation sur 8 niveaux de l'art antérieur (illustrée par exemple sur les figures 5 et 6). On observe l'effet de la constante de temps RC sur la courbe de la différence de phase modulée AOm(t). Chaque niveau de différence de phase modulée suit une courbe exponentielle en (1 - exp(-t/RC)) qui part du niveau précédent.
[007B] A chaque période T, cette modulation de la différence de phase AOm(t) génère les 8 niveaux de modulation suivants AOm(t) = ± p ± alpha ± beta. Ces huit niveaux de modulation correspondent aux points notés a+, a , b+ , b , c+ , c , d+ et d sur la courbe de puissance en fonction de la différence de phase.
[0074] Sur la figure 7 a+ correspond au niveau de modulation DF3+ = p + alpha + beta a correspond au niveau de modulation DF3- = p + alpha - beta b+ correspond au niveau de modulation DFb+ = p - alpha + beta b correspond au niveau de modulation DF^ = p - alpha - beta c+ correspond au niveau de modulation DF0+ = -p + alpha +beta c correspond au niveau de modulation DF<> = -p + alpha - beta d+ correspond au niveau de modulation DFά+ = -p - alpha + beta d correspond au niveau de modulation DFά- = -p - alpha - beta.
[0075] Sur la courbe de puissance de sortie P en fonction du temps, les 8 niveaux de différence de phase modulée DFGP(Ϊ) s'enchaînent en une séquence de 12 états par période de modulation T dans l'ordre suivant : b b+ a+ a b b+ c+ c d d+ c+ c .
[0076] Le détecteur recevant le faisceau interférométrique acquiert 12 mesures P, de puissance par période de modulation T correspondant aux douze états i = 1,..., 12. Autrement dit, le détecteur échantillonne le signal de puissance P à la fréquence 12 fp. Plus généralement, pour une modulation de la deuxième différence de phase DF3ΐr^(ΐ) et de la troisième différence de phase DFbeta(t) à (2N+l).fp, on échantillonne à 4.(2N+l).fp. Sur la courbe de puissance en fonction du temps, on observe clairement l'effet de la constante de temps RC du circuit de commande du modulateur de phase sur les mesures de puissance détectée. La valeur de chaque mesure de puissance P, atteint un plateau suivant une courbe en exponentielle qui dépend de l'écart entre les deux valeurs asymptotiques successives de puissance.
[0077] Selon le signal recherché, on applique une démodulation spécifique. Plus précisément, pour extraire le signal de la grandeur à mesurer, par exemple le signal Sagnac, on utilise une démodulation des 12 états acquis. Sur la période de modulation T égale à 2Dt, on applique les signes dans l'ordre suivant aux 12 mesures de puissance Pi Autrement dit, on multiplie la mesure de puissance P, par -1 pour les niveaux correspondant à - alpha et par +1 pour les niveaux correspondant à + alpha, indépendamment du signe des modulations à ± p et ± beta. Ainsi, la démodulation du signal de la grandeur à mesurer modulée sur 12 états s'exprime comme suit dans le premier mode de réalisation.
[0078] [Math 11]
$S = — Pl — P + P3 + P4 — P5 — ^6 + P7 + 7*8 — P9 — PlO + Pli + P12
[0079] On observe, sur la courbe de puissance en fonction du temps, que la modulation à 8 niveaux et 12 états présente, pour chaque état démodulé avec le signe +, un état identique, c'est-à-dire un état avec le même historique, démodulé avec le signe -. Ainsi, l'état 1 correspondant au niveau b est identique à l'état 7 correspondant au niveau c+ ; l'état 2 correspondant au niveau b+ est identique à l'état 8 correspondant au niveau c ; l'état B correspondant au niveau a+ est identique à l'état 9 correspondant au niveau d ; l'état 4 correspondant au niveau a est identique à l'état 10 correspondant au niveau d+ ; l'état 5 correspondant au niveau b est identique à l'état 11 correspondant au niveau c+ ; l'état 6 correspondant au niveau b+ est identique à l'état 12 correspondant au niveau c . Autrement dit, à chaque état de la première demi-période T/2, démodulé pour en extraire la grandeur à mesurer, en + ou en -, correspond un état de même historique, démodulé avec le signe inverse, dans la deuxième demi-période. On observe que la différence de phase modulée AOm(t) suivant la modulation 8 niveaux et 12 états du premier mode de réalisation vérifie l'équation suivante à tout instant t d'une période de modulation T, ici compris entre 0 et 2Dt.
[0080] [Math 12]
Figure imgf000024_0001
[0081] Il en résulte que la démodulation d'un signal modulé suivant 8 niveaux et 12 états telle que décrite ci-dessus, pour extraire le signal de la grandeur à mesurer, par exemple le signal Sagnac, ne présente pas de défaut induit par la constante de temps RC, contrairement à une démodulation d'un signal modulé suivant une modulation conventionnelle à 8 niveaux et 8 états. [0082] Dans le premier mode de réalisation, la démodulation de la fonction de transfert du modulateur de phase, notée np, est effectuée en multipliant les mesures de puissance P, pour i = 1, ..., 12 acquises sur une période de modulation T, par le signe du produit du signe + ou - de la modulation à ±p et du signe + ou - de la modulation à ± alpha, indépendamment du signe de la modulation à ± beta, ou par zéro de manière à ne conserver qu'autant d'états multipliés par + que d'états multipliés par La démodulation de la fonction de transfert du modulateur de phase, notée np, s'exprime comme suit dans le premier mode de réalisation.
[0083] [Math 13]
$np = +^3 + ? — P5 — ?6 + P9 + PlO — Pli — P 12
[0084] Dans le premier mode de réalisation, la démodulation de la fonction de transfert du système de détection, ou réponse en boucle ouverte, notée DR, est effectuée à la fréquence 6fp en multipliant les 12 mesures de puissance P, pour i = 1, ..., 12 acquises sur une période de modulation T, par le signe du produit du signe + ou - de la modulation ± alpha et du signe + ou - de la modulation ± beta, indépendamment du signe de la modulation ± p. Dans l'exemple illustré sur la figure 7, pour extraire DR on échantillonne à 12fp. Les niveaux hauts en a+ et c+ correspondant à une modulation (+alpha+beta) et les niveaux hauts en b et d correspondant à une modulation (-alpha- beta) sont démodulés en multipliant par +1, tandis que les niveaux bas en a et c correspondant à une modulation (+alpha-beta) et les niveaux bas en b+ et d+ correspondant à une modulation (-alpha+beta) sont démodulés en multipliant par -1. Plus précisément, la démodulation de la fonction de transfert du système de détection, donc la différence de puissance DR entre états hauts et états bas, modulée sur 12 états s'exprime comme suit dans le premier mode de réalisation.
[0085] [Math 14]
Figure imgf000025_0001
[0086] Le premier mode de réalisation basé sur une modulation de ± p à fp, ± alpha à 3fp et ± beta à 3fp induisant 8 niveaux de modulation et 12 états par période T permet d'extraire par une démodulation adaptée le signal de la grandeur à mesurer, le signal np et le signal de réponse en boucle ouverte DR, le signal de la grandeur à mesurer étant corrigé de défauts induits par la constante de temps RC du circuit de commande du modulateur de phase. Ce schéma de modulation et démodulation permet d'améliorer les performances d'un système interférométrique sans modifier sa structure et permet une mise à niveau de systèmes interférométriques existants.
[0087] Nous décrivons maintenant un deuxième mode de réalisation en lien avec la figure 8. De manière analogue au premier mode de réalisation, le deuxième mode de réalisation est basé sur une modulation à au moins 8 niveaux de modulation et 12 états par période de modulation T égale à 2 Dt.
[0088] La modulation est aussi appliquée suivant 8 niveaux par période de modulation T.
Le signal de commande Cm(t) est ici aussi constituée de la somme de trois modulations carrées. Dans ce deuxième mode de réalisation, la première modulation carrée induit une première différence de phase DFp(ΐ) de niveau égal à ± p. La première différence de phase est périodique et a une fréquence de modulation égale à un multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel supérieur ou égal à 1. La deuxième tension de modulation carrée est adaptée pour induire une deuxième différence de phase AOaiPha(t) de niveau égal à ± alpha. La deuxième différence de phase AOai ha(t) est périodique et a une fréquence de modulation égale au même multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel supérieur ou égal à 1. La deuxième différence de phase AOaiPha(t) est en quadrature par rapport à la première différence de phase DFp(ΐ). La troisième tension de modulation carrée est adaptée pour induire une troisième différence de phase DFbeta(t) de niveau égal à ± beta. La troisième différence de phase DFbeta(t) est périodique et a une fréquence de modulation égale à fp synchronisée avec la première différence de phase DFtc(ΐ).
[0089] Dans l'exemple illustré sur la figure 8, la première différence de phase DFp(ΐ) et la deuxième différence de phase DF3IRH3(Ϊ) sont à la fréquence 3fp et on choisit les valeurs suivantes pour alpha et beta : alpha = 3p/8 et beta = 3p/128, et RC = Dt/20.
[0090] Sur la courbe DFGP(Ϊ) de la figure 8, on a représenté en traits pointillés la modulation suivant 4 états résultant de la somme de la première différence de phase périodique DFp(ΐ) modulée à 3fp et de la deuxième différence de phase DF3i^3(ΐ) modulée à Bfp en quadrature par rapport à DFp(ΐ). On a représenté en traits tiretés la troisième différence de phase AObeta(t) modulée sur 2 niveaux à la fréquence fp. Enfin, on a représenté en trait continu la différence de phase modulée AOm(t) ou modulation totale résultant de la somme de la modulation en pointillés et de la modulation en traits tiretés. La différence de phase modulée AOm(t) présente aussi 8 niveaux. On observe l'effet de la constante de temps RC sur la courbe de la différence de phase modulée AOm(t). Chaque niveau de différence de phase modulée suit une courbe exponentielle en (1 - exp(-t/RC)) qui part du niveau précédent.
[0091] Comme dans le premier mode de réalisation, la différence de phase modulée AOm(t) comporte 8 niveaux et cette différence de phase modulée AOm(t) sur 8 niveaux génère 12 états de modulation sur la courbe de puissance de sortie en fonction du temps, dans l'ordre suivant : b+ a+ c d b a c d b+ a+ c+ d+ correspondant aux différences de phase DF3+ à DFά- indiquées plus haut.
[0092] Le détecteur acquiert 12 mesures de puissance P, par période de modulation T correspondant aux douze états i = 1,..., 12. Sur la courbe de puissance en fonction du temps, on observe ici aussi clairement l'effet de la constante de temps RC du modulateur de phase sur les mesures de puissance détectées.
[009B] Dans le deuxième mode de réalisation, la démodulation du signal de la grandeur à mesurer, par exemple le signal Sagnac, est analogue à celle du premier mode de réalisation dans la mesure où on multiplie la mesure de puissance P, pour i= 1, 2, ..., 12 sur une période de modulation par -1 pour les niveaux correspondant à - alpha et par +1 pour les niveaux correspondant à + alpha, indépendamment du signe des modulations à ±p et ± beta. Ce schéma de démodulation se traduit par l'expression suivante dans le deuxième mode de réalisation.
[0094] [Math 15]
$S =— Pl + P + P3— P4— P5 + ^6 + P7— Pe — P9 + PlO + Pli— P12
[0095] Ainsi, à chaque état de la première demi-période T/2, démodulé en plus ou en moins, correspond un état de même historique sur la deuxième demi-période, démodulé en sens inverse, soit en moins ou en plus : les paires 1-7, 2-8, 3-9, 4-10, 5-11 et 6-12 permettent de supprimer les effets induits par le RC du modulateur de phase. En effet, dans le deuxième mode de réalisation, on observe sur la figure 8 que la différence de phase modulée AOm(t) suivant la modulation 8 niveaux et 12 états vérifie l'équation Math 12 à tout instant t de la période de modulation, ici compris entre 0 et 2Dt.
[0096] De même, la démodulation de la fonction de transfert du modulateur de phase, notée démodulation du np, est effectuée en multipliant les 12 mesures de puissance P, pour i = 1, ..., 12 acquises sur une période de modulation T, par le signe du produit du signe + ou - de la modulation à ±p et du signe + ou - de la modulation à ± alpha, indépendamment du signe de la modulation à ± beta.
[0097] Ainsi, la démodulation de la fonction de transfert du modulateur de phase, notée démodulation du np, sur 12 états s'exprime dans le deuxième mode de réalisation par l'expression suivante.
[0098] [Math 16]
Figure imgf000028_0001
[0099] Enfin, la démodulation de la fonction de transfert du système de détection, notée démodulation du DR, est effectuée en multipliant les 12 mesures de puissance P, pour i = 1, ..., 12 acquises sur une période de modulation T, par le signe du produit du signe + ou - de la modulation à ± alpha et du signe + ou - de la modulation à ± beta, indépendamment du signe de la modulation à ± p.
[0100] Ainsi, la démodulation de la fonction de transfert du système de détection, notée DR, sur 12 états s'exprime comme suit dans le deuxième mode de réalisation.
[0101] [Math 17]
¾P = — Pl + P2 — P3 + P4 + P5 — Pè — P7 + 7*8— P9 + PlO + Pli — Pl2
[0102] Dans le deuxième mode de réalisation, le signal de la grandeur à mesurer est également corrigé des défauts induits par la constante de temps RC du modulateur de phase.
[0103] Nous décrivons maintenant un troisième mode de réalisation en lien avec la figure 9. Le troisième mode de réalisation est basé sur une modulation à 12 états et 8 niveaux de modulation par période de modulation T. [0104] Le signal de commande Cm(t) est aussi constituée de la somme de trois modulations carrées. Dans le troisième mode de réalisation, la première modulation carrée induit une première différence de phase DFp(ΐ) de niveau égal à ± p. La première différence de phase est périodique et a une fréquence de modulation égale à la fréquence propre fp. La deuxième modulation carrée est adaptée pour induire une deuxième différence de phase AOai ha(t) de niveau égal à ± alpha. La deuxième différence de phase AOaiPha(t) est périodique et de fréquence de modulation égale la fréquence propre fp, en quadrature par rapport à la première différence de phase DFp(ΐ). Autrement dit, la somme de la première différence de phase et de la deuxième différence de phase DF ΐ^ίΐ) produit une modulation 4-états (en pointillés sur la courbe de différence de phase modulée en fonction du temps de la figure 9). La troisième modulation carrée est adaptée pour induire un déphasage Fbeta(t) de niveau égal à ± beta/2. Cette modulation Fbeta(t) est périodique et a une fréquence de modulation égale à une sous- harmonique impaire de la fréquence propre : fp/(2N+l), où N est un nombre entier naturel supérieur ou égal à 1. La période de modulation est alors égale à 2.(2N+1).Dt. La troisième modulation Fbeta(t) est synchronisée avec la première différence de phase DFp(ΐ) ou la deuxième différence de phase DF^,i^ίΐ). La troisième modulation Fbeta(t) du déphasage induit une différence de phase DFbeta(t) = Fbeta(t) - Fbeta(t- Dt) sur 6 niveaux qui commutent tous les Dt selon la séquence suivante : +beta, 0, 0, -beta, 0, 0 (représentée en traits tiretés sur la courbe de différence de phase modulée en fonction du temps de la figure 9).
[0105] Dans l'exemple illustré sur la figure 9, la fréquence de modulation du déphasage Fbeta(t) est égale à fp/3 et la période de modulation T est égale à 6Dt. Dans l'exemple illustré sur la figure 9, on choisit les valeurs suivantes pour alpha et beta : alpha = 3p/8 et beta = 5p/128. La valeur de RC est exagérée par rapport à la réalité pour rendre la figure 9 plus lisible et vaut ici Dt/10.
[0106] La différence de phase modulée DFGP(Ϊ) OU modulation totale résultant de la somme de la modulation en pointillés et de la modulation en traits tiretés a une période de modulation T égale à (2N+1).2Dt. Dans l'exemple de la figure 9, la différence de phase modulée DFGP(Ϊ) induit 8 niveaux par période de modulation T. Ces 8 niveaux de modulation produisent sur la courbe de mesure de puissance une séquence de 12 états, qui commutent tous les Dt/2 selon l'ordre d'apparition suivant sur une période de modulation T : b+ a+ c d b a c d b a c d.
[0107] Sur la figure 9, a+ correspond au niveau de modulation DF3+ = p + alpha + beta ; a correspond au niveau de modulation DF3 = p + alpha ; b+ correspond au niveau de modulation DFb+ = p - alpha + beta ; b correspond au niveau de modulation DFb = p - alpha ; c correspond au niveau de modulation DF0 = -p + alpha ; c correspond au niveau de modulation DF<> = -p + alpha - beta ; d correspond au niveau de modulation DFά = -p - alpha ; d correspond au niveau de modulation DFά- = -p - alpha - beta.
[0108] Sur la courbe de puissance de sortie P fonction de la différence de phase DF de la figure 9, les niveaux de différence de phase modulée DFGP(Ϊ) génèrent 12 états de modulation par période de modulation. Sur la figure 9, on observe que la différence de phase modulée DFGP(Ϊ) suivant la modulation 8 niveaux et 12 états du troisième mode de réalisation vérifie l'équation Math 12 à tout instant t de la période T de modulation, période ici égale à 6Dt.
[0109] Comme dans le premier et le deuxième mode de réalisation, lors de la démodulation du signal de la grandeur à mesurer, par exemple le signal Sagnac, à chaque état de la première demi-période T/2, démodulé pour en extraire la grandeur à mesurer, en + ou en -, correspond un état de même historique, démodulé avec le signe inverse, dans la deuxième demi-période. Ce schéma de démodulation se traduit par l'expression suivante dans le troisième mode de réalisation.
[0110] [Math 18]
$s =— Pi + P + P3— P4— P5 + Pe + P7— Rb — P9 + iio + Pu— P12
[0111] La démodulation de la fonction de transfert du modulateur de phase, notée np, est effectuée en multipliant les 12 mesures de puissance P, pour i = 1, ..., 12 acquises sur une période de modulation T, par le signe du produit du signe + ou - de la modulation à ±p et du signe + ou - de la modulation à ± alpha, indépendamment du signe de la modulation à ± beta.
[0112] Ainsi, la démodulation de la fonction de transfert du modulateur de phase np modulée sur 12 états s'exprime pour ce troisième mode de réalisation suivant la même équation (Math 16) que pour le deuxième mode de réalisation. [0113] Enfin, la démodulation de la fonction de transfert du système de détection, notée DR, est effectuée en multipliant les 12 mesures de puissance P, pour i = 1, ..., 12 acquises sur la période de modulation T = 6Dt, par le signe du produit du signe + ou - de la modulation à ± alpha et du signe + ou - de la modulation à ± beta lorsque beta est non nul et par 0 lorsque beta est nul, indépendamment du signe de la modulation à ± p. En particulier, beta est nul pour les états a, b, c et d.
[0114] Ainsi, la démodulation de la fonction de transfert du système de détection DR sur 12 états s'exprime comme suit dans le troisième mode de réalisation.
[0115] [Math 19]
¾P = — Pl + P — P7 + ^8
[0116] Dans le troisième mode de réalisation aussi, le signal de la grandeur à mesurer est corrigé des défauts induits par la constante de temps RC du modulateur de phase.
[0117] La figure 10 illustre un exemple du troisième mode de réalisation en présence d'un signal de la grandeur à mesurer. Dans l'exemple illustré sur la figure 10, on choisit les valeurs suivantes pour alpha et beta : alpha = Bp/8 et beta = Bp/128. RC est égal à Dt/12. La différence de phase induite par la grandeur à mesurer est ici égale à DF£ =3p/32. La mesure de A< s est corrigée des défauts induits par la constante de temps RC du modulateur de phase. Par conséquent, la mesure présente une meilleure stabilité.
[0118] De façon avantageuse, la modulation sur 8 niveaux et 12 états selon l'un quelconque des modes de réalisation décrits ci-dessus est utilisée pour asservir le signal du paramètre à mesurer (par exemple le signal Sagnac), le réglage du signal Vn et/ou la réponse en boucle ouverte (ou signal DR).
[0119] En résumé, le tableau ci-dessous indique les règles de démodulation pour les trois modes de réalisation décrits ci-dessus.
[Tableaux 1]
Figure imgf000031_0001
Figure imgf000032_0001
[0120] L'invention s'applique à un interféromètre à fibre optique de Sagnac en boucle pour mesurer une vitesse de rotation autour de l'axe de la bobine de fibre optique, par exemple tel qu'illustré sur la figure 1. Dans G interféra mètre à fibre optique de Sagnac en boucle, la première onde monomode 101 et la seconde onde monomode 102 sont polarisées linéairement et la bobine de fibre optique 17 est à maintien de polarisation linéaire. Le système de traitement du signal 900 applique une tension de modulation 60 sur les électrodes du modulateur optique de phase 16 de manière à générer une modulation de la différence de phase à au moins 8 états et 12 niveaux selon l'un quelconque des modes de réalisation décrit ci-dessus. Le système de traitement du signal 900 applique au signal détecté 80 une démodulation adaptée en fonction de la modulation choisie.
[0121] L'invention s'applique également à un interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne pour des applications comme capteur de champ magnétique ou comme capteur de courant électrique. [0122] A titre d'exemple non limitatif, la figure 11 représente un interféromètre à fibre optique en boucle destiné à une application comme capteur de courant électrique. Les mêmes signes de référence désignent les mêmes éléments que sur la figure 1. Dans cette application, un ensemble de fibres optiques comporte une section de fibre optique 71, une bobine de fibre optique 73 et une autre section de fibre optique 72 disposées en série. La fibre optique 73 est enroulée autour d'un axe. La fibre optique 73 est de préférence à maintien de polarisation circulaire. La section de fibre optique 71 est de préférence à maintien de polarisation linéaire. L'autre section de fibre optique 72 est aussi de préférence à maintien de polarisation linéaire. Un conducteur électrique 120 est disposé le long de l'axe de la bobine de fibre optique 73. On note I un courant électrique traversant la bobine de fibre optique 73. Le circuit optique intégré 14 est analogue à celui décrit en lien avec la figure 1. En sortie du circuit optique intégré 14, la première onde monomode 101 et la seconde onde monomode 102 sont polarisées linéairement suivant le même état de polarisation. La première onde monomode 101 se propage dans la section de fibre optique 71. La seconde onde monomode 102 se propage dans l'autre section de fibre optique 72. Une lame quart d'onde 32 reçoit la première onde monomode 101 polarisée linéairement et transmet une première onde monomode 111 polarisée circulairement, par exemple circulaire droite, à une extrémité de la bobine de fibre optique 73. Une autre lame quart d'onde 33 reçoit la seconde onde monomode 102 polarisée linéairement et transmet une seconde onde monomode 112 polarisée circulairement, ici par exemple aussi circulaire droite, à l'autre extrémité de la bobine de fibre optique 73. La première onde monomode 111 circulaire droite et la seconde onde monomode 112 circulaire droite se propagent en sens inverse dans la bobine de fibre optique 73. En sortie de la bobine de fibre optique 73, les lames quart d'onde 32, 33 transforment les ondes polarisées circulairement en ondes polarisées linéairement qui se recombinent pour former le faisceau interférométrique 300. Le système de traitement du signal 900 applique l'un quelconque des schémas de modulation-démodulation à au moins 8 états et 12 niveaux pour extraire une mesure de courant électrique corrigée de la constante de temps RC du modulateur de phase. La différence de temps de propagation Dt à considérer pour la modulation de phase ACDm(t) est alors le temps de propagation dans la fibre optique 73 et dans les sections de fibre 71 et 72.
[0123] A titre d'autre exemple non limitatif, la figure 12 représente un interféromètre à fibre optique en ligne destiné à une application comme capteur de courant électrique. Dans cet exemple, un polariseur 24 polarise linéairement le faisceau source 100. Le circuit optique intégré 34 comporte uniquement un guide d'onde formé par exemple par diffusion de titane dans un substrat de niobate de lithium. Les électrodes du modulateur de phase 16 sont déposées le long des côtés du guide d'onde. Le guide d'onde du circuit optique intégré 34 est biréfringent. Les axes optiques du polariseur 24 sont orientés de préférence à 45 degrés des axes de biréfringence du guide d'onde du circuit optique intégré 34 à l'entrée-sortie 25 du circuit optique intégré 34. De cette manière, le polariseur 24 et le circuit optique intégré 34 séparent le faisceau source 100 en polarisation et génèrent la première onde monomode 101 polarisée suivant un état de polarisation linéaire et la seconde onde monomode 102 polarisée suivant l'état de polarisation linéaire orthogonal. Le guide d'onde du circuit optique intégré 34 guide les deux polarisations. Le modulateur de phase 16 ayant une efficacité différente selon la polarisation, il génère bien un différentiel de modulation du déphasage des deux ondes, et va permettre les mêmes modulations de phase que dans la configuration en boucle. Pour ce modulateur différentiel, on parle souvent de modulateur de biréfringence. Dans ce mode de réalisation, l'ensemble de fibres optiques comporte une section de fibre optique 74 et une bobine de fibre optique 73 disposées en série. La fibre optique 73 est enroulée autour d'un axe. La fibre optique 73 est de préférence à conservation de polarisation circulaire. La section de fibre optique 74 est de préférence à maintien de polarisation linéaire. La première onde monomode 101 et la seconde onde monomode 102 se propagent dans la section de fibre optique 74. Une lame quart d'onde 42 reçoit la première onde monomode 101 polarisée linéairement et transmet une première onde monomode polarisée circulairement 111, par exemple circulaire droite, à une extrémité de la bobine de fibre optique 73. La lame quart d'onde 42 reçoit la seconde onde monomode 102 polarisée suivant un autre état de polarisation linéaire orthogonal et transmet une seconde onde monomode polarisée circulairement 112, ici circulaire gauche, à la même extrémité de la bobine de fibre optique 73. Un miroir 26 est disposé à l'autre extrémité de la bobine de fibre optique 73. Après un premier passage dans la bobine de fibre optique 73, les deux ondes monomodes de polarisation circulaires orthogonales 111, 112 se réfléchissent sur le miroir 26. A la réflexion sur le miroir, leurs états de polarisation sont inversés. Les deux ondes monomodes effectuent un deuxième passage en sens inverse, et avec leurs polarisations inversées, dans la bobine de fibre optique 73. La lame quart d'onde 42 reçoit les deux ondes monomodes de polarisations circulaires orthogonales et les transforme en deux ondes de polarisations linéaires orthogonales. Le circuit optique intégré 34 et le polariseur 24 recombinent ces deux ondes et forment le faisceau interférométrique 300. Le système de traitement du signal 900 applique l'un quelconque des schémas de modulation- démodulation à au moins 8 états et 12 niveaux pour extraire une mesure de courant électrique corrigée de la constante de temps RC du modulateur de phase. Dans ce cas, la différence de temps de propagation Dt à considérer pour la modulation de phase AOm(t) est le temps de propagation aller-retour dans la section de fibre optique 74 et la bobine de fibre optique 73.
[0124] La figure 13 représente un autre exemple d'interféromètre à fibre optique en ligne destiné à une application comme capteur de courant électrique. Dans cet exemple, le circuit optique intégré 14 comprend un guide d'onde 24 polarisant et un séparateur 15, de type à jonction Y, analogue à celui décrit en lien avec les figures 1 et 11. L'ensemble de fibres optiques comporte ici une section de fibre optique 71, une autre section de fibre optique 72, une section de fibre optique 74 et une bobine de fibre optique 73. La fibre optique 73 est enroulée autour d'un axe. La fibre optique 73 est de préférence à maintien de polarisation circulaire. Les sections de fibre optique 71, 72 et 74 sont de préférence à maintien de polarisation linéaire. Le guide d'onde 24 polarise linéairement le faisceau source 100. Le séparateur 15 sépare le faisceau source 100 polarisé linéairement en la première onde monomode 101 polarisée linéairement et la seconde onde monomode 102 polarisée linéairement suivant le même état de polarisation linéaire. La première onde monomode 101 se propage dans la section de fibre optique
71. La seconde onde monomode 102 se propage dans l'autre section de fibre optique
72. L'autre section de fibre optique 72 est orientée de manière à faire tourner de 90 degrés la polarisation linéaire de la seconde onde monomode 102, qui devient ainsi une seconde onde monomode 122 polarisée linéairement avec une polarisation orthogonale à la première onde monomode 101. Un coupleur-séparateur de polarisation 27 recombine la première onde monomode 101 et la seconde onde monomode 122, de polarisations linéaires orthogonales qui se propagent dans la section de fibre optique 74. Une lame quart d'onde 42 transforme les polarisations linéaires orthogonales en polarisations circulaires orthogonales 111, 112. De manière analogue au mode de réalisation décrit en lien avec la figure 12, le miroir 26 réfléchit les deux ondes monomodes 111, 112 et inverse leurs polarisations. De cette manière, les deux ondes monomodes parcourent l'ensemble de fibre optique suivant des états de polarisation inversés. Le système de traitement du signal 900 applique l'un quelconque des schémas de modulation-démodulation à au moins 8 états et 12 niveaux pour extraire une mesure de courant électrique corrigée de la constante de temps RC du modulateur de phase. La différence de temps de propagation Dt à considérer dans ce cas pour la modulation de phase AOm(t) est le temps de propagation dans les sections de fibre 71 et 72 et le temps de propagation aller-retour dans la section de fibre 74 et la fibre optique 73.
[0125] Bien entendu, diverses autres modifications peuvent être apportées à l'invention dans le cadre des revendications annexées.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne comprenant une
source lumineuse (20) adaptée pour générer un faisceau source (100), un dispositif optique de séparation (15, 24, 34) adapté pour séparer le faisceau source en une première onde monomode (101) et une seconde onde monomode (102), un système électronique (900) adapté pour appliquer une tension électrique de modulation Vm(t) à un modulateur de phase (16) apte à induire un même déphasage Om(t) sur la première onde monomode et la seconde onde monomode, un ensemble de fibre optique (17, 71, 72, 73, 74) adapté pour recevoir et propager la première onde monomode suivant un premier chemin optique et, respectivement, la seconde onde monomode suivant un second chemin optique inverse du premier chemin optique, et pour former après une différence de temps de propagation Dt, une première onde de sortie et, respectivement, une seconde onde de sortie, ayant une différence de phase modulée AOm(t) = Om(t) - F, (ΐ-Dt), l'ensemble de fibres optiques (17, 71, 72, 73, 74 ) ayant une fréquence propre fp égale à l'inverse du double de la différence de temps de propagation Dt, le dispositif optique de séparation (15, 24, 34) étant adapté pour recombiner la première onde de sortie et la seconde onde de sortie et former un faisceau interférométrique (300) modulé temporellement, un système de détection (18) adapté pour détecter une puissance P(t) du faisceau interférométrique (300) en fonction du temps, caractérisé en ce que la différence de phase modulée AOm(t) est égale à la somme d'une première différence de phase périodique DFp(ΐ) de niveau égal à ± p, d'une deuxième différence de phase DF3ΐrή3(ΐ) périodique de niveau égal à ialpha et d'une troisième différence de phase DFbeta(t) périodique de niveau variable entre -beta et +beta, alpha et beta ayant des valeurs différentes prédéterminées, de manière à ce que la différence de phase modulée DFGP(Ϊ) ait une période de modulation T égale à un multiple impair (2M+1) du double de la différence de temps de propagation Dt, où M est un nombre entier naturel, la différence de phase modulée DFGP(Ϊ) comportant par période de modulation T au moins huit niveaux de modulation parmi les douze niveaux de modulation suivants: DF3+ = p + alpha + beta ; DF3- = p + alpha - beta ; DF3 = p + alpha ; DFb+ = p - alpha + beta ; DF^ = p - alpha - beta ; DFb = p - alpha ; DF0+ = -p + alpha +beta ; DF0- = -p + alpha - beta ; DF0 = -p + alpha ; DFά+ = -p - alpha + beta ; DFά- = -p - alpha - beta ; DFά = -p - alpha ; et cette différence de phase modulée étant telle que : ACDm(t + T/2) = - DFGP(Ϊ)
à chaque instant t compris entre 0 et T.
[Revendication 2] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon la revendication 1 dans lequel la période de modulation T est égale au double de la différence de temps de propagation Dt, la première différence de phase DFp(ΐ) ayant une fréquence de
modulation égale à la fréquence propre fp et dans lequel la deuxième différence de phase DF3iRή (ΐ) et la troisième différence de phase DFbeta(t) ont une même fréquence de modulation égale à un multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel non nul, la deuxième différence de phase DF3i ή3(ΐ) étant synchronisée avec la première différence de phase DFp(ΐ), la troisième différence de phase DFbeta(t) étant en quadrature de phase par rapport à la deuxième différence de phase
AOa(t).
[Revendication 3] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon la revendication 1 dans lequel la période de modulation T est égale au double de la différence de temps de propagation Dt, la troisième différence de phase DFbeta(t) ayant une fréquence de modulation égale à la fréquence propre fp, et dans lequel la première différence de phase DFp(ΐ) et la deuxième différence de phase DF3i^3(ΐ) ont une même fréquence de modulation égale à un multiple impair (2N+1) de la fréquence propre fp, où N est un nombre entier naturel non nul, la deuxième différence de phase étant en quadrature de phase par rapport à la première différence de phase, la troisième différence de phase DFbeta(t) étant synchronisée avec la première différence de phase ou la deuxième différence de phase.
[Revendication 4] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon la revendication 1 dans lequel M est un nombre entier non nul et dans lequel la première différence de phase DFp(ΐ) et la deuxième différence de phase DF3i^3(ΐ) ont une même fréquence de modulation égale à la fréquence propre fp, la deuxième différence de phase étant en quadrature de phase par rapport à la première différence de phase et la troisième différence de phase DFbeta(t) ayant une période de modulation égale à la période de modulation T, cette troisième différence de phase étant synchronisée avec la première différence de phase ou la deuxième différence de phase.
[Revendication 5] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon l'une des revendications 1 à 4 dans lequel le système de détection (18) comporte un système électronique de démodulation adapté pour extraire un signal représentatif d'une grandeur à mesurer, un signal de fonction de transfert du modulateur de phase et/ou un signal de fonction de transfert du système de détection à partir d'une série d'au moins 12 mesures de puissance du faisceau interférométrique détecté par période de modulation.
[Revendication 6] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon la revendication 5 dans lequel le signal représentatif de la grandeur à mesurer est égal à une somme des mesures de puissance du faisceau interférométrique acquises par période de modulation, chaque mesure de puissance étant multipliée par -1 pour les niveaux correspondant à - alpha et par +1 pour les niveaux correspondant à + alpha.
[Revendication 7] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon la revendication 5 ou 6 dans lequel le signal de fonction de transfert du modulateur de phase est égal à une somme des mesures de puissance du faisceau interférométrique acquises par période de modulation, chaque mesure de puissance étant multipliée par le signe du produit du signe de la première modulation à ±p et du signe + ou - de la deuxième modulation à ± alpha, ou par zéro de manière à conserver un même nombre d'états multipliés par le signe + et d'états multipliés par le signe -.
[Revendication 8] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon l'une des
revendications 5 à 7 dans lequel le signal de fonction de transfert du système de détection est égal à une somme des mesures de puissance du faisceau interférométrique acquises par période de modulation, chaque mesure de puissance étant multipliée par le signe du produit du signe de la deuxième modulation à ± alpha et du signe de la troisième modulation à ± beta lorsque le niveau de cette troisième modulation est +beta ou -beta, et par zéro lorsque le niveau de la troisième modulation est nul.
[Revendication 9] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon l'une des
revendications 5 à 8 dans lequel la différence de phase modulée AOm(t) comporte en outre une rampe composée de marches de phase ACDFB opposées à une différence de phase ACDs du signal représentatif de la grandeur à mesurer.
[Revendication 10] Interféromètre à fibre optique en boucle selon l'une des
revendications 1 à 9 dans lequel le dispositif optique de séparation (15) est adapté pour séparer spatialement le faisceau source en la première onde monomode (101) et la seconde onde monomode (102) et dans lequel l'ensemble de fibres optiques (17, 71, 72,
73, 74) comporte une bobine de fibre optique (17, 73) adaptée pour recevoir la première onde monomode à une première extrémité de la bobine de fibre optique et,
respectivement, la seconde onde monomode à une seconde extrémité de la bobine de fibre optique, la première onde monomode et la seconde onde monomode se propageant en sens inverse dans la bobine de fibre optique (17, 73).
[Revendication 11] Interféromètre à fibre optique en boucle selon la revendication 10 dans lequel la première onde monomode et la seconde onde monomode sont polarisées linéairement et la bobine de fibre optique (17) est à maintien de polarisation linéaire, interféromètre étant adapté pour mesurer une différence de phase représentative d'une rotation autour d'un axe de la bobine de fibre optique (17).
[Revendication 12] Interféromètre à fibre optique en boucle selon la revendication 10 dans lequel l'ensemble de fibres optiques (17, 71, 72, 73, 74) comporte une section de fibre optique (71) à maintien de polarisation linéaire, la bobine de fibre optique (73) à maintien de polarisation circulaire et une autre section de fibre optique (72) à maintien de polarisation linéaire, une lame quart d'onde (32) étant disposée entre la section de fibre optique (71)et une extrémité de la bobine de fibre optique (73), une autre lame quart d'onde (33) étant disposée entre l'autre section de fibre optique (72) et l'autre extrémité de la bobine de fibre optique (73), interféra mètre étant adapté pour mesurer une différence de phase induite par un courant électrique traversant la bobine de fibre optique (73).
[Revendication 13] Interféromètre à fibre optique en ligne selon l'une des
revendications 1 à 9 dans lequel l'ensemble de fibres optiques (17, 71,72, 73, 74) comporte une section de fibre optique (74) à maintien de polarisation linéaire et une bobine de fibre optique (73) à maintien de polarisation circulaire, la section de fibre optique (74) étant reliée à une extrémité de la bobine de fibre optique (73), un miroir (26) étant disposé à une seconde extrémité de la bobine de fibre optique (73), l'interféra mètre étant adapté pour mesurer une différence de phase induite par un courant électrique traversant la bobine de fibre optique (73).
[Revendication 14] Interféromètre à fibre optique en boucle ou en ligne selon la
revendication 5 seule ou combinée à l'une des revendications 6 à 13, comprenant un système de rétroaction adapté pour asservir la mesure du signal représentatif de la grandeur à mesurer, du signal de fonction de transfert du modulateur de phase et/ou du signal de fonction de transfert du système de détection.
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