JP2022133822A - 電力変換回路及び電力変換装置 - Google Patents

電力変換回路及び電力変換装置 Download PDF

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Abstract

【課題】電力変換効率が高くて設計が容易な電力変換回路及び電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換回路は、入力電圧に応じた電圧を出力する第１ノード及び第２ノードを有するインバータ回路と、 第１ノード及び 第２ノードに接続され、共振動作により生成される共振電圧を出力する第３ノード及び第４ノードを有する共振回路と、 第３ノード及び 第４ノードに接続され、 入力交流電圧に応じた直流電圧を出力する出力回路と、を有する。 共振回路は、 第３ノードに一端が接続される第１インダクタと、 第１ノードと 第１インダクタの他端との間に接続される第１キャパシタと、 第２ノードと 第４ノードとの間に接続可能な第２キャパシタと、 第３ノードと 第４ノードとの間に接続可能な第２インダクタと、 第３ノードと 第４ノードとの間に 第２インダクタを接続するか否かを切り換える第１切換器と、を有する。【選択図】図１

Description

本発明の一実施形態は、電力変換回路及び電力変換装置に関する。
トランスを用いた共振コンバータが知られている。この種の共振コンバータは、一次側にトランスの励磁インダクタと、漏れインダクタと、キャパシタとを含む共振回路を備えており、ＬＬＣ共振コンバータとも呼ばれる。
ＬＬＣ共振コンバータは、電力変換効率がよいため、現在、幅広く利用されている。しかしながら、ＬＬＣ共振コンバータは、トランスを備えており、電気エネルギから磁気エネルギに変換する際の電力損失が生じる。また、トランスは変圧比を任意に調整できるという利点がある一方で、トランスの設計には時間がかかるという問題がある。
特開２００４－１２９３９３号公報
そこで、本発明の一実施形態では、トランスを使用せずに電力変換を行うことで、電力損失を低減できるとともに、電力変換効率が高くて設計が容易な電力変換回路及び電力変換装置を提供するものである。
上記の課題を解決するために、本発明の一実施形態によれば、入力電圧に応じた電圧を出力する第１ノード及び第２ノードを有するインバータ回路と、
前記第１ノード及び前記第２ノードに接続され、共振動作により生成される共振電圧を出力する第３ノード及び第４ノードを有する共振回路と、
前記第３ノード及び前記第４ノードに接続され、前記入力電圧に応じた直流電圧を出力する出力回路と、を有し、
前記共振回路は、
前記第３ノードに一端が接続される第１インダクタと、
前記第１ノードと前記第１インダクタの他端との間に接続される第１キャパシタと、
前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第２キャパシタと、
前記第３ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第２インダクタと、
前記第３ノードと前記第４ノードとの間に前記第２インダクタを接続するか否かを切り換える第１切換器と、を有する、電力変換回路が提供される。
一実施形態による電力変換回路の回路図。 図１の電力変換回路の前段にＡＣ－ＤＣコンバータを追加した回路図。 図１の電力変換回路に全波整流波形の電圧が印加された場合の波形を示す図。 インバータ回路内のトランジスタを双方向スイッチング素子で構成する例を示す図。 電界結合型ＬＬＣ共振コンバータの電流の向きを示す図。 電界結合型ＬＬＣ共振コンバータの電流の向きを示す図。 直列共振コンバータの電流の向きを示す図。 直列共振コンバータの電流の向きを示す図。 図５Ａおよび図５Ｂの電界結合型ＬＬＣ共振コンバータと図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータの出力電力又は出力電流と電力変換効率との関係を示す図。 図１の電力変換回路の動作タイミング図。 図１の電力変換回路の等価回路図。 図５Ａおよび図５Ｂの電界結合型ＬＬＣ共振コンバータのインピーダンス特性及び位相特性を示す図。 図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータのインピーダンス及び位相特性を示す図。 図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータの第２キャパシタの値を変化（増加）させた際のインピーダンス及び位相特性を示す図。 図１の電力変換回路の一変形例による回路図。 図９に図１１のキャパシタ、第１切換器及び第２切換器を追加した等価回路図。 ＩＳＯＰ構成の出力回路の一例を示すブロック図。 ＩＰＯＳ構成の出力回路の一例を示すブロック図。 一実施形態による電力変換装置の回路図。
以下、図面を参照して、電力変換回路及び電力変換装置の実施形態について説明する。以下では、電力変換回路及び電力変換装置の主要な構成部分を中心に説明するが、電力変換回路及び電力変換装置には、図示又は説明されていない構成部分や機能が存在しうる。以下の説明は、図示又は説明されていない構成部分や機能を除外するものではない。
図１は一実施形態による電力変換回路１の回路図である。図１の電力変換回路１は、入力電圧Ｖikを電圧Ｖokに変圧するＤＣ－ＤＣコンバータである。入力電圧Ｖikの電圧振幅は問わない。また、入力電圧Ｖikは直流電圧に電圧リプルを含んだ整流波形であっても良い。例えば、入力電圧Ｖikは、１００Ｖや２００Ｖの商用交流電圧を半波または全波整流した波形でもよい。
図１の電力変換回路１は、トランスを用いることなく、電力変換を行うことを特徴としている。トランスを省略することで、電気エネルギから磁気エネルギに変換する際の電力損失を低減できる。
図１の電力変換回路１は、インバータ回路２と、共振回路３と、出力回路４とを備えている。図１のインバータ回路２は、ハーフブリッジ回路の例を示しているが、フルブリッジ回路で構成してもよい。図１のインバータ回路２は、入力電圧Ｖikが印加される第１入力ノードＩＮ１と第２入力ノードＩＮ２の間にカスコード接続される第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２を有する。第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２は、例えばＮ型のパワーＭＯＳＦＥＴである。第１トランジスタＱ１のドレイン－ソース間にはダイオードＤ１が接続され、第２トランジスタＱ２のドレイン－ソース間にはダイオードＤ１が接続されている。これらダイオードＤ１、Ｄ２は、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２に一体に形成されていてもよい。また、第１入力ノードＩＮ１と第２入力ノードＩＮ２の間には、キャパシタＣikが接続されている。インバータ回路２の出力ノード（以下、第１ノードｎ１と第２ノードｎ２と呼ぶ）は、第２トランジスタＱ２のドレインとソースに接続されている。
共振回路３は、第１ノードｎ１及び第２ノードｎ２間に接続されている。共振回路３は、第３ノードｎ３及び第４ノードｎ４を有する。第３ノードｎ３及び第４ノードｎ４は、共振動作により生成される共振電圧を出力する。この他、共振回路３は、第１インダクタＬrと、第１キャパシタＣr1と、第２キャパシタＣr2と、第２インダクタＬmと、第１切換器ＳＷ１とを有する。
第１インダクタＬrの一端は第３ノードｎ３に接続されている。第１キャパシタＣr1は、第１ノードｎ１と第１インダクタＬrの他端との間に接続されている。第２キャパシタＣr2は、第２ノードｎ２と第４ノードｎ４との間に接続されている。第２インダクタＬmは、第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に接続されている。第１切換器ＳＷ１は、第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続するか否かを切り換える。第１切換器ＳＷ１は、機械スイッチや例えばＭＯＳトランジスタなど半導体素子により構成可能である。
共振回路３は、第１切換器ＳＷ１の切換制御により、共振動作を切り換える。共振回路３は、第１切換器ＳＷ１が第１切換状態のとき、すなわち第１切換器ＳＷ１がオンのときには、第１キャパシタＣr1、第１インダクタＬr、第２インダクタＬm、第２キャパシタＣr2および出力回路４に共振電流を流す第１共振回路３ａを生成する。また、共振回路３は、第１切換器ＳＷ１が第２切換状態のとき、すなわち第１切換器ＳＷ１オフのときには、第１キャパシタＣr1、第１インダクタＬr、出力回路４、及び第２キャパシタＣr2に共振電流を流す第２共振回路３ｂを生成する。第１共振回路３ａ又は第２共振回路３ｂにより生成された共振電圧が第３ノードｎ３及び第４ノードｎ４に供給される。
図１の出力回路４は、第３ノードｎ３及び第４ノードｎ４に接続されている。出力回路４は、入力電圧Ｖikに応じた電圧Ｖokを出力する。出力回路４の内部構成は任意であり、種々の構成を取りうる。例えば、図１の出力回路４は、４つのダイオードＤ３～Ｄ６からなるフルブリッジ回路５と、キャパシタＣokとを有し、入力電圧Ｖikに応じた電圧Ｖokを出力する。なお、本明細書における電圧Ｖokは、電圧レベルが一定の直流電圧とは限らず、基準レベルよりも高くて電圧レベルが周期的に変化する電圧や、基準レベルよりも低くて電圧レベルが周期的に変化する電圧の場合もある。
第１キャパシタＣr1と第２キャパシタＣr2は、図１に破線で示すように、インバータ回路２と出力回路４を電気的に絶縁する作用を行う。このように、図１の電力変換回路１は、トランスの代わりに、第１キャパシタＣr1と第２キャパシタＣr2でインバータ回路２と出力回路４の電気的な絶縁を行う電界結合型のコンバータを構成することができる。
この他、図１の電力変換回路１は、制御部６を備えている。制御部６は、出力回路４の出力電力又は出力電流に基づいて、第１切換器ＳＷ１を切換制御する。また、制御部６は、第１切換器ＳＷ１の切換制御だけでなく、図１のインバータ回路２内の第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２のオン／オフ制御を行う。あるいは、第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２のオン／オフ制御と第１切換器ＳＷ１の切換制御を、互いに異なる制御部６で行ってもよい。
制御部６は、出力回路４の出力電力又は出力電流が、第１基準値以上かつ第１基準値よりも大きい第２基準値未満の範囲内では、第２共振回路３ｂが生成されるように第１切換器ＳＷ１を切換制御し、第１基準値未満又は第２基準値以上の範囲内では、第１共振回路３ａが生成されるように第１切換器ＳＷ１を切換制御する。
このように、図１の電力変換回路１は、第１切換器ＳＷ１にて、第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続するか否かを切り換える。そして、第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続した場合には、上述した第１共振回路３ａにより共振を行わせる。また、第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続しない場合には、上述した第２共振回路３ｂにより共振を行わせる。
図１のインバータ回路２の前段には、整流回路又はＡＣ－ＤＣコンバータが接続される。図２は図１の電力変換回路１の前段にＡＣ－ＤＣコンバータ７を追加した回路図である。図２には、ＡＣ－ＤＣコンバータ７の入力電圧の波形と、ＡＣ－ＤＣコンバータ７の出力電圧すなわちインバータ回路２の入力電圧の波形と、共振回路３の出力電圧の波形と、出力回路４の出力電圧の波形の一例が図示されている。
図２に示すように、ＡＣ－ＤＣコンバータ７の入力電圧は、例えば商用電力（５０Ｈｚ）の交流電圧である。ＡＣ－ＤＣコンバータ７の出力電圧は、例えば直流電圧である。共振回路３の出力電圧は、ＡＣ－ＤＣコンバータ７の入力電圧よりも周波数の高い交流電圧である。出力回路４の出力電圧は、例えば直流電圧である。ＡＣ－ＤＣコンバータ７は、入力ノードＩＮ１、ＩＮ２間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２と、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２に並列に接続されるスイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４と、これらスイッチング素子のドレイン－ソース間に接続されるダイオードＤ１１～Ｄ１４とを有する。入力電圧は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２の間と、スイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１４の間に入力される。
図２では、図１の電力変換回路１内のインバータ回路２に、ＡＣ－ＤＣコンバータ７からの直流電圧を入力する例を示したが、図３に示すように、不図示の整流回路で全波整流された電圧を入力してもよい。この場合、共振回路３の出力電圧は図３に示すような共振波形になる。また、出力回路の出力電圧は、図３に示すような全波整流波形になる。
このように、図１の電力変換回路１内のインバータ回路２の入力電圧は、基本的には交流電圧波形ではなく、直流電圧波形又は全波整流電圧波形であり、基準電圧よりも負側に振れる交流電圧波形ではない。ただし、図１のインバータ回路２内の第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２のそれぞれが図４のような双方向スイッチング素子Ｑ１ａ、Ｑ１ｂで構成される場合には、インバータ回路２に交流電圧を入力することも可能である。よって、図１の電力変換回路１は、基本的にはＤＣ－ＤＣコンバータであり、インバータ回路２内に双方向スイッチング素子を用いた場合にはＡＣ－ＤＣコンバータである。
図５Ａ及び図５Ｂは第１切換器ＳＷ１をオンして第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続した場合の回路図である。図５Ａは第１インダクタＬrを流れる電流が正方向（ノードｎ１からノードｎ３の方向）の場合の電流経路を示し、図５Ｂは第１インダクタＬrを流れる電流が負方向の場合の電流経路を示している。図５Ａ及び図５Ｂの破線は、第１共振回路３ａ内を流れる電流経路を示し、一点鎖線は共振回路３から出力回路４に流れる電流経路を示している。本明細書では、図５Ａおよび図５Ｂの回路を電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａと呼ぶ。
図６Ａ及び図６Ｂは第１切換器ＳＷ１をオフして第３ノードｎ３と第４ノードｎ４の間に第２インダクタＬmを接続しない場合の回路図である。図６Ａは第１インダクタＬrを流れる電流が正方向の場合の電流経路を破線で示し、図５Ｂは第１インダクタＬrを流れる電流が負方向の場合の電流経路を破線で示している。本明細書では、図６Ａおよび図６Ｂの回路を直列共振コンバータ１ｂと呼ぶ。
第１切換器ＳＷ１がオンの場合は、図５Ａ及び図５Ｂに示すように、出力回路４には第１共振回路３ａとは別の経路で第１インダクタＬrから電流が流れる。一方、第１切換器ＳＷ１がオフの場合は、図６Ａ及び図６Ｂに示すように、図３の第２共振回路３ｂを流れる電流は、出力回路４にも流れる。
このように、図５Ａ及び図５Ｂの第１共振回路３ａと図６Ａ及び図６Ｂの第２共振回路３ｂでは、電流の流れる場所が異なるが、出力回路４内の電流の方向は共通であり、同じ電圧レベルの直流電圧Ｖokを生成できる。
図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ及び図６Ｂからわかるように、本実施形態による電力変換回路１は、ハーフブリッジ構成のインバータ回路２内のローサイド側のトランジスタＱ２のドレインとソース間の電圧を共振回路３に供給している。従って、入力電圧Ｖikに対する、出力回路４から出力される電圧Ｖokの変圧比は２：１になり、この変圧比を変えることはできない。トランスを用いたＬＬＣ共振コンバータでは、トランスの巻線比を変えることで、変圧比を変えられるという利点があるが、トランスは設計が難しいことに加えて、電気エネルギを磁気エネルギに変換することによる損失があり、本実施形態による電力変換回路１の方が電力変換効率を向上できる。
図７は、図５Ａおよび図５Ｂの電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａと図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータ１ｂの出力電力又は出力電流と電力変換効率との関係を示す図である。図７の横軸は出力回路４の出力電力（出力電流）、縦軸は電力変換効率である。図７のグラフｇｒ１は電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａの特性を示し、グラフｇｒ２は直列共振コンバータ１ｂの特性を示している。
図７からわかるように、出力回路４の出力電力（出力電流）の値によって、図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａが図３の直列共振コンバータ１ｂよりも電力変換効率が高くなる場合と、その逆に、図３の直列共振コンバータ１ｂが図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａよりも電力変換効率が高くなる場合がある。例えば、図７において、出力電力（出力電流）が第１基準値から第２基準値の間では、図３の直列共振コンバータ１ｂが図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａよりも電力変換効率が高くなり、それ以外の出力電力（出力電流）では、図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａが図３の直列共振コンバータ１ｂよりも電力変換効率が高くなる。
そこで、制御部６は、出力電流が第１基準値以上で、かつ第１基準値よりも大きい第２基準値未満の範囲内では、第１切換器ＳＷ１をオフして図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータ１ｂにて共振動作を行い、第１基準値未満又は第２基準値以上の範囲内では、第１切換器ＳＷ１をオンして図５Ａおよび図５Ｂの電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａにて共振動作を行う。
図８は図１の電力変換回路１の動作タイミング図である。図８は、第１切換器ＳＷ１をオンして図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａとして動作する場合の動作タイミングを示している。図８には、インバータ回路２内の第１トランジスタＱ１及び第２トランジスタＱ２のゲート電圧波形ｗ１、ｗ２と、第１共振回路３ａ内の共振電流波形ｗ３と、第２インダクタＬmを流れる電流波形ｗ４と、出力回路４を流れる電流波形ｗ５、ｗ６とが図示されている。
時刻ｔ１～ｔ２では、インバータ回路２内のハイサイド側の第１トランジスタＱ１がオンし、時刻ｔ２～ｔ３では、ローサイド側の第２トランジスタＱ２がオンする。時刻ｔ１～ｔ３がスイッチング周波数に対応する１周期である。第１共振回路３ａ内の共振電流ｗ３は、時刻ｔ１～ｔ２と時刻ｔ２～ｔ３では、流れる向きが逆になる。出力回路４はフルブリッジ回路を備えているため、時刻ｔ１～ｔ２とｔ２～ｔ３では、流れる電流ｗ５、ｗ６の向きは同じになる。
図９は図１の電力変換回路１の等価回路図である。図９の等価回路は、第１ノードｎ１及び第２ノードｎ２間に直列に接続される第１インダクタＬr、第２インダクタＬm、及びキャパシタＣrと、第３ノードｎ３及び第４ノードｎ４間に接続される抵抗とを有する。キャパシタＣrは図１の第１キャパシタＣr1と第２キャパシタＣr2の合成容量に対応する。図９では、第１ノードｎ１及び第２ノードｎ２間に入力電圧Ｖiを入力し、第３ノードｎ３及び第４ノードｎ４間から出力電圧Ｖoを出力する。
入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの比率（変圧比）は、以下の式（１）で表される。
Figure 2022133822000002
式（１）において、Ｚoは特性インピーダンス、Ｑはクオリティファクタ、Ｒacは交流等価抵抗、Ｒoutは負荷抵抗である。
式（１）からわかるように、例えば、キャパシタＣr（第１キャパシタＣr１と第２キャパシタＣｒ２の合成）の容量を変えることにより、電圧変換比|Ｖo／Ｖi|を変えることができる。また、電圧変換比は、スイッチング周波数ｆswによっても変化する。
図１０Ａは図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａのインピーダンス特性及び位相特性を示す図、図１０Ｂは図３の直列共振コンバータ１ｂのインピーダンス及び位相特性を示す図である。図１０Ａと図１０Ｂの横軸は周波数［ｋＨｚ］、縦軸はインピーダンス［Ω（オーム）」、位相［ｄｅｇ］である。
図１０Ａの波形ｗ８と図１０Ｂの波形ｗ１０はインピーダンス特性、図１０Ａの波形ｗ９と図１０Ｂの波形ｗ１１は位相特性を表している。ソフトスイッチングを正常に行うには、共振周波数よりもスイッチング周波数ｆswを少し下げて、かつスイッチング周波数ｆswにおいて位相遅れが生じるようにするのが望ましい。なお、位相遅れとは、電圧の位相に対して電流の位相が遅れることを意味し、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１０Ｃでは位相が正の値をとることを意味する。図２の電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａでは、図１０Ａに示すように、スイッチング周波数ｆswにおける位相特性は０より大きく、位相遅れが生じている。このため、ソフトスイッチングを正常に行うことができる。一方、図３の直列共振コンバータ１ｂでは、図１０Ｂに示すように、スイッチング周波数ｆswにおいて位相進みが生じている。このため、このままでは、ソフトスイッチングを正常に行えないおそれがある。そこで、図３の直列共振コンバータ１ｂ内の第２キャパシタＣr2の容量を調整して、スイッチング周波数ｆswにおける位相特性を０以上にすることが考えられる。
このように、図１の電力変換回路１を、図５Ａおよび図５Ｂの電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａとして動作させる場合と、図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータ１ｂとして動作させる場合で、ソフトスイッチングを行うための第２キャパシタＣr2の最適な容量値が異なる。そこで、第１切換器ＳＷ１の他に、後述する図１１に示すように第２キャパシタＣr2の容量値を変化させる第２切換器ＳＷ２を設けてもよい。図１０Ｃは図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータ１ｂの第２キャパシタＣr2の容量値を変化させた場合のインピーダンス及び位相特性を示す図である。図１０Ｃの波形ｗ１２はインピーダンス特性、波形ｗ１３は位相特性を表している。図１０Ｂと図１０Ｃを比較すればわかるように、第２キャパシタＣr2の容量値を変化させることにより、図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータ１ｂとして動作させる場合の位相特性とインピーダンス特性を調整することができる。
図１１は図１の電力変換回路１の一変形例による回路図である。図１１では、図１と共通する構成部分には共通の符号を付しており、以下では、相違点を中心に説明する。図１１の電力変換回路１ｃは、図１の電力変換回路１の構成に加えて、第３キャパシタＣr3と第２切換器ＳＷ２とを備えている。第３キャパシタＣr3は、第２ノードｎ２と第４ノードｎ４との間に接続されている。
第２切換器ＳＷ２は、第２キャパシタＣr2に第３キャパシタＣr3を付加するか付加しないかを択一的に選択して、第２ノードｎ２と第４ノードｎ４との間に接続する。第２切換器ＳＷ２は、第１切換器ＳＷ１と連動して、切換制御を行う。第１切換器ＳＷ１がオンして、図１１の電力変換回路１を図５Ａおよび図５Ｂの電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａとして動作させる場合は、第２切換器ＳＷ２は第２キャパシタＣr2を選択する。また、第１切換器ＳＷ１がオフして、図１１の電力変換回路１を図６Ａおよび図６Ｂの直列共振コンバータ１ｂとして動作させる場合は、第２切換器ＳＷ２は第３キャパシタＣr3を第２キャパシタＣｒ２に付加することを選択する。
第２キャパシタＣr2と第３キャパシタＣr3の容量値は、ソフトスイッチングを正常に行えるような値に設定される。すなわち、スイッチング周波数において位相遅れが生じるような容量値に設定される。
制御部６は、出力回路４の出力電力又は出力電流に基づいて、第１切換器ＳＷ１及び第２切換器ＳＷ２を連動して切換制御する。制御部６は、第１切換器ＳＷ１にて第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続する場合には、第２切換器ＳＷ２にて第３キャパシタＣｒ３を選択せず第２キャパシタＣｒ２のみを第２ノードｎ２と第４ノードｎ４との間に接続する。また、制御部６は、第１切換器ＳＷ１にて第３ノードｎ３と第４ノードｎ４との間に第２インダクタＬmを接続しない場合には、第２切換器ＳＷ２にて第３キャパシタＣr3を選択して第２キャパシタＣｒ２と並列に第２ノードｎ２と第４ノードｎ４との間に接続する。
共振回路３は、第１切換器ＳＷ１が第１切換状態（オン）及び第２切換器ＳＷ２が第２切換状態（オフ）のときには、第１キャパシタＣr1、第１インダクタＬr、第２インダクタＬm、第２キャパシタＣr2および出力回路４に共振電流を流す第１共振回路３ａを生成する。また、共振回路３は、第１切換器ＳＷ１が第２切換状態（オフ）及び第２切換器ＳＷ２が第１切換状態（オン）のときには、第１キャパシタＣr1、第１インダクタＬr、出力回路４、第２キャパシタＣr2及び第３キャパシタＣr3に共振電流を流す第２共振回路３ｂを生成する。第３キャパシタＣr3の容量は第２キャパシタＣr2の容量と同じでもよいし、異なっていてもよい。
図１２は図９に図１１のキャパシタＣr1、Ｃr2、Ｃr3、第１切換器ＳＷ１、及び第２切換器ＳＷ２を追加した等価回路図である。キャパシタＣr1、Ｃr2、Ｃr3の合成容量Ｃrは、共振周波数ｆrに影響する。図１２の第１切換器ＳＷ１をオンして第２切換器ＳＷ２をオフした場合の合成容量Ｃrは、以下の式（２）で表される。
Figure 2022133822000003
図１２の第１切換器ＳＷ１と第２切換器ＳＷ２をともにオフした場合の合成容量Ｃrも、上述した式（２）で表される。一方、図１２の第１切換器ＳＷ１をオフして、第２切換器ＳＷ２をオンした場合の合成容量Ｃrは、以下の式（３）で表される。
Figure 2022133822000004
このように、第２切換器ＳＷ２をオンすることで、電力変換回路１、１ｃの合成容量Ｃrを変更できるため、共振周波数ｆrを変えることができ、ソフトスイッチングの条件も変えることができる。
図１又は図１１の電力変換回路１、１ｃは、トランスを備えていないため、変圧比の調整により出力電圧の電圧振幅を調整することはできない。ただし、電力変換回路１、１ｃを、ＩＳＯＰ（Input-Series Output-Parallel）又はＩＰＯＳ（Input-Parallel Output-Series）にすることで、出力電圧の振幅を任意に調整可能である。
ＩＳＯＰ構成の電力変換回路は、図１又は図１１の回路１、１ｃを複数個設けて、各回路１、１ｃ内のインバータ回路２の入力ノードＩＮ１、ＩＮ２を直列に接続し、かつ各回路１、１ｃ内の出力回路４の出力ノードｎ５、ｎ６を並列に接続して構成される。ＩＰＯＳ構成の電力変換回路は、図１又は図１１の回路１、１ｃを複数個設けて、各回路１、１ｃ内のインバータ回路２の入力ノードＩＮ１、ＩＮ２を並列に接続し、かつ各回路１、１ｃ内の出力回路４の出力ノードｎ５、ｎ６を直列に接続して構成される。
図１３ＡはＩＳＯＰ構成の電力変換回路１ｄの一例を示すブロック図である。図１３Ａの電力変換回路１ｄは、図１の電力変換回路１を複数個有し、各電力変換回路１内のインバータ回路２の入力ノードＩＮ１、ＩＮ２を直列に接続している。これにより、図１の電力変換回路１には、大きな電圧振幅の入力電圧を入力可能となる。また、図１３Ａでは、各電力変換回路１内の出力回路４の出力ノードｎ５、ｎ６を並列に接続している。これにより、図１３Ａの電力変換回路１ｄは、入出力間で電圧振幅を大きく変換した電圧を出力できる。よって、電力変換回路１ｄ内の電力変換回路１の接続数を任意に調整することで、任意の電圧振幅の入力電圧に適合するＤＣ－ＤＣコンバータを実現できる。
図１３ＢはＩＰＯＳ構成の電力変換回路１ｅの一例を示すブロック図である。図１３Ｂの電力変換回路１ｅは、図１の電力変換回路１を複数個有し、各電力変換回路１内のインバータ回路２の入力ノードＩＮ１、ＩＮ２を並列に接続している。また、図１３Ｂでは、各電力変換回路１内の出力回路４の出力ノードｎ５、ｎ６を直列に接続している。これにより、図１３Ｂの電力変換回路１ｅは、入力電圧よりも電圧振幅の大きい電圧を出力することができる。よって、電力変換回路１ｅ内の電力変換回路１の接続数を任意に調整することで、任意の電圧振幅の出力電圧を生成可能なＤＣ－ＤＣコンバータを実現できる。
図１又は図１１の電力変換回路１、１ｃは、トランスを備えていないため、入力電圧Ｖikの電圧振幅が数ｋＶを超えるほどの大きさの場合、第１キャパシタＣr1と第２キャパシタＣr2の両端間に大きな電圧が印加されることから、第１キャパシタＣr1と第２キャパシタＣr2が絶縁破壊を起こすおそれがある。入力電圧Ｖikの電圧振幅が大きい場合には、図１又は図１１の電力変換回路１を複数直列接続することで、個々の電力変換回路１の入力電圧Ｖikを下げることができる。
図１４は一実施形態による電力変換装置１０の回路図である。図１４の電力変換装置１０は、第１入力ノードＩＮ１と第２入力ノードＩＮ２の間に高電圧の入力電圧Ｖinを印加することができる。第１入力ノードＩＮ１と第２入力ノードＩＮ２の間には、複数の電力変換回路１が直列に接続されている。個々の電力変換回路１は、図１又は図１１の回路構成を備えている。個々の電力変換回路１には、入力電圧Ｖinを複数の電力変換回路１の数により分圧した分圧入力電圧Ｖikが印加される。例えば、入力電圧Ｖinが１ｋＶの場合に、１０個の電力変換回路１を直列に接続することにより、個々の電力変換回路１に印加される分圧入力電圧Ｖikの電圧振幅を１００Ｖにすることができる。
図１４の電力変換装置１０は、複数の出力回路４を備えているが、これら出力回路４は、図１３Ａ又は図１３Ｂに示したように、ＩＳＯＰ構成又はＩＰＯＳ構成の接続にすることができる。また、個々の出力回路４をさらにＩＳＯＰ構成又はＩＰＯＳ構成にすることも可能であり、これにより、図１４の電力変換装置１０から出力される出力電圧の電圧振幅を任意に調整できる。
このように、本実施形態では、トランスの代わりに、第１キャパシタＣr1と第２キャパシタＣr2でインバータ回路２と出力回路４の電気的絶縁を図る共振コンバータを構成するため、電気エネルギから磁気エネルギに変換する際の電力損失が生じなくなり、電力変換効率を向上できる。また、トランスのような設計の難しい回路部品を持たないため、電力変換回路１の設計が容易になる。
また、本実施形態による電力変換回路１は、第１切換器ＳＷ１を切換制御することで、第１インダクタＬrを含む第１共振回路３ａを有する電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａ、又は第１インダクタＬrを含まない第２共振回路３ｂを有する直列共振コンバータ１ｂとして動作させることができる。電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａと直列共振コンバータ１ｂでは、出力電力（出力電流）により、電力変換効率が異なる。そこで、出力電力（出力電流）の大きさにより、第１切換器ＳＷ１を切換制御することで、出力電力（出力電流）の幅広い範囲で、電力変換効率を向上できる。
さらに、ソフトスイッチングを正常に行えるように、第２キャパシタＣr2に第３キャパシタＣr3を付加するか付加しないかを択一的に選択できるようにすることで、電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ１ａとして動作させる場合と、直列共振コンバータ１ｂとして動作させる場合の双方において、安定したソフトスイッチングを実現できる。
本開示の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではなく、当業者が想到しうる種々の変形も含むものであり、本開示の効果も上述した内容に限定されない。すなわち、特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本開示の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
１ 電力変換回路、１ａ 電界結合型ＬＬＣ共振コンバータ、１ｂ 直列共振コンバータ、１ｃ 電力変換回路、２ インバータ回路、３ 共振回路、３ａ 第１共振回路、３ｂ 第２共振回路、４ 出力回路、４ａ 直流変換回路、５ フルブリッジ回路、６ 制御部、１０ 電力変換装置

Claims (20)

  1. 入力電圧に応じた電圧を出力する第１ノード及び第２ノードを有するインバータ回路と、
    前記第１ノード及び前記第２ノードに接続され、共振動作により生成される共振電圧を出力する第３ノード及び第４ノードを有する共振回路と、
    前記第３ノード及び前記第４ノードに接続され、前記入力電圧に応じた直流電圧を出力する出力回路と、を有し、
    前記共振回路は、
    前記第３ノードに一端が接続される第１インダクタと、
    前記第１ノードと前記第１インダクタの他端との間に接続される第１キャパシタと、
    前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第２キャパシタと、
    前記第３ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第２インダクタと、
    前記第３ノードと前記第４ノードとの間に前記第２インダクタを接続するか否かを切り換える第１切換器と、を有する、電力変換回路。
  2. 前記共振回路は、前記第１切換器の切換制御により、共振動作を切り換える、請求項１に記載の電力変換回路。
  3. 前記共振回路は、
    前記第１切換器が第１切換状態のときには、前記第１キャパシタ、前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、前記第２キャパシタ及び前記出力回路に共振電流を流す第１共振回路を生成し、
    前記第１切換器が第２切換状態のときには、前記第１キャパシタ、前記第１インダクタ、前記出力回路、及び前記第２キャパシタに共振電流を流す第２共振回路を生成する、請求項２に記載の電力変換回路。
  4. 前記第１共振回路又は前記第２共振回路により生成された共振電圧が前記第３ノード及び前記第４ノードに供給される、請求項３に記載の電力変換回路。
  5. 前記出力回路の出力電力又は出力電流に基づいて、前記第１切換器を切換制御する制御部を備える、請求項３又は４に記載の電力変換回路。
  6. 前記制御部は、前記出力回路の出力電力又は出力電流が、第１基準値以上かつ前記第１基準値よりも大きい第２基準値未満の範囲内では、前記第２共振回路が生成されるように前記第１切換器を切換制御し、前記第１基準値未満又は前記第２基準値以上の範囲内では、前記第１共振回路が生成されるように前記第１切換器を切換制御する、請求項５に記載の電力変換回路。
  7. 前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第３キャパシタと、
    前記第２キャパシタに前記第３キャパシタを付加するか否かを択一的に選択して、前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続する第２切換器と、を備える、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力変換回路。
  8. 前記出力回路の出力電力又は出力電流に基づいて、前記第１切換器及び前記第２切換器を連動して切換制御する制御部を備える、請求項７に記載の電力変換回路。
  9. 前記制御部は、
    前記第１切換器にて前記第３ノードと前記第４ノードとの間に前記第２インダクタを接続する場合には、前記第２切換器にて前記第３キャパシタを選択せず第２キャパシタのみを前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続し、
    前記第１切換器にて前記第３ノードと前記第４ノードとの間に前記第２インダクタを接続しない場合には、前記第２切換器にて前記第３キャパシタを選択して、第２キャパシタと第３キャパシタを前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続する、請求項８に記載の電力変換回路。
  10. 前記共振回路は、
    前記第１切換器が第１切換状態及び前記第２切換器が第２切換状態のときには、前記第１キャパシタ、前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、前記第２キャパシタ及び前記出力回路に共振電流を流す第１共振回路を生成し、
    前記第１切換器が第２切換状態及び前記第２切換器が第１切換状態のときには、前記第１キャパシタ、前記第１インダクタ、前記出力回路、前記第２キャパシタ及び前記第３キャパシタに共振電流を流す第２共振回路を生成する、請求項８又は９に記載の電力変換回路。
  11. 前記第３キャパシタは、前記インバータ回路のスイッチング周波数において、前記第２共振回路の電圧に対する電流に位相遅れを生じさせる容量値を有する、請求項１０に記載の電力変換回路。
  12. 前記インバータ回路、前記共振回路、及び前記出力回路を有する電力変換器を複数備える、請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電力変換回路。
  13. 複数の前記電力変換器内の複数の前記出力回路のそれぞれの出力ノードは、直列に接続されている、請求項１２に記載の電力変換回路。
  14. 複数の前記電力変換器内の複数の前記出力回路のそれぞれの出力ノードは、並列に接続されている、請求項１２に記載の電力変換回路。
  15. 複数の前記電力変換器内の複数の前記インバータ回路のそれぞれの入力ノードは、直列に接続されている、請求項１２に記載の電力変換回路。
  16. 複数の前記電力変換器内の複数の前記インバータ回路のそれぞれの入力ノードは、並列に接続されている、請求項１２に記載の電力変換回路。
  17. 前記インバータ回路の入力ノードには、直流電圧又は全波整流電圧が入力される、請求項１乃至１６のいずれか一項に記載の電力変換回路。
  18. 入力電圧が印加される第１入力ノード及び第２入力ノードと、
    前記第１入力ノード及び前記第２入力ノードの間に直列に接続され、前記入力電圧を分圧した分圧入力電圧を電気的に絶縁した状態で電力変換を行う複数の電力変換回路と、を備え、
    前記電力変換回路は、
    前記分圧入力電圧に応じた電圧を出力する第１ノード及び第２ノードを有するインバータ回路と、
    前記第１ノード及び前記第２ノードに接続され、共振動作により生成される共振電圧を出力する第３ノード及び第４ノードを有する共振回路と、
    前記第３ノード及び前記第４ノードに接続され、前記入力電圧に応じた直流電圧を出力する出力回路と、を有し、
    前記共振回路は、
    前記第３ノードに一端が接続される第１インダクタと、
    前記第１ノードと前記第１インダクタの他端との間に接続される第１キャパシタと、
    前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第２キャパシタと、
    前記第３ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第２インダクタと、
    前記第３ノードと前記第４ノードとの間に前記第２インダクタを接続するか否かを切り換える第１切換器と、を有する、電力変換装置。
  19. 前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続可能な第３キャパシタと、
    前記第２キャパシタに前記第３キャパシタを付加するか否かを択一的に選択して、前記第２ノードと前記第４ノードとの間に接続する第２切換器と、を備える、請求項１８に記載の電力変換装置。
  20. 前記出力回路の出力電力又は出力電流に基づいて、前記第１切換器及び前記第２切換器を連動して切換制御する制御部を備える、請求項１９に記載の電力変換装置。
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