CN111684700B - 具有宽dc电压范围的功率变换器 - Google Patents

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Abstract

根据本公开的一个方面，提供一种功率变换器，所述功率变换器包括连接到第一变压器的第一侧的第一功率变换器级，以及连接到第二变压器的第一侧的第二功率变换器级。所述功率变换器还包括连接到所述第一变压器的第二侧和所述第二变压器的第二侧的交织多桥电路。所述功率变换器还包括控制器，所述控制器用于以并联模式和串联模式操作所述交织多桥电路，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述交织多桥电路的DC端子处并联，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述DC端子处串联。

Description

具有宽DC电压范围的功率变换器
优先权要求
本发明要求2018年6月13日递交的第16/007,750号美国申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以全文引入的方式并入本文本中，该在先申请要求2018年2月15日递交的第62/631,226号美国临时申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以全文引入的方式并入本文本中。
技术领域
本公开大体上涉及电功率变换器的领域。
背景技术
电功率变换器包括AC到DC功率变换器以及DC到DC功率变换器。电功率变换器具有广泛的用途，包括但不限于给电池充电和向电子设备提供功率。
由于高电压和电流，电功率变换器具有潜在危险。变压器可用于在两个电路之间提供电隔离。例如，电功率变换器可以含有变压器以在输入端子与输出端子之间提供电隔离。
发明内容
根据本公开的一个方面，提供一种功率变换器，所述功率变换器包括：第一功率变换器级，用于在其第一端口与第二端口之间传输功率；第二功率变换器级，用于在其第一端口与第二端口之间传输功率；交织多桥电路，连接到第一变压器和第二变压器，其中所述交织多桥电路包括三个或更多个桥并且具有直流电(direct current，DC)端子；以及控制器，耦合到所述交织多桥电路、所述第一功率变换器级和所述第二功率变换器级，其中所述控制器用于以并联模式操作所述交织多桥电路，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的侧在所述DC端子处并联从而使得所述DC端子处的第一电压等于所述第一变压器的所述侧上的第二电压以及所述第二变压器的所述侧上的第三电压。
任选地，在前述方面中，所述控制器还用于以全桥模式操作所述第一功率变换器级和所述第二功率变换器级。
任选地，在前述方面中，所述控制器还用于以半桥模式操作所述第一功率变换器级和所述第二功率变换器级。
任选地，在前述方面中，所述第一功率变换器级是第一双有源桥(dual activebridge，DAB)并且所述第二功率变换器级是第二双有源桥(dual active bridge，DAB)，其中所述控制器还用于以对称相移选通控制模式或双相移控制模式操作所述第一和第二DAB。
任选地，在前述方面中，所述第一功率变换器级是第一谐振变换器并且所述第二功率变换器级是第二谐振变换器，其中所述控制器还用于以对称调频选通控制模式操作所述第一和第二谐振变换器。
任选地，在前述方面中，所述控制器还用于以脉冲跳跃模式操作所述第一和第二功率变换器级。
任选地，在前述方面中，所述功率变换器还包括一个或多个AC到DC整流器，连接到所述第一功率变换器级的输入端和所述第二功率变换器级的输入端。
任选地，在前述方面中，所述第一变压器具有第一侧和第二侧；所述第二变压器具有第一侧和第二侧；所述第一功率变换器级具有连接到所述第一变压器的所述第一侧的第一端口并且具有第二端口；所述第二功率变换器级具有连接到所述第一变压器的所述第一侧的第一端口并且具有第二端口；所述交织多桥电路连接到所述第一变压器的所述第二侧和所述第二变压器的所述第二侧；并且所述控制器还用于以串联模式操作，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述DC端子处串联从而使得所述DC端子处的第四电压是所述第一变压器的所述第二侧上的第五电压和所述第二变压器的所述第二侧上的第六电压的总和。
根据本公开的另一方面，提供一种操作功率变换器的方法，所述方法包括：控制第一高频变换器以在第一端口与第二端口之间传输功率；控制第二高频变换器以在第一端口与第二端口之间传输功率；以及以串联模式控制连接到第一变压器的侧和第二变压器的侧的交织多桥电路，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述侧在所述交织多桥电路的DC端子处串联从而使得所述DC端子处的第一电压是所述第一变压器的第二侧上的第二电压和所述第二变压器的第二侧上的第三电压的总和，其中所述交织多桥电路包括三个或更多个桥。
任选地，在任何前述方面中，所述方法还包括以全桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器，同时以所述串联模式或以并联模式操作所述交织多桥电路。
任选地，在任何前述方面中，所述方法还包括以半桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器，同时以并联模式或以所述串联模式操作所述交织多桥电路。
任选地，在任何前述方面中，所述第一高频变换器是第一双有源桥(dual activebridge，DAB)，并且所述第二高频变换器是第二双有源桥(dual active bridge，DAB)，所述方法还包括：以双相移控制模式或对称相移选通控制模式操作所述第一和第二DAB。
任选地，在任何前述方面中，所述第一高频变换器是第一谐振变换器并且所述第二高频变换器是第二谐振变换器，所述方法还包括以对称调频驱动模式操作所述第一和第二谐振变换器。
任选地，在任何前述方面中，所述方法还包括响应于轻负载状态而以脉冲跳跃模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
任选地，在任何前述方面中，所述第一高频变换器具有连接到所述第一变压器的第一侧的第一端口并且具有第二端口；所述第二高频变换器具有连接到所述第一变压器的第一侧的第一端口并且具有第二端口；所述方法还包括：控制所述交织多桥以并联模式操作，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述交织多桥电路的DC端子处并联从而使得所述DC端子处的第四电压等于所述第一变压器的所述第二侧上的第五电压以及所述第二变压器的所述第二侧上的第六电压。
根据本公开的又另一方面，提供一种交流电(alternating current，AC)到直流电(direct current，DC)变换器，包括：一个或多个AC到DC整流器，各自具有输入端和输出端，其中所述一个或多个AC到DC整流器各自用于响应于其相应的输入端处的AC电压而将DC电压提供到其相应的输出端；第一高频变换器，具有连接到所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的所述输出端的输入端，所述第一高频变换器具有连接到第一变压器的第一侧的输出端，其中所述第一高频变换器用于响应于来自所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的第一DC电压而将第一输出电压提供到所述第一变压器的所述第一侧；第二高频变换器，具有连接到所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的所述输出端的输入端，所述第二高频变换器具有连接到第二变压器的第一侧的输出端，其中所述第二高频变换器用于响应于来自所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的第二DC电压而将第二输出电压提供到所述第二变压器的所述第一侧；交织多桥电路，连接到所述第一变压器的第二侧和所述第二变压器的第二侧，其中所述交织多桥电路包括三个或更多个桥并且具有直流电(direct current，DC)输出端；以及控制器，耦合到所述交织多桥电路、所述第一高频变换器和所述第二高频变换器，其中所述控制器用于以并联模式操作所述交织多桥电路，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在DC输出端处并联从而使得所述DC输出端处的第一电压等于所述第一变压器的所述第二侧上的第二电压以及所述第二变压器的所述第二侧上的第三电压。
任选地，在任何前述方面中，当控制器以所述串联模式操作所述交织多桥电路时，所述控制器还用于以全桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
任选地，在任何前述方面中，当控制器以所述并联模式操作所述交织多桥电路时，所述控制器还用于以半桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
任选地，在任何前述方面中，所述第一高频变换器是第一双有源桥(dual activebridge，DAB)并且所述第二高频变换器是第二双有源桥(dual active bridge，DAB)，其中所述控制器还用于以对称相移选通控制模式或双相移控制模式操作所述第一和第二DAB。
任选地，在任何前述方面中，所述第一高频变换器是第一电感-电感-电容(Inductor-Inductor-Capacitor，LLC)谐振变换器并且所述第二高频变换器是第二LLC谐振变换器，其中所述控制器还用于以对称调频选通控制模式操作所述第一和第二LLC谐振变换器。
任选地，在任何前述方面中，所述控制器还用于响应于轻负载状态而以脉冲跳跃模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
任选地，在任何前述方面中，所述第一高频变换器和所述第二高频变换器各自从相同的AC到DC整流器输入相同的DC电压。
任选地，在任何前述方面中，所述AC到DC变换器还包括：第一变压器，具有所述第一侧和所述第二侧；以及第二变压器，具有所述第一侧和所述第二侧，其中，所述控制器用于以串联模式操作，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述DC输出端处串联从而使得所述DC输出端处的第四电压是所述第一变压器的所述第二侧上的第五电压和所述第二变压器的所述第二侧上的第六电压的总和。
提供此发明内容是为了以简化形式介绍下文在具体实施方式中进一步描述的一系列概念。此发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或必要特征，也不旨在用于帮助确定所要求保护的主题的范围。所要求保护的主题不限于解决背景技术中提到的任何或所有缺点的实施方式。
附图说明
通过示例的方式说明了本公开的各方面，并且本发明的各方面不受附图的限制，在附图中类似标记指示类似元件。
图1是电功率变换器的一个实施例的图；
图2A是交织多桥电路的一个实施例的图；
图2B是交织多桥电路的一个实施例的图，所述交织多桥电路可以是图2A的交织多桥电路的低成本替代方案；
图2C描绘在图2A交织多桥电路的串联配置的一个实施例的操作期间的电压波形；
图2D描绘在图2A交织多桥电路的并联配置的一个实施例的操作期间的电压波形；
图3A-3F描绘可以用在图1功率变换器中的功率变换器级的实施例；
图4A描绘在功率变换器的串联配置的一个实施例的操作期间的电压波形；
图4B描绘在功率变换器的并联配置的一个实施例的操作期间的电压波形；
图5是以串联/并联配置操作功率变换器的过程的一个实施例的流程图；
图6是以串联/并联配置与半桥或全桥模式操作功率变换器的过程的一个实施例的流程图；
图7A示出具有两个AC到DC整流器的功率变换器的一个实施例；
图7B示出具有由两个功率变换器级共享的单个AC到DC整流器的功率变换器的一个实施例；
图8A和8B描绘可以在功率变换器的实施例中使用的AC到DC整流器的各种实施例；
图9是无源多桥的一个实施例的图，所述无源多桥可以代替本文公开的功率变换器的实施例中的交织多桥电路；
图10描绘到功率变换器中的控制器的一个实施例的输入和输出。
具体实施方式
现在将参考附图描述本公开，附图一般涉及一种功率变换器，在所述功率变换器的DC端子处具有宽DC电压范围，还涉及操作功率变换器的方法。在一些实施例中，功率变换器能够进行双向功率流。功率变换器的实施例能够在提供宽DC输出电压范围的同时保持高效率。功率变换器的实施例能够在具有宽DC输入电压范围的同时保持高效率。另外，功率变换器的实施例具有高额定功率。例如，功率变换器的一个实施例具有超过100kW的额定功率。在一个实施例中，功率变换器是DC到DC变换器。在一个实施例中，功率变换器是AC到DC变换器。一个实施例包括可用于为电动车充电的AC到DC变换器。为不同的电动车充电所需的DC电压可以具有宽范围(例如，200V到800V)。AC到DC变换器的一个实施例的DC输出具有1:4的范围(例如，200V到800V)。因此，AC到DC变换器的一个实施例可用于为各种类型的电动车充电。这为电动车充电站提供了经济的解决方案。
设计具有如此宽的DC电压范围同时保持高效率的功率变换器可能是非常具有挑战性的。功率变换器的一个实施例具有一对变压器，每个变压器具有第一侧和第二侧。取决于功率流的方向，第一侧可以是初级侧或次级侧。取决于功率流的方向，第二侧可以是次级侧或初级侧。功率变换器具有一对功率变换器级，每个功率变换器级具有连接到变压器之一的第一侧的第一端口。每个功率变换器级具有第二端口，取决于功率流的方向，所述第二端口可以接收DC输入电压或提供DC输出电压。功率变换器级用于在其相应的第一与第二端口之间(沿任一方向)传输功率。在一些实施例中，功率变换器级是高开关频率功率变换器(也称为高频变换器)。如本文所定义，高频变换器(或高开关频率功率变换器)具有至少10KHz的开关频率。在一个实施例中，功率变换器级是谐振变换器。例如，功率变换器级可以是电感-电感-电容(Inductor-Inductor-Capacitor，LLC)变换器。在一个实施例中，每个功率变换器级是双有源桥(dual active bridge，DAB)。在一些实施例中，使用软切换控制功率变换器级，这可以通过减少开关损耗来提高功率效率。开关损耗是由于当晶体管或二极管在导通状态与非导通状态之间切换时发生的功率损耗。功率变换器具有连接到所述一对变压器的第二侧的交织多桥电路。交织多桥电路具有DC端子，当功率流从功率变换器级到交织多桥电路时，DC端子提供宽DC输出电压范围。当功率流从交织多桥电路到功率变换器级时，交织多桥电路的DC端子允许宽DC输入电压范围。
功率变换器的一个实施例具有控制器，所述控制器以并联模式和串联模式操作交织多桥电路，在并联模式中，变压器的第二侧在交织多桥电路的DC端子处并联，在串联模式中，变压器的第二侧在DC输出端处串联。注意，串联模式可以将来自两个功率变换器级的第一端口的电压串联，而并联模式可以将来自两个功率变换器级的第一端口的电压并联。在一个实施例中，串联模式具有两倍于并联模式的电压(对于来自功率变换器级的相同电压)。在一个实施例中，并联模式具有两倍于串联模式的电流(对于来自功率变换器级的相同电流)。
功率变换器的一个实施例能够以半桥模式或全桥模式控制功率变换器级。在全桥模式中，功率变换器级的第一和第二端口处的电压可以相等。例如，全桥模式可以将所有输入电压传输到相应的变压器的第一侧。在半桥模式中，第一端口处的电压可以是功率变换器级的第二端口的电压的一半。例如，半桥模式可以将输入电压的一半传输到相应变压器的第一侧。当与以串联或并联模式操作交织多桥电路相结合时，这在交织多桥电路的DC端子处提供甚至更宽的DC电压。例如，控制器可以以半桥模式操作功率变换器级，同时以并联模式操作交织多桥电路。控制器可以切换到以全桥模式操作功率变换器并以串联模式操作交织多桥电路。前述两种组合可以在DC端子处提供1:4的电压范围，同时保持高效率。在交织多桥电路的DC端子处可以实现其它DC电压范围，同时仍然保持高效率。
一些功率变换器可以使用机械DC触点来改变物理配置，以便获得不同的DC电压输出。然而，这种功率变换器可能很庞大。而且，机械DC触点的寿命有限。此外，这种配置的制造成本会很高。本文公开的功率变换器的实施例具有控制器，所述控制器将控制信号施加到交织多桥电路和/或功率变换器级中的控制栅极，这提供了紧凑的解决方案。此外，本文公开的功率变换器的实施例具有长寿命。此外，本文公开的功率变换器的实施例可以经济地制造。
应理解，本公开的当前实施例可以以许多不同的形式实现，并且权利要求范围不应被解释为限于本文阐述的实施例。相反，提供这些实施例是为了使本公开详尽且完整，并且将本发明的实施例概念完全传达给所属领域的技术人员。实际上，本公开旨在覆盖这些实施例的替代方案、修改和等效方案，这些替代方案、修改和等效方案包括在所附权利要求限定的本公开的范围和精神内。此外，在本公开的当前实施例的以下详细描述中，阐述了许多具体细节以便提供透彻理解。然而，所属领域的一般技术人员将明白，可以在没有这些具体细节的情况下实践本公开的实施例。
图1是功率变换器的一个实施例的图。在一个实施例中，功率变换器100能够进行双向功率流。例如，功率流的方向可以是从功率变换器级104a、104b到交织多桥电路102。在另一示例中，功率流的方向可以是从交织多桥电路102到功率变换器级104a、104b。在一个实施例中，功率变换器100能够产生具有宽DC电压范围的DC电压(在交织多桥电路102的DC端子107处)，同时保持高效率。在一个实施例中，交织多桥电路102能够具有宽DC电压范围的DC电压输入，其中功率变换器100保持高效率。
功率变换器100具有两个功率变换器级104a、104b；两个变压器T1、T2；交织多桥电路102以及控制器106。在图1中，变压器T1、T2示出为具有减极性；当然，加极性是另一种选择。注意，变压器(T1、T2)可以在交织多桥电路102与功率变换器级104a、104b之间提供电隔离。因此，变压器(T1、T2)可以在交织多桥电路102的DC端子107(例如，DC电压)与功率变换器级104a、104b的相应的第二端口111a、111b处的电压(V1a、V2a)之间提供电隔离。变压器T1具有端子A、B、C、D。变压器T2具有端子E、F、G和H。
每个功率变换器级104a、104b的第一端口113a、113b连接到变压器之一的第一侧109a。例如，功率变换器级104a的第一端口113a连接到变压器T1的第一侧109a，而功率变换器级104b的第一端口113b连接到变压器T2的第一侧109a。每个功率变换器级104a、104b具有接收或提供电压(V1a或V1b)的第二端口111a、111b。每个功率变换器级104a、104b用于在其第一端口113a、113b与相应的第二端口111a、111b之间传输功率。当功率传输是在从第二端口111a、111b到第一端口113a、113b的方向时，功率变换器级104a、104b可以在其第二端口111a、111b处接收输入电压(例如，V1a或V2a)，并且将功率传输到其相应的第一端口113a、113b(从而将V2a提供到第一端口113a，并且将V2b提供到第一端口113b)。当功率传输是在从第一端口113a、113b到相应的第二端口111a、111b的方向时，功率变换器级104a、104b可以在其第一端口113a、113b处接收输入电压(例如，V2a或V2b)，并将功率传输到其第二端口111a、111b(从而将V1a提供到第二端口111a，或将V1b提供到第二端口111b。在一个实施例中，功率流的方向取决于能量源的位置。
交织多桥电路102具有连接到变压器T1的第二侧109b的第一端子115a，以及连接到变压器T2的第二侧109b的第二端子115b。交织多桥电路102具有DC端子107(其取决于功率流的方向提供或接收DC电压和DC电流)。
在一个实施例中，可以在第二端口111a、111b处提供能量源，其中功率可以从功率变换器级104a、104b流到交织多桥电路102。在一个实施例中，可以在DC端子107处提供能量源，其中功率可以从交织多桥电路102流到功率变换器级104a、104b。
控制器106用于以并联模式操作交织多桥电路102，其中变压器T1、T2的第二侧109b在DC端子107处并联连接。控制器106用于以串联模式操作交织多桥电路102，在所述串联模式中，变压器T1、T2的第二侧109b在DC端子107处串联连接。当处于串联模式时，假设在变压器T1、T2的第二侧109b处具有相同的电压，则DC端子107处的电压可以两倍于并联模式时的电压。这有助于在DC端子107处提供更宽DC电压范围。
在一个实施例中，控制器106用于以全桥模式和半桥模式操作每个功率变换器级104a、104b。在全桥模式中，V1a可以等于V2a(同样V1b可以等于V2b)。例如，当功率流是从第二端口111a、111b到相应的第一端口113a、113b时，每个功率变换器级104a、104b可以从其第二端口111a、111b向其相应的第一端口113a、113b提供全输入电压(V1a或V1b)。在半桥模式中，V2a可以是V1a的一半(同样V2b可以是V1b的一半)。例如，当功率流是从第二端口111a、111b到第一端口113a、113b时，每个功率变换器级104a、104b可以从其第二端口111a、111b向其相应的第一端口113a、113b提供一半的输入电压(V1a或V1b)。
在一个实施例中，控制器106用于在交织多桥电路102处于串联模式时在全桥模式与半桥模式之间切换功率变换器级104a、104b。在一个实施例中，控制器106用于在交织多桥电路102处于并联模式时在全桥模式与半桥模式之间切换功率变换器级104a、104b。
在一个实施例中，控制器106用于在功率变换器级104a、104b处于全桥模式时在串联模式与并联模式之间切换交织多桥电路102。在一个实施例中，控制器106用于在功率变换器级104a、104b处于半桥模式时在串联模式与并联模式之间切换交织多桥电路102。半桥/全桥模式和串联/并联模式的各种组合能实现DC端子107处的大的电压范围。例如，控制器可以以半桥模式操作功率变换器级104a、104b，同时以并联模式操作交织多桥电路102。控制器可以切换到以全桥模式操作功率变换器104a、104b并以串联模式操作交织多桥电路102。前述两种组合可以在DC端子107处提供1:4的电压范围。例如，作为一个示例，对于半桥模式和并联模式的组合，在DC端子107处可以存在200V的电压，而对于全桥模式和串联模式的组合，在DC端子107处可以存在800V的电压。
控制器106示出为将控制信号输出到交织多桥电路102和功率变换器级104a、104b。控制器106还可以输入一个或多个信号，以便确定如何调节交织多桥电路102和/或功率变换器级104a、104b。例如，控制器106可以输入DC电压(在DC端子107处)、DC电流(在DC端子107处)、在第二端口111a处输入V1a、在第二端口111b处输入V1b、在第一端口113a处输入V2a或在第二端口113b处输入V2b。在一个实施例中，控制器106使用脉冲宽度调制来控制功率变换器级104a、104b和/或交织多桥电路102。在一个实施例中，控制器106使用调频来控制功率变换器级104a、104b和/或交织多桥电路102。在一个实施例中，控制器106使用脉冲宽度调制和调频的组合来控制功率变换器级104a、104b和/或交织多桥电路102。
应注意，在一个实施例中，图1的功率变换器100用于AC到DC变换器。下面将讨论的图7A和7B示出了AC到DC变换器的两个实施例。在一些实施例中，图1的功率变换器100用于DC到DC变换器。
图2A是交织多桥电路的一个实施例的图。交织多桥电路102可以用在图1的功率变换器100中。如本文使用的术语，“多桥”电路具有三个或更多个桥。交织多桥电路102被描绘为具有三个桥，但是可以具有额外的桥。交织多桥电路102具有一起形成第一桥的开关M1201和开关M2 202；一起形成第二桥的开关M3 203和开关M4 204；以及一起形成第三桥的开关M5 205和开关M6 206。交织多桥电路102还具有电容C0 210。在此实施例中，DC端子107跨越电容C0 210两端。开关M1 201、开关M5 205和开关M3 203各自具有连接到电容210的一个端子的端子。开关M2 202、开关M6 206和开关M4 204各自具有连接到电容210的另一端子的端子。
M1 201的源极和M2 202的漏极连接到端子A，端子A处于变压器T1的第二侧109b的正极性。M5 205的源极和M6 206的漏极连接到端子B，端子B处于变压器T1的第二侧109b的负极性。M5 205的源极和M6 206的漏极连接到端子C，端子C处于变压器T2的第二侧109b的正极性。M3 203的源极和M4 204的漏极连接到端子D，端子D处于变压器T2的第二侧109b的负极性。端子B和C电连接，表明在此实施例中，变压器T1的第二侧109b的负极性电连接到变压器T2的第二侧109b的正极性。
开关M1-M6(201-206)可以各自实现为金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)或双极结晶体管(双极晶体管或BJT)，但不限于此。在图2A中，开关M1-M6(201-206)被描绘为NMOS装置，示出了固有的体二极管。应注意，固有体二极管不是单独的元件。
在图2A的实施例中，每个开关M1-M6与二极管并联。例如，开关M1 201与二极管211并联，开关M2 202与二极管212并联，开关M3 203与二极管213并联，开关M4 204与二极管214并联，开关M5 205与二极管215并联，并且开关M6 206与二极管216并联。二极管211的阳极连接到二极管212的阴极(在端子A处)。二极管215的阳极连接到二极管216的阴极(在端子B和C处)。二极管213的阳极连接到二极管214的阴极(在端子D处)。二极管211、213和215的阴极连接到DC端子107的正端子。二极管212、214和216的阳极连接到DC端子107的负端子。
图2B是交织多桥电路102的实施例的图，所述交织多桥电路可以是图2A的交织多桥电路的低成本替代方案。图2B的交织多桥电路102可以用在图1的功率变换器100中。图2B的交织多桥电路102具有一起形成第一桥的开关M1 201和开关M2 202；一起形成第二桥的开关M3 203和开关M4 204；以及一起形成第三桥的二极管215和216。使用二极管215和216而不是开关M5 205和M6 206作为第三桥可以节省成本。交织多桥电路102还具有电容C0210。在此实施例中，DC端子107跨越电容C0 210两端。
图2C描绘了在图2A交织多桥电路102的串联配置的一个实施例的操作期间的电压波形。标记为M1-M6的电压波形表示控制器106的一个实施例施加到开关M1-M6(201-206)的控制端子(例如，栅极)的电压。电压VAB 250表示图1中变压器T1的第二侧109b两端(在端子A与B之间)的电压。电压VCD 252表示图1中变压器T2的第二侧109b两端(在端子C和D之间)的电压。在时间t0与t1之间，施加到开关M1 201和M4 204的控制端子(例如，栅极)的M1/M4控制电压254为高，这接通那些开关。在时间t0与t1之间，施加到开关M2 202和M3 203的控制端子(例如，栅极)的M2/M3控制电压256为低，这断开了那些开关。在此配置中，开关M1 201将端子A连接到交织多桥电路102的DC端子107的一侧，并且开关M4 204将端子D连接到交织多桥电路102的DC端子107的另一侧。应注意，端子B和C连接在交织多桥电路102中。因此，变压器T1、T2的第二侧109b在交织多桥电路102的DC端子107处串联连接。因此，DC端子107处的电压可以等于变压器T1、T2的第二侧109b的电压的总和。
在时间t1与t2之间，施加到开关M1 201和M4 204的控制端子(例如，栅极)的M1/M4控制电压254为低，这使这些开关断开。在时间t1与t2之间，到开关M2 202和M3 203的M2/M3控制电压256为高，这使这些开关接通。在此配置中，开关M2 202将端子A连接到交织多桥电路102的DC端子107的一侧，并且开关M3 203将端子D连接到交织多桥电路102的DC端子107的另一侧。因此，变压器T1、T2的第二侧109b在交织多桥电路102的DC端子107处串联连接。应注意，施加到开关M5 205和M6 206的M5/M6控制电压258在整个串联配置中为低，使得M5205和M6 206在整个串联配置中断开。
图2D描绘了在图2A交织多桥电路102的并联配置的一个实施例的操作期间的电压波形。波形描绘了电压VAB 260，其是变压器T1的第二侧109b两端的电压；以及电压VCD 262，其是变压器T2的第二侧109b两端的电压。还描绘了由控制器106的一个实施例施加到交织多桥电路102中的各种开关的控制端子(例如，栅极)的电压。在时间t0与t1之间，施加到开关M1 201、M3 203和M6 206的控制端子(例如，栅极)的M1/M3/M6控制电压264为高，这使这些开关接通。在时间t0与t1之间，施加到开关M2 202、M4 204和M5 205的控制端子(例如，栅极)的M2/M4/M5控制电压266为低，这使这些开关断开。在此配置中，开关M1 201将端子A连接到DC端子107的正侧，开关M3 201将端子D连接到DC端子107的正侧，并且开关M6 206将端子B和C连接到DC输出端的负侧。因此，变压器T1、T2的第二侧109b在交织多桥电路102的DC端子107处并联连接。因此，DC端子107处的电压可以等于变压器T1的第二侧109b的电压。变压器T2的第二侧109b的电压类似。然而，DC端子107处的DC电流可以等于变压器T1、T2的第二侧109b的电流的总和。
在时间t1与t2之间，施加到开关M2 206、M4 204和M5 206的控制端子(例如，栅极)的M2/M4/M5控制电压266为高，这使这些开关接通。在时间t0与t1之间，施加到开关M1 201、M3 203和M6 206的控制端子(例如，栅极)的M1/M3/M6控制电压264为低，这使这些开关断开。在此配置中，开关M2 202将端子A连接到DC端子107的负侧，开关M4 204将端子D连接到DC端子107的负侧，并且开关M5 205将端子B和C连接到DC端子107的正侧。因此，变压器T1、T2的第二侧109b在DC端子107处并联连接。
可以修改图2C和2D的波形以用于图2B的电路，如下说明。图2B中的多桥电路102相对于图2A中的多桥电路102之间的差异在于：图2B中的多桥电路102不具有有源开关M5 205和M6 206。通过简单地不使用M5/M6控制电压258，可以调整图2C的波形以用于图2B中的多桥电路102。通过将M1/M3/M6控制电压264施加到M1 201和M3 203的控制端子；以及将M2/M4/M5控制电压266施加到M2 202和M4 204的控制端子，可以调整图2D的波形以用于图2B中的多桥电路102。
图3A分别描绘了功率变换器级104a和104b的一个实施例，其可以在图1中的功率变换器100中一起使用。在一个实施例中，所述电路与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。图3A中的配置可称为两电平全桥相移变换器。在此实施例中，功率变换器级104a、104b可以用作双有源桥(dual active bridge，DAB)。应注意，在功率变换器100中使用DAB允许非常高的额定功率。例如，额定功率可以是100kW，或甚至更高。
功率变换器级104a具有与二极管311并联的开关S1 301；与二极管312并联的开关S2 302；与二极管313并联的开关S3 303；以及与二极管314并联的开关S4 304。功率变换器级104a具有电容321a，其连接在功率变换器级104a的第二端口111a的两端。电压(V1a)跨越电容321两端。在此实施例中，开关S1 301和S2 302串联连接在输入端两端。类似地，在此实施例中，开关S3 303和S4 304串联连接在第二端口111a两端。开关301的发射极和开关S2302的集电极连接到端子E，所述端子E是功率变换器级104a的第一端口113a的一个端子。端子F连接到开关S3 303的发射极和开关S4 304的集电极。应注意，图3A中的端子E和F对应于图1中的端子E和F。因此，端子E可以连接到变压器T1的第一侧109a的正极性，并且端子F可以连接到变压器T1的第一侧109a的负极性。
功率变换器级104b类似于功率变换器级104a。功率变换器级104b具有与二极管315并联的开关S5 305；与二极管316并联的开关S6 306；与二极管317并联的开关S7 307；以及与二极管318并联的开关S8 308。功率变换器级104b具有电容321b，其连接在功率变换器级104b的第二端口111b两端。电压(V1b)跨越电容321b两端。在此实施例中，开关S5 305和S6 306串联连接在第二端口111b两端。类似地，在此实施例中，开关S7 307和S8308串联连接在第二端口111b两端。开关S5 305的发射极和开关S6 306的集电极连接到端子G，所述端子G是功率变换器级104b的第一端口113b的一个端子。端子H连接到开关S7 307的发射极和开关S8 308的集电极。应注意，图3A中的端子G和H对应于图1中的端子G和H。因此，端子G可以连接到变压器T2的第一侧109a的正极性，并且端子H可以连接到变压器T2的第一侧109a的负极性。
在一个实施例中，控制器106对具有一对DAB的功率变换器100使用双相移控制，如图3A所示。双相移控制包括调节控制信号施加到交织多桥电路102中的控制栅极的方式。在一个实施例中，双相移控制将交织多桥电路102中的控制信号的定时(例如，选通)相对于一对DAB中的控制信号的定时移位。双相移控制可以改进这对DAB的性能。例如，双相移控制可能能够在更宽的操作条件范围内保持零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。因此，可以减少开关损耗。
图3B分别描绘了功率变换器级104a和104b的一个实施例，其可以在图1中的功率变换器100中一起使用。在一个实施例中，所述电路与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。此配置可称为两电平全桥LLC变换器。此配置具有与图3A的配置一样的一些晶体管，因此将不再详细描述。
功率变换器级104a具有谐振电感(Lr)384a、激励电感(Lm)396a和谐振电容(Cr)382a。应注意，这些电路元件代表LLC串联谐振变换器中的谐振电感、激励电感和谐振电容。在一个实施例中，LLC串联谐振变换器在谐振频率附近操作，这是非常有效的。在一个实施例中，通过在谐振频率附近操作来保持零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。ZVS是软切换技术的一个示例。软切换技术可以通过减少开关损耗来提高功率效率。
开关S1 301的发射极和开关S2 302的集电极连接到谐振电感(Lr)384a和谐振电容(Cr)382a的串联组合。谐振电感(Lr)384a和谐振电容(Cr)382a的串联组合连接到端子E，所述端子E是功率变换器级104a的第一端口113a的一个端子。端子F连接到开关S3 303的发射极和开关S4 304的集电极。激励电感(Lm)跨越功率变换器级104a的第一端口113a的两端连接在端子E与F之间。
功率变换器级104b类似于功率变换器级104a。功率变换器级104b具有谐振电感(Lr)384b、激励电感(Lm)396b和谐振电容(Cr)382b。开关S5 305的发射极和开关S6 306的集电极连接到谐振电感(Lr)384b和谐振电容(Cr)382b的串联组合。谐振电感(Lr)384b和谐振电容(Cr)382b的串联组合连接到端子G，所述端子G是功率变换器级104b的第一端口113b的一个端子。端子H连接到开关S7 307的发射极和开关S8 308的集电极。激励电感(Lm)396b跨越功率变换器级104b的第一端口113b的两端连接在端子G与H之间。
图3A和3B的电路组件大致相似，因此在一些情况下对图3A和3B的电路组件给出相似的附图标记。然而，已经对开关给出不同的附图标记，以便于讨论那些晶体管的切换。此外，应注意，尽管开关S1-S8(301-308)在图3A和3B中被描绘为绝缘栅双极晶体管(insultedgate bipolar transistor，IGBT)，但是开关不需要是绝缘栅双极晶体管。在一个实施例中，开关S1-S8(301-308)由MOSFET晶体管代替。
功率变换器级104a、104b存在许多可能的配置。图3C和3D分别描绘了功率变换器级104a、104b的另一实施例，其可以在图1中的功率变换器100中一起使用。图3C和3D中的功率变换器级104a、104b可以与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。
图3C描绘了三电平半桥相移变换器的一个实施例。在一个实施例中，所述电路与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。图3C的功率变换器级104a具有电容328a和328b，它们串联连接在功率变换器级104a的第二端口111a两端。因此，电压(V1a)跨越电容328a、328b的串联组合两端。在一个实施例中，电容328a、328b具有大致相同的电容。因此，在一个实施例中，在操作期间，电压(V1a)的一半出现在每个电容328a、328b的两端。应注意，由于例如制造中的精度小于100％，电容328a、328b的电容之间可能存在一些差异。因此，在操作期间，电压V1a可能不会完全均匀地分开在电容328a、328b的两端。
在此实施例中，开关S9 329、S10 330、S11 331和S12 332串联连接在第二端口111a两端。开关S9 329的集电极连接到第二端口111a的正侧。开关S9 329的发射极连接到开关S10 330的集电极。开关S10 330的发射极连接到开关S11 331的集电极。开关S11 331的发射极连接到开关S12 332的集电极。开关S12 332的发射极连接到第二端口111a的负侧。
开关S9-S12(339-332)中的每一个具有并联连接的二极管。开关S9 329与二极管339并联连接。开关S10 330与二极管340并联连接。开关S11 331与二极管341并联连接。开关S12 332与二极管342并联连接。
开关S9 329的发射极和开关S10 330的集电极连接到端子E，所述端子E是功率变换器级104a的第一端口113a的一个端子。端子F连接到开关S11 331的发射极和开关S12312的集电极。应注意，图3C中的端子E和F对应于图1中的端子E和F。因此，端子E可以连接到变压器T1的第一侧109a的正极性，并且端子F可以连接到变压器T1的第一侧109a的负极性。
图3C的功率变换器级104b具有电容328c和328d，它们串联连接在功率变换器级104b的第二端口111b两端。因此，电压(V1a)跨越电容328c、328d的串联组合两端。在一个实施例中，电容328c、328d具有大致相同的电容。因此，在一个实施例中，在操作期间，电压(V1a)的一半出现在每个电容328c、328d的两端。应注意，由于例如制造中的精度小于100％，电容328c、328d的电容之间可能存在一些差异。因此，在操作期间，电压V1a可能不会完全均匀地分开在电容328c、328d的两端。
在此实施例中，开关S13 333、S14 334、S15 335和S16 336串联连接在第二端口111b的两端。开关S13 333的集电极连接到第二端口111b的正侧。开关S13 333的发射极连接到开关S14 334的集电极。开关S14 334的发射极连接到开关S15 335的集电极。开关S15335的发射极连接到开关S16 336的集电极。开关S16 336的发射极连接到第二端口111b的负侧。
开关S13-S16(333-336)中的每一个具有并联连接的二极管。开关S13 333与二极管343并联连接。开关S14 334与二极管344并联连接。开关S15 335与二极管345并联连接。开关S16 336与二极管346并联连接。
开关S13 333的发射极和开关S14 334的集电极连接到端子G，所述端子G是功率变换器级104b的第一端口113b的一个端子。端子H连接到开关S15 335的发射极和开关S16316的集电极。应注意，图3C中的端子G和H对应于图1中的端子G和H。因此，端子G可以连接到变压器T2的第一侧109a的正极性，并且端子H可以连接到变压器T2的第一侧109a的负极性。
图3D分别描绘了功率变换器级104a和104b的一个实施例，其可以在图1中的功率变换器100中一起使用。在一个实施例中，所述电路与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。此配置可称为三电平半桥LLC变换器。此配置具有与图3C的配置一样的一些晶体管，因此将不再详细描述。
功率变换器级104a具有谐振电感(Lr)384a、激励电感(Lm)396a和谐振电容(Cr)382a。应注意，这些电路元件代表LLC串联谐振变换器中的谐振电感、激励电感和谐振电容。在一个实施例中，LLC串联谐振变换器在谐振频率附近操作，这是非常有效的。在一个实施例中，通过在谐振频率附近操作来保持零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。ZVS是软切换技术的一个示例。软切换技术可以通过减少开关损耗来提高功率效率。
开关S9 329的发射极和开关S10 330的集电极连接到谐振电感(Lr)384a和谐振电容(Cr)382a的串联组合。谐振电感(Lr)384a和谐振电容(Cr)382a的串联组合连接到端子E，所述端子E是功率变换器级104a的第一端口113a的一个端子。端子F连接到开关S11 331的发射极和开关S12 332的集电极。激励电感(Lm)跨越功率变换器级104a的第一端口113a的两端连接在端子E与F之间。
图3D中的功率变换器级104b类似于功率变换器级104a。功率变换器级104b具有谐振电感(Lr)384b、激励电感(Lm)396b和谐振电容(Cr)382b。开关S13 333的发射极和开关S14334的集电极连接到谐振电感(Lr)384b和谐振电容(Cr)382b的串联组合。谐振电感(Lr)384b和谐振电容(Cr)382b的串联组合连接到端子G，所述端子G是功率变换器级104b的第一端口113b的一个端子。端子H连接到开关S15 335的发射极和开关S16 336的集电极。激励电感(Lm)396b跨越功率变换器级104b的第一端口113b的两端连接在端子G与H之间。
图3E分别描绘了功率变换器级104a和104b的一个实施例，其可以在图1中的功率变换器100中一起使用。在一个实施例中，所述电路与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。图3E中的配置可称为三电平全桥相移变换器。
功率变换器级104a具有串联连接在功率变换器级104a的第二端口111a两端的电容381a和381b。功率变换器级104a具有串联连接在第二端口111a、111b两端的开关S18 348和开关S20 350。功率变换器级104a具有串联连接在第二端口111a、111b两端的开关S21351和开关S22 352。开关S19 349的源极连接到电容381a、381b的连接点。开关S19 349的漏极连接到开关S17 347的漏极。开关S17 347的源极连接到端子E。类似地，开关S18 348的源极和开关S20 350的漏极连接到端子E。所述端子E是功率变换器级104a的第一端口113a的一个端子。端子F连接到开关S22 352的漏极和开关S21 351的源极。应注意，图3A中的端子E和F对应于图1中的端子E和F。因此，端子E可以连接到变压器T1的第一侧109a的正极性，并且端子F可以连接到变压器T1的第一侧109a的负极性。
图3E中的功率变换器级104b类似于功率变换器级104a。功率变换器级104b具有串联连接在功率变换器级104b的第二端口111a两端的电容381c和381d。功率变换器级104b具有串联连接在第二端口111a两端的开关S24 354和开关S26 356。功率变换器级104b具有串联连接在第二端口111a两端的开关S27 357和开关S28 358。开关S25 355的源极连接到电容381c、381d的连接点。开关S25 355的漏极连接到开关S23 353的漏极。开关S23 353的源极连接到端子G。类似地，开关S24 354的源极和开关S26 356的漏极连接到端子G。所述端子G是功率变换器级104a的第一端口113a的一个端子。端子H连接到开关S28 358的漏极和开关S27 357的源极。应注意，图3E中的端子G和H对应于图1中的端子G和H。因此，端子G可以连接到变压器T2的第一侧109a的正极性，并且端子H可以连接到变压器T2的第一侧109a的负极性。
图3F分别描绘了功率变换器级104a和104b的一个实施例，其可以在图1中的功率变换器100中一起使用。在一个实施例中，所述电路与图2A中描绘的多桥电路102一起使用。此配置可称为三电平全桥LLC变换器。此配置具有与图3E的配置一样的一些晶体管，因此将不再详细描述。
功率变换器级104a具有谐振电感(Lr)384a、激励电感(Lm)396a和谐振电容(Cr)382a。这些电路元件代表LLC串联谐振变换器中的谐振电感、激励电感和谐振电容。在一个实施例中，LLC串联谐振变换器在谐振频率附近操作，这是非常有效的。在一个实施例中，通过在谐振频率附近操作来保持零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。因此，可以减少开关损耗。
谐振电感(Lr)384a和谐振电容(Cr)382a的串联连接位于端子E与开关S18 348、开关S17 347和开关S20 350的连接点之间。激励电感(Lm)跨越功率变换器级104a的第一端口113a两端处于端子E与F之间。
在图3F中，功率变换器级104b类似于功率变换器级104a。功率变换器级104b具有谐振电感(Lr)384b、激励电感(Lm)396b和谐振电容(Cr)382b。谐振电感(Lr)384b和谐振电容(Cr)382b的串联连接位于端子G与开关S24 354、开关S23 353和开关S26 356的连接点之间。激励电感(Lm)396b跨越功率变换器级104b的第一端口113b两端处于端子G与H之间。
在一个实施例中，控制器106以对称相移选通控制模式操作图3A、3B和3C的变换器。在一个实施例中，控制器106以双相移控制模式操作图3A、3B和3C的变换器。
在一个实施例中，控制器106以对称栅极驱动模式操作图3B、3D和3F的LLC谐振变换器。对称栅极驱动模式可以有助于确保直流母线电压平衡。在一个实施例中，控制器106以对称调频选通控制模式操作图3B、3D和3F的LLC谐振变换器。
在一个实施例中，控制器106以脉冲跳跃模式操作图3A到3F任一图的功率变换器级。脉冲跳跃模式也可称为替代栅极控制模式。脉冲跳跃模式可以提高轻负载时的效率。在一个实施例中，控制器106响应于轻负载状态而以脉冲跳跃模式操作图3A到3F任一图的功率变换器级。
图4A描绘在功率变换器100的一个实施例的串联配置的一个实施例的操作期间的电压波形。标记为M1-M6的电压波形表示控制器106的一个实施例施加到开关M1-M6(201-206)的控制端子(例如，栅极)的电压。在一个实施例中，电压施加到图2A的交织多桥电路102。施加到开关M1-M6(201-206)的栅极的波形类似于已经结合图2B讨论的那些波形，因此将不再详细描述。
电压VAB 250表示图1中变压器T1的第二侧109b两端的电压。电压VCD 252表示图1中变压器T2的第二侧109b两端的电压。这些波形类似于已经结合图2B讨论的波形，因此将不再详细描述。
电压VEF 450表示图1中变压器T1的第一侧109a两端的电压。电压VGH 452表示图1中变压器T2的第一侧109a两端的电压。在串联配置中，变压器T1的第一侧109a和变压器T2的第一侧109a两端的电压彼此同相。换句话说，由两个功率变换器级104a、104b输出的电压是同相的。因此，波形VEF和VGH彼此同相。
图4A还描绘施加到开关S1-S8的控制电压。在一个实施例中，控制器106将这些电压施加到图3A中的开关S1-S8(301-308)的控制端子(例如，栅极)。图4A中的波形也可以用于图3B中的LLC谐振变换器。因此，相似的电压也可以施加到图3B中的开关S9-S16(329-336)的控制端子。对于这种替换，开关S9 329对应于开关S1 301；开关S10 330对应于开关S2 302；开关S11 331对应于开关S3 303；开关S12 332对应于开关S4 304；开关S13333对应于开关S5 305；开关S14 334对应于开关S6 306；开关S15 335对应于开关S7 307；并且开关S16 336对应于开关S8 308。
在时间t0与t1之间，施加到开关S1 301和S4 304的控制端子(例如，栅极)的S1/S4控制电压456为高，这使这些开关接通。在时间t0与t1之间，施加到开关S2 302和S3 303的控制端子(例如，栅极)的S2/S3控制电压454为低，这使这些开关断开。在串联配置中，功率变换器级104a和104b中的开关以类似的方式操作。换句话说，开关S5像开关S1一样操作，开关S6像开关S2一样操作，开关S7像开关S3一样操作，开关S8像开关S4一样操作。因此，在时间t0与t1之间，施加到开关S5 305和S8 308的控制端子(例如，栅极)的S5/S8控制电压460为高，这使这些开关接通。在时间t0与t1之间，施加到开关S6 306和S8 308的控制端子(例如，栅极)的S6/S7控制电压458为低，这使这些开关断开。
在时间t1与t2之间，施加到开关S1 301和S4 304的控制端子(例如，栅极)的S1/S4控制电压456为低，这使这些开关断开。在时间t1与t2之间，施加到开关S2 302和S3 303的控制端子(例如，栅极)的S2/S3控制电压454为高，这使这些开关接通。在时间t1与t2之间，施加到开关S5 305和S8 308的控制端子(例如，栅极)的S5/S8控制电压460为低，这使这些开关断开。在时间t1与t2之间，施加到开关S6 306和S7 307的控制端子(例如，栅极)的S6/S7控制电压458为高，这使这些开关接通。
图4B描绘在功率变换器100的并联配置的一个实施例的操作期间的电压波形。标记为M1-M6的电压波形表示控制器106的一个实施例施加到开关M1-M6(201-206)的栅极的电压。在一个实施例中，电压施加到图2A的交织多桥电路102。施加到开关M1-M6(201-206)的栅极的波形类似于已经结合图2D讨论的那些波形，因此将不再详细描述。
电压VAB 260表示图1中变压器T1的第二侧109b两端的电压。电压VCD262表示图1中变压器T2的第二侧109b两端的电压。这些波形类似于已经结合图2D讨论的波形，因此将不再详细描述。
电压VEF 470表示图1中变压器T1的第一侧109a两端的电压。电压VGH472表示图1中变压器T2的第一侧109a两端的电压。应注意，在并联配置中，在一个实施例中，变压器T1的第一侧109a和变压器T2的第一侧109a两端的电压彼此异相180度。换句话说，由两个功率变换器级104a、104b输出的电压彼此异相180度。因此，电压VEF 470和VGH 472彼此异相180度。
图4B还描绘施加到开关S1-S8的控制电压。在一个实施例中，控制器106将这些电压施加到图3A中的开关S1-S8(301-308)的控制端子(例如，栅极)。然而，应注意，相似的电压也可以施加到图3B中的开关S9-S16(329-336)的控制端子。对于这种替换，开关S9 329对应于开关S1 301；开关S10 330对应于开关S2 302；开关S11 331对应于开关S3303；开关S12332对应于开关S4 304；开关S13 333对应于开关S5 305；开关S14 334对应于开关S6 306；开关S15 335对应于开关S7 307；并且开关S16 336对应于开关S8 308。
在时间t0与t1之间，施加到开关S1 301和S4 304的控制端子(例如，栅极)的S1/S4控制电压476为高，这使这些开关接通。在时间t0与t1之间，施加到开关S2 302和S3 303的控制端子(例如，栅极)的S2/S3控制电压474为低，这使这些开关断开。在并联配置中，功率变换器级104a和104b中的开关不以类似的方式操作。在时间t0与t1之间，施加到开关S5305和S8 308的控制端子(例如，栅极)的S5/S8控制电压480为低，这使这些开关断开。在时间t0与t1之间，施加到开关S6 306和S7 307的控制端子(例如，栅极)的S6/S7控制电压478为高，这使这些开关接通。
在时间t1与t2之间，施加到开关S1 301和S4 304的控制端子(例如，栅极)的S1/S4控制电压476为低，这使这些开关断开。在时间t1与t2之间，施加到开关S2 302和S3 303的控制端子(例如，栅极)的S2/S3控制电压474为高，这使这些开关接通。在时间t1与t2之间，施加到开关S5 305和S8 308的控制端子(例如，栅极)的S5/S8控制电压480为高，这使这些开关接通。在时间t1与t2之间，施加到开关S6 306和S7 307的控制端子(例如，栅极)的S6/S7控制电压478为低，这使这些开关断开。
在一些实施例中，取决于操作条件，控制器106改变图4A和4B中描绘的一个或多个控制信号的频率。例如，在(功率变换器100的)低DC电流输出下，可以增加施加到功率变换器级104a、104b的控制端子的控制信号(S1-S8)的频率。在一个实施例中，响应于低DC电流输出，控制器106增加施加到LLC谐振变换器的控制端子的控制信号(S1-S8)的频率，例如图3B、3D和3F中的那些LLC谐振变换器。作为另一示例，在(功率变换器100的)低DC电压输出下，可以增加施加到功率变换器级104a、104b的控制端子的控制信号(S1-S8)的频率。在一个实施例中，响应于低DC电压输出，控制器106增加施加到LLC谐振变换器的控制端子的控制信号(S1-S8)的频率，例如图3B、3D和3F中的那些LLC谐振变换器。
在一些实施例中，控制器106对图4A和4B中的至少一些波形使用脉冲宽度调制。在一些实施例中，脉冲宽度调制用于到图3A、3C和3E中的开关S1-S8(301-308)的控制端子(例如，栅极)的电压。例如，当图3A、3C和3E中的DAB电路用于AC到DC功率变换器时，可以使用脉冲宽度调制。在此类实施例中，脉冲宽度调制可以用于辅助功率因数校正。在一个实施例中，当图3A、3C和3E中的DAB电路用于DC到DC功率变换器时，不使用脉冲宽度调制。脉冲宽度调制也可用于控制本文中描述的其它功率变换器级104a、104b。
应注意，图4A和4B描绘了施加到功率变换器级104a、104b中的开关控制端子的信号的一个实施例。然而，串联配置不限于施加到功率变换器级104a、104b中开关(S1-S8)的控制端子的图4A中描绘的信号。另外，并联配置不限于施加到功率变换器级104a、104b中开关(S1-S8)的控制端子的图4B中描绘的信号。
可以修改图4A和4B的波形以用于图2B的电路，如下说明。图2B中的多桥电路102相对于图2A中的多桥电路102之间的差异在于：图2B中的多桥电路102不具有有源开关M5 205和M6 206。通过简单地不使用M5/M6控制电压258，可以调整图4A的波形以用于图2B中的多桥电路102。通过将M1/M3/M6控制电压264施加到M1 201和M3 203的控制端子；以及将M2/M4/M5控制电压266施加到M2 202和M4 204的控制端子，可以调整图4B的波形以用于图2B中的多桥电路102。
图5是以串联/并联配置操作功率变换器100的过程500的一个实施例的流程图。过程500可以用于操作图1的功率变换器100。功率变换器100可以包括图2A或2B的交织多桥电路102，但不限于这些实施例。功率变换器100可以包括图3A-3F的功率变换器级104a、104b中的任何一个，但不限于那些实施例。在过程500中，功率可以在任一方向上流动。例如，能量源可以连接到第二端口111a、111b或连接到DC端子107。在一个实施例中，使用过程500来操作AC到DC变换器。在一个实施例中，使用过程500来操作DC到DC变换器。以给定顺序描述过程500的步骤以便于解释。然而，所属领域的普通技术人员将了解，步骤不一定以所描绘的顺序执行。
步骤502a包括在第一功率变换器级104a处接收第一输入电压。关于图1，在一个实施例中，在功率变换器级104a的第二端口111a处接收V1a。关于图3A到3F中的任一图，在一个实施例中，在功率变换器级104a的第二端口111a处接收V1a。步骤502a可以包括控制第一功率变换器级(例如，第一高频变换器)。步骤502a可以包括将控制信号施加到第一功率变换器级中的控制端子，以引起第一端口113a与第二端口111a之间的功率传输。功率传输可以是从第二端口111a到第一端口113a，或从第一端口113a到第二端口111a。
步骤502b包括在第二功率变换器级104b处接收第一输入电压。关于图1，在一个实施例中，在功率变换器级104b的第二端口111b处接收V1b。关于图3A到3F中的任一图，在一个实施例中，在功率变换器级104b的第二端口111b处接收V1b。步骤502b可以包括控制第一功率变换器级(例如，第一高频变换器)。步骤502b可以包括将控制信号施加到第一功率变换器级中的控制端子，以引起第一端口113b与第二端口111b之间的功率传输。功率传输可以是从第二端口111b到第一端口113b，或从第一端口113b到第二端口111b。
步骤504包括接收输出电压命令输入。步骤506包括确定变压器两端的输入输出电压。
步骤508包括确定是以串联配置还是以并联配置操作功率变换器100。在一个实施例中，此确定至少部分地基于DC端子107处所需的DC电压的大小来进行。例如，根据为电动车的电池充电的要求，DC电压可能需要在200V与800V之间的某个电压。在一个实施例中，串联配置提供两倍于并联配置的电压。在一个实施例中，并联配置提供两倍于串联配置的电流。
响应于确定将以串联配置操作功率变换器100，可以执行步骤509a和510。步骤509a包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在相同相位中配置变压器的第一侧109a。图4A中描绘了在相同相位中配置变压器的第一侧109a的示例，其中电压VEF 450和VGH 452处于相同相位。在一个实施例中，在相同相位中配置变压器的第一侧109a包括在相同相位中配置变压器的第一侧109a上的电压。在步骤509a的一个实施例中，将图4A中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b中的开关的控制栅极，以及在步骤509a施加到交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤509a还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
响应于确定将以串联配置操作功率变换器100，可以执行步骤510。步骤510包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在DC端子107处串联配置变压器的第二侧109b。在一个实施例中，控制器106将图2C中描绘的控制信号施加到开关M1-M6(201-206)的控制端子。在步骤510的一个实施例中，将图4A中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b和交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤510还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
响应于确定将以并联配置操作功率变换器100，可以执行步骤509b和512。步骤509b包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在相反相位中配置变压器的第一侧109a。图4B中描绘了在相反相位中配置变压器的第一侧109a的示例，其中电压VEF470和VGH472处于相反相位。因此，在一个实施例中，在相反相位中配置变压器的第一侧109a包括在相反相位中配置变压器的第一侧109a上的电压。在步骤509b的一个实施例中，将图4B中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b中的开关的控制栅极，以及在步骤509b施加到交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤509b还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
步骤512包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在DC端子107处并联配置变压器的第二侧109b。在一个实施例中，控制器106将图2D中描绘的控制信号施加到开关M1-M6(201-206)的控制端子。在步骤512的一个实施例中，将图4B中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b和交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤512还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
在步骤510或步骤512之后，过程可以执行步骤514。步骤514包括控制功率变换器工作频率或相移角或两者以适应输出电压和负载状态。在一个实施例中，第一功率变换器级是第一双有源桥(dual active bridge，DAB)，第二功率变换器级是第二双有源桥(dualactive bridge，DAB)，并且步骤514包括控制器以对称相移选通控制模式或双相移控制模式操作第一和第二DAB变换器。
在一个实施例中，第一功率变换器级是第一谐振变换器且第二功率变换器级是第二谐振变换器，并且步骤514包括控制器以对称调频选通控制模式操作第一和第二谐振变换器。
在一个实施例中，步骤514包括控制器以脉冲跳跃模式操作第一和第二功率变换器级。在步骤514之后，过程可以返回到步骤506以确定变压器两端的输入与输出比。
图6是以半桥或全桥模式操作串联/并联配置的功率变换器100的过程600的一个实施例的流程图。过程600可以用于操作图1的功率变换器100。功率变换器100可以包括图2A或2B的交织多桥电路102，但不限于这些实施例。功率变换器100可以包括图3A-3F的功率变换器级104a、104b中的任何一个，但不限于那些实施例。在一个实施例中，使用过程600来操作AC到DC变换器。在一个实施例中，使用过程600来操作DC到DC变换器。以给定顺序描述过程600的步骤以便于解释。在过程600中，功率可以在任一方向上流动。例如，能量源可以连接到第二端口111a、111b或连接到DC端子107。
步骤602包括确定是以半桥(half-bridge，HB)模式还是全桥(full-bridge，FB)模式操作功率变换器100。在一个实施例中，此确定至少部分地基于所需的DC输出电压的大小来进行。例如，根据为电动车的电池充电的要求，DC输出电压可能需要在200V与800V之间的某个电压。在一个实施例中，全桥配置提供两倍于半桥配置的电压。根据步骤602的结果，执行步骤604或606。
响应于确定功率变换器100将以半桥模式操作，执行步骤604。在步骤604中，以半桥模式操作功率变换器级104a、104b。在半桥模式中，在一个实施例中，第一端口113a、113b处的电压是相应的第二端口111a、111b处的电压的一半。在半桥模式中，在一个实施例中，每个功率变换器级104a、104b将其输入电压(V1a或V1b)的一半提供到其相应变压器的第一侧109a。
在一个实施例中，通过在第一相位与第二相位之间交替来实现半桥模式。下文参考操作图3A、3C和3E的DAB变换器中的开关的一个实施例。在第一相位中，接通以下开关：开关S1 301、开关S3 303、开关S5 305和开关S7 307。在第一相位中，断开以下开关：开关S2302、开关S4 304、开关S6 306和开关S8 308。在第二相位中，切换反转使得断开以下开关：开关S1 301、开关S3 303、开关S5 305和开关S7 307。在第二相位中，接通以下开关：开关S2302、开关S4 304、开关S6 306和开关S8 308。
下文参考操作图3B、3D和3F的LLC变换器中的开关的一个实施例。在第一相位中，接通以下开关：开关S9 329、开关S11 331、开关S13 333和开关S15 335。在第一相位中，断开以下开关：开关S10 330、开关S12 332、开关S14 334和开关S16 336。在第二相位中，切换反转使得断开以下开关：开关S9 329、开关S11 331、开关S13 333和开关S15 335。在第二相位中，接通以下开关：开关S10 330、开关S12 332、开关S14 334。
在一个实施例中，步骤604包括控制器106向开关S1-S8(301-308)的控制端子提供控制信号。在一个实施例中，步骤604包括控制器106向开关S9-S16(329-336)的控制端子提供控制信号。
响应于确定功率变换器100将以全桥模式操作，执行步骤606。在步骤606中，以全桥模式操作功率变换器级104a、104b。在半桥模式中，在一个实施例中，第一端口113a、113b处的电压等于相应的第二端口111a、111b处的电压。在全桥模式的一个实施例中，每个功率变换器级104a、104b向其相应的变压器的第一侧109a提供全输入电压(V1a或V1b)。
在一个实施例中，通过在第一相位与第二相位之间交替来实现全桥模式。下文参考操作图3A、3C和3E的DAB变换器中的开关的一个实施例。在第一相位中，接通以下开关：开关S1 301、开关S4 304、开关S5 305和开关S8 308。在第一相位中，断开以下开关：开关S2302、开关S3 303、开关S6 306和开关S7 307。在第二相位中，切换反转使得断开以下开关：开关S1 301、开关S4 304、开关S5 305和开关S8 308。在第二相位中，接通以下开关：开关S2302、开关S3 303、开关S6 306和开关S7 307。
下文参考操作图3B、3D和3F的LLC变换器中的开关的一个实施例。在第一相位中，接通以下开关：开关S9 329、开关S12 332、开关S13 333和开关S16 336。在第一相位中，断开以下开关：开关S10 330、开关S11 331、开关S14 334和开关S15 335。在第二相位中，切换反转使得断开以下开关：开关S9 329、开关S12 332、开关S13 333和开关S16 336。在第二相位中，接通以下开关：开关S10 330、开关S11 331、开关S14 334和开关S15 335。
在一个实施例中，步骤606包括控制器106向开关S1-S8(301-308)的控制端子提供控制信号。在一个实施例中，步骤604包括控制器106向开关S9-S16(329-336)的控制端子提供控制信号。
步骤608包括确定是以串联配置还是以并联配置操作功率变换器100。应注意，此步骤可以类似于步骤506。然而，步骤608结合步骤608执行。因此，串联/并联配置与HB/FB模式的各种组合是可能的。根据步骤608的结果，执行步骤609a和610或步骤609b和612。
响应于确定将以串联配置操作功率变换器100，可以执行步骤609a和610。步骤609a包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在相同相位中配置变压器的第一侧109a。图4A中描绘了在相同相位中配置变压器的第一侧109a的示例，其中电压VEF 450和VGH 452处于相同相位。因此，在一个实施例中，在相同相位中配置变压器的第一侧109a包括在相同相位中配置变压器的第一侧109a上的电压。在步骤609a的一个实施例中，将图4A中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b中的开关的控制栅极，以及在步骤609a施加到交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤609a还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
响应于确定将以串联配置操作功率变换器100，可以执行步骤610。步骤610包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在DC端子107处串联配置变压器的第二侧109b。在一个实施例中，控制器106将图2C中描绘的控制信号施加到开关M1-M6(201-206)的控制端子。在步骤610的一个实施例中，将图4A中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b和交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤610还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
响应于确定将以并联配置操作功率变换器100，可以执行步骤609b和612。步骤609b包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在相反相位中配置变压器的第一侧109a。图4B中描绘了在相反相位中配置变压器的第一侧109a的示例，其中电压VEF470和VGH472处于相反相位。因此，在一个实施例中，在相反相位中配置变压器的第一侧109a包括在相反相位中配置变压器的第一侧109a上的电压。在步骤609b的一个实施例中，将图4B中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b中的开关的控制栅极，以及在步骤609b施加到交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤609b还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
步骤612包括控制交织多桥电路102(其位于变压器的第二侧109b上)以在DC端子107处并联配置变压器的第二侧109b。在一个实施例中，控制器106将图2D中描绘的控制信号施加到开关M1-M6(201-206)的控制端子。在步骤612的一个实施例中，将图4B中的电压波形施加到功率变换器级104a、104b和交织多桥电路102中的开关的控制栅极。因此，步骤612还可以包括控制功率变换器级104a、104b。
在步骤610或步骤612之后，过程可以执行步骤614。步骤614包括控制功率变换器工作频率或相移角或两者以适应输出电压和负载状态。在一个实施例中，第一功率变换器级是第一双有源桥(dual active bridge，DAB)，第二功率变换器级是第二双有源桥(dualactive bridge，DAB)，并且步骤614包括控制器以对称相移选通控制模式或双相移控制模式操作第一和第二DAB变换器。在一个实施例中，第一功率变换器级是第一谐振变换器且第二功率变换器级是第二谐振变换器，并且步骤614包括控制器以对称调频选通控制模式操作第一和第二谐振变换器。在一个实施例中，步骤614包括控制器以脉冲跳跃模式操作第一和第二功率变换器级。
在步骤614之后，过程可以返回到步骤602，以确定是以全桥模式还是半桥模式操作功率变换器100。例如，如果希望降低功率变换器100的DC输出电压，则操作可以从全桥模式切换到半桥模式。
在一些实施例中，在过程600中可以确认HB/FB模式与串联/并联的任何组合。因此，HB模式可以与并联配置一起用于DC端子处的相对低的DC电压(例如，200V)。HB模式可以与串联配置一起用于DC端子处的中等DC电压(例如，400V)。FB模式可以与并联配置一起用于DC端子处的中等DC电压(例如，400V)。FB模式可以与串联配置一起用于DC端子处的高DC电压(例如，800V)。
对于本文中描述的功率变换器100的实施例，各种输入级都是可能的。功率变换器100的一些实施例是AC到DC功率变换器。这种AC到DC功率变换器可以具有一个或多个AC到DC整流器，所述AC到DC整流器可以用作输入级。在一些实施例中，AC到DC整流器用于功率因数校正(power factor correction，PFC)。
图7A示出具有两个AC到DC整流器704a、704b的功率变换器100的一个实施例，所述AC到DC整流器可以用作输入级。AC到DC整流器704a具有能够接收AC电源702a的输入端。AC到DC整流器704a具有连接到功率变换器级104a的第二端口111a的输出端。功率变换器级104a可以是本文公开的任何功率变换器级104a。AC到DC整流器704b具有能够接收AC电源702b的输入端。AC到DC整流器704b具有连接到功率变换器级104b的第二端口111b的输出端。功率变换器级104b可以是本文公开的任何功率变换器级104b。本文中描述的任何交织多桥电路102可以用在图7A的功率变换器100中。
AC到DC整流器704a、704b中的每一个的输出端在本文中称为DC总线。在图7A的实施例中，每个功率变换器级104a、104b连接到单独的DC总线。
图7B示出功率变换器100的一个实施例，其具有由两个功率变换器级104a、104b共享的单个AC到DC整流器704(连接到AC电源702)。因此，两个功率变换器级104a、104b的相应输入端连接到相同的DC总线。与图7A的实施例一样，本文中描述的任何功率变换器级104a、104b可以用在图7B的功率变换器100中。与图7A的实施例一样，本文中描述的任何交织多桥电路102可以用在图7B的功率变换器100中。
本文公开的功率变换器100的实施例的有效性质允许AC到DC整流器704是相对简单的电路。图8A-8B示出可以在功率变换器100的实施例中使用的AC到DC整流器704的各种实施例。这些AC到DC整流器704相对于例如高频提升功率因数校正(Power FactorCorrection，PFC)可以节省成本。图8A-8B中描绘的实施例可以用在图7A或7B中的AC到DC整流器中。
图8A是AC到DC整流器704的一个实施例的图。AC到DC整流器704可以用在图7A或7B的功率变换器100中。在此实施例中，AC到DC整流器704是三电平整流器。三电平分别与输入电线801a、801b和801c相关联。三相AC电源815连接到输入电线801a、801b和801c。输入电感832a连接到输入电线801a。输入电感832b连接到输入电线801b。输入电感832c连接到输入电线801c。
电线820a和820b可以用作DC总线。输出电容810跨越DC总线两端。晶体管852和854串联连接在DC总线两端。晶体管856和858串联连接在DC总线两端。晶体管860和862串联连接在DC总线两端。晶体管852与二极管872并联。晶体管854与二极管874并联。晶体管856与二极管876并联。晶体管858与二极管878并联。晶体管860与二极管880并联。晶体管862与二极管882并联。
AC到DC整流器704不需要包括有源开关。在一些实施例中，AC到DC整流器704具有无源桥。图8B是具有无源桥的AC到DC整流器704的一个实施例的图。本文中，这被称为“无源AC到DC整流器”。AC到DC整流器704可以用在图7A或7B的功率变换器100中。在此实施例中，AC到DC整流器704是三电平整流器。三电平分别与输入电线801a、801b和801c相关联。三相AC电源815连接到输入电线801a、801b和801c。输入电容802a连接到输入电线801a。输入电容802b连接到输入电线801b。输入电容802c连接到输入电线801c。三个输入电容802a、802b和802c的另一个端子是共同的。
电线820a和820b可以用作DC总线。输出电容810跨越DC总线两端。二极管841和842串联连接在DC总线两端。二极管843和844串联连接在DC总线两端。二极管845和846串联连接在DC总线两端。二极管841的阳极连接到输入电线801a。二极管842的阴极连接到输入电线801a。二极管843的阳极连接到输入电线801b。二极管844的阴极连接到输入电线801b。二极管845的阳极连接到输入电线801c。二极管846的阴极连接到输入电线801c。
在一些实施例中，交织多桥电路用无源多桥代替。图9是无源多桥902的一个实施例的图，所述无源多桥可以代替功率变换器100的实施例中的交织多桥电路102。无源多桥902类似于图2A中的交织多桥电路，不同之处在于已经移除了有源开关M1-M6(201-206)。在此实施例中，无源多桥902具有一起形成第一桥的二极管211和212；一起形成第二桥的二极管213和214；以及一起形成第三桥的二极管215和216。
在一个实施例中，使用无源多桥902代替图1中的交织多桥电路102。应注意，控制器106不需要向无源多桥902的一个实施例提供任何控制信号。无源多桥902可以用在具有本文中描述的任何功率变换器级104a、104b的功率变换器100中。无源多桥902可以用在具有本文中描述的任何AC到DC整流器704的功率变换器100中。
具体地，一个实施例是功率变换器100，其包括图3A和3B中描绘的功率变换器级104a、104b与图9的无源多桥902。本文中描述的任何AC到DC整流器704可以与图3A和3B中描绘的功率变换器级104a、104b和图9的无源多桥902的组合一起使用。在一个实施例中，当无源多桥902与图3A和3B中描绘的功率变换器级104a、104b组合使用时，这被称为相移全桥(phase shift full bridge，PSFB)变换器。
图10描绘到控制器106的输入和输出的一个实施例。在一个实施例中，控制器106被实现为一个或多个集成电路芯片，每个集成电路芯片具有多个输入/输出引脚。一个或多个引脚可用于监测输入电压。一种可能性是监测功率变换器100的DC端子107。另一种可能性是监测指示在功率变换器100的DC输出端处提供的电压电平的信号。这种信号可以指示对电动车的电池充电所需的电压电平。图10示出用于指示这种信号的信号“V电池”。此信号可以各种格式提供，包括例如模拟信号或数字信号。
可以使用若干引脚来提供控制端子电压VM1、VM2、VM3、VM4、VM5和/或VM6。可以使用若干引脚来提供控制端子电压VS1、VS2、VS3、VS4、VS5、VS6、VS7和/或VS8。在内部，芯片可以含有专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)，其可以用于响应于输出直流母线电压和/或指示期望的输出直流母线电压的输入信号而产生控制端子电压。控制器106可以使用其它输入来确定控制端子电压的适当波形。控制器106可以包括控制控制端子电压的定时的状态机等。控制器106可以产生控制端子电压，如关于图2C、2D、4A和/或4B描绘和描述的。
因此，上文呈现的实施例呈现用于功率变换器的拓扑和操作/控制策略。在一个实施例中，功率变换器具有控制器，所述控制器以串联配置或并联配置操作交织多桥电路。这在功率变换器的DC端子处提供了宽DC电压范围。在一个实施例中，功率变换器具有控制器，所述控制器以半桥或全桥模式(结合串联配置或并联配置)操作功率变换器级。将半桥或全桥模式与串联配置或并联配置相结合，可提供均匀宽的DC输出电压范围。
出于本文的目的，应注意，图中所描绘的各种特征的尺寸未必按比例绘制。
出于本文的目的，说明书中对“实施例”、“一个实施例”、“一些实施例”或“另一实施例”的引用可用于描述不同的实施例或相同的实施例。
出于本文的目的，连接可以是直接连接或间接连接(例如，经由一个或多个其它部分)。在一些情况下，当元件被称为连接或耦合到另一元件时，所述元件可以直接连接到另一元件或经由介入元件间接连接到另一元件。当元件被称为直接连接到另一元件时，则在所述元件和另一元件之间没有介入元件。如果两个设备直接或间接连接，使得这两个设备可以在它们之间传送电子信号，则这两个设备“通信”。
出于本文的目的，术语“基于”可以被理解为“至少部分基于”。
出于本文的目的，在没有附加上下文的情况下，例如“第一”对象、“第二”对象和“第三”对象的数字术语的使用可以不暗示对象的排序，而是可以替代地用于标识目的以标识不同的对象。
出于本文的目的，术语对象的“集合”可以指一个或多个对象的“集合”。
已出于说明和描述的目的呈现以上详细描述。并非旨在穷举或将本文所要求的主题限制于所公开的精确形式。鉴于以上教示，许多修改和变化都是可能的。选择所描述的实施例是为了最好地解释所公开的技术的原理及其实际应用，从而使所属领域的其它技术人员能够在各种实施例中以及适合于预期的特定用途的各种修改中最好地利用所述技术。本发明的范围旨在由所附权利要求限定。

Claims (23)

1.一种功率变换器，其特征在于，包括：
第一功率变换器级，用于在其第一端口与第二端口之间传输功率；
第二功率变换器级，用于在其第一端口与第二端口之间传输功率；
交织多桥电路，连接到第一变压器和第二变压器，其中所述交织多桥电路包括三个或更多个桥并且具有直流电DC端子；以及
控制器，耦合到所述交织多桥电路、所述第一功率变换器级和所述第二功率变换器级，其中所述控制器用于以并联模式操作所述交织多桥电路，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的侧在所述DC端子处并联从而使得所述DC端子处的第一电压等于所述第一变压器的所述侧上的第二电压以及所述第二变压器的所述侧上的第三电压；
所述第一变压器具有第一侧和第二侧；
所述第二变压器具有第一侧和第二侧；
所述第一功率变换器级具有连接到所述第一变压器的所述第一侧的第一端口并且具有第二端口；
所述第二功率变换器级具有连接到所述第二变压器的所述第一侧的第一端口并且具有第二端口；
所述交织多桥电路连接到所述第一变压器的所述第二侧和所述第二变压器的所述第二侧；并且
所述控制器还用于以串联模式操作，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述DC端子处串联从而使得所述DC端子处的第四电压是所述第一变压器的所述第二侧上的第五电压和所述第二变压器的所述第二侧上的第六电压的总和。
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述控制器还用于以全桥模式操作所述第一功率变换器级和所述第二功率变换器级。
3.根据权利要求2所述的功率变换器，其特征在于，所述控制器还用于以半桥模式操作所述第一功率变换器级和所述第二功率变换器级。
4.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述第一功率变换器级是第一双有源桥DAB并且所述第二功率变换器级是第二双有源桥DAB，其中所述控制器还用于以对称相移选通控制模式或双相移控制模式操作所述第一和第二DAB。
5.根据权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述第一功率变换器级是第一谐振变换器并且所述第二功率变换器级是第二谐振变换器，其中所述控制器还用于以对称调频选通控制模式操作所述第一和第二谐振变换器。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的功率变换器，其特征在于，所述控制器还用于以脉冲跳跃模式操作所述第一和第二功率变换器级。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的功率变换器，其特征在于，还包括：
一个或多个AC到DC整流器，连接到所述第一功率变换器级的输入端和所述第二功率变换器级的输入端。
8.根据权利要求6所述的功率变换器，其特征在于，还包括：
一个或多个AC到DC整流器，连接到所述第一功率变换器级的输入端和所述第二功率变换器级的输入端。
9.一种操作功率变换器的方法，其特征在于，所述方法包括：
控制第一高频变换器以在第一端口与第二端口之间传输功率；
控制第二高频变换器以在第一端口与第二端口之间传输功率；以及
以串联模式控制连接到第一变压器的侧和第二变压器的侧的交织多桥电路，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述侧在所述交织多桥电路的DC端子处串联从而使得所述DC端子处的第一电压是所述第一变压器的第二侧上的第二电压和所述第二变压器的第二侧上的第三电压的总和，其中所述交织多桥电路包括三个或更多个桥。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括：
以全桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器，同时以所述串联模式或以并联模式操作所述交织多桥电路。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，还包括：
以半桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器，同时以并联模式或以所述串联模式操作所述交织多桥电路。
12.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第一高频变换器是第一双有源桥DAB，并且所述第二高频变换器是第二双有源桥DAB，所述方法还包括：
以双相移控制模式或对称相移选通控制模式操作所述第一和第二DAB。
13.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第一高频变换器是第一谐振变换器并且所述第二高频变换器是第二谐振变换器，所述方法还包括以对称调频驱动模式操作所述第一和第二谐振变换器。
14.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括响应于轻负载状态而以脉冲跳跃模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
15.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，
所述第一高频变换器具有连接到所述第一变压器的第一侧的第一端口并且具有第二端口；
所述第二高频变换器具有连接到所述第二变压器的第一侧的第一端口并且具有第二端口；
所述方法还包括：控制所述交织多桥以并联模式操作，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述交织多桥电路的DC端子处并联从而使得所述DC端子处的第四电压等于所述第一变压器的所述第二侧上的第五电压以及所述第二变压器的所述第二侧上的第六电压。
16.一种交流电AC到直流电DC变换器，其特征在于，包括：
一个或多个AC到DC整流器，各自具有输入端和输出端，其中所述一个或多个AC到DC整流器各自用于响应于其相应的输入端处的AC电压而将DC电压提供到其相应的输出端；
第一高频变换器，具有连接到所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的所述输出端的输入端，所述第一高频变换器具有连接到第一变压器的第一侧的输出端，其中所述第一高频变换器用于响应于来自所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的第一DC电压而将第一输出电压提供到所述第一变压器的所述第一侧；
第二高频变换器，具有连接到所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的所述输出端的输入端，所述第二高频变换器具有连接到第二变压器的第一侧的输出端，其中所述第二高频变换器用于响应于来自所述一个或多个AC到DC整流器中的一个的第二DC电压而将第二输出电压提供到所述第二变压器的所述第一侧；
交织多桥电路，连接到所述第一变压器的第二侧和所述第二变压器的第二侧，其中所述交织多桥电路包括三个或更多个桥并且具有直流电DC输出端；以及
控制器，耦合到所述交织多桥电路、所述第一高频变换器和所述第二高频变换器，其中所述控制器用于以并联模式操作所述交织多桥电路，在所述并联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述DC输出端处并联从而使得所述DC输出端处的第一电压等于所述第一变压器的所述第二侧上的第二电压以及所述第二变压器的所述第二侧上的第三电压
所述控制器用于以串联模式操作，在所述串联模式中，所述第一变压器和所述第二变压器的所述第二侧在所述DC输出端处串联从而使得所述DC输出端处的第四电压是所述第一变压器的所述第二侧上的第五电压和所述第二变压器的所述第二侧上的第六电压的总和。
17.根据权利要求16所述的AC到DC变换器，其特征在于，当控制器以串联模式操作所述交织多桥电路时，所述控制器还用于以全桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
18.根据权利要求17所述的AC到DC变换器，其特征在于，当控制器以所述并联模式操作所述交织多桥电路时，所述控制器还用于以半桥模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
19.根据权利要求16所述的AC到DC变换器，其特征在于，所述第一高频变换器是第一双有源桥DAB并且所述第二高频变换器是第二双有源桥DAB，其中所述控制器还用于以对称相移选通控制模式或双相移控制模式操作所述第一和第二DAB。
20.根据权利要求16所述的AC到DC变换器，其特征在于，所述第一高频变换器是第一电感-电感-电容LLC谐振变换器并且所述第二高频变换器是第二LLC谐振变换器，其中所述控制器还用于以对称调频选通控制模式操作所述第一和第二LLC谐振变换器。
21.根据权利要求16至20中任一项所述的AC到DC变换器，其特征在于，所述控制器还用于响应于轻负载状态而以脉冲跳跃模式操作所述第一高频变换器和所述第二高频变换器。
22.根据权利要求16至20中任一项所述的AC到DC变换器，其特征在于，所述第一高频变换器和所述第二高频变换器各自从相同的AC到DC整流器输入相同的DC电压。
23.根据权利要求21所述的AC到DC变换器，其特征在于，所述第一高频变换器和所述第二高频变换器各自从相同的AC到DC整流器输入相同的DC电压。
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