JP2022128188A - 広帯域ｒｆ電源及び制御方法 - Google Patents

広帯域ｒｆ電源及び制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】キャリア波と変調波との間の周波数及び／又は位相の同期ずれを抑制し、周波数及び位相に同期性を有する正弦波を広帯域で出力する広帯域ＲＦ電源及び制御方法を提供する。【解決手段】広帯域ＲＦ電源１は、広帯域ＲＦ電源が備えるキャリア波生成部は、変調波周波数ｆｓが可変である変調波可変周波数範囲の全範囲を、キャリア波の上下限周波数に基づいて、ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分する。各変調波周波数区間において夫々の変調波周波数区間の対応付けられた整数のＰＷＭパルス数と変調波周波数とにより、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係を満足するキャリア周波数ｆｃの周波数を変化させる。変化した変調波周波数が含まれる各変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数に切り換え、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいてキャリア周波数を可変とすることにより、キャリア波と変調波との間の周波数を同期させ、周期性を満たす。【選択図】図１

Description

本発明は、ＲＦ（Radio Frequency）帯域において正弦波を広帯域で出力する広帯域ＲＦ電源に関する。ＲＦ（Radio Frequency）の周波数帯域は、ＬＦ帯域（３０ｋＨｚ－３００ｋＨｚ）、ＭＦ帯域（３００ｋＨｚ－３ＭＨｚ）、ＨＦ帯域（３ＭＨｚ－３０ＭＨｚ）、ＶＨＦ帯域（３０ＭＨｚ－３００ＭＨｚ）、ＵＨＦ帯域（３００ＭＨｚ－３０ＧＨｚ）を含む。本願発明の広帯域ＲＦ電源では現状においてはＬＦ帯域からＶＨＦ帯域の周波数帯域を利用分野としている。なお、詳細な説明の項においては周波数帯域の一例としてＭＦ帯域及びＨＦ帯域を用いる。
ＲＦ帯域における増幅回路としてアナログ増幅回路とデジタル増幅回路が知られている。アナログ増幅回路はバイアス量によりＡ級、Ｂ級、Ｃ級に分類される。デジタル増幅回路として、ＲＦ帯域における単相方形波インバータによるＤ級増幅回路が知られている。従来、正弦波を出力する広帯域ＲＦ電源ではＡ級－Ｃ級の増幅回路が用いられるが、低効率で損失が大きいため大容量化の点で難点があることが知られている。
ＲＦ帯域における単相ＰＷＭインバータによるＤ級増幅回路は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子の単相フルブリッジ回路により構成されＤ級フルブリッジ増幅器を備える。単相ＰＷＭインバータは、半導体スイッチング素子をオン／オフ切り換え動作させてブリッジ回路をＰＷＭ制御することにより、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置として用いられる。
単相ＰＷＭインバータによる電力変換装置は、変調波をキャリア波と比較することによりオン／オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号によりインバータのスイッチング素子のオン／オフ切り換え動作を制御して正弦波の出力を得る。正弦波の周波数は変調波の周波数に依存するため、変調波の周波数を広帯域で可変とすることにより正弦波の出力の周波数を広帯域で可変とし、変調波の変調率を可変とすることにより出力を可変とすることができる。特許文献１には、正弦波変調ＰＷＭ方式による可変周波数の単相インバータが記載されている。
非特許文献１には、キャリア信号と変調信号でパルスパターンを決定するＰＷＭ（パルス幅変調）について、
（ａ）不要な高調波成分をキャリア波周波数のサイドバンドとして高い周波数域に移動させることができるため、キャリア波周波数と出力の基本波周波数との周波数比率を大きくすることにより波形改善を行うことができること、
（ｂ）ＰＷＭのキャリア波周波数を高くするに従って、不要な高調波成分による負荷の損失増加を軽減することができるが、スイッチング素子のスイッチング損失はスイッチング回数に比例して増加すること
（ｃ）ＰＷＭインバータでは、キャリア波周波数を変調波周波数の整数倍とすることにより、キャリア波周波数が低いために生じるサイドバンドと信号波との干渉を避けることができること
が記載されている。
特許文献２は直流電力を商用交流電力に変換するインバータ装置について、ＰＷＭキャリア信号の周波数を電流指令信号の周波数の整数倍に設定することにより、単相フルブリッジ回路の第１アームと第２アームのスイッチング動作を同期させることができることが記載され、その一例として、ＰＷＭキャリア信号の周波数を２０ｋＨｚ、電流指令信号の周波数を５０Ｈｚに設定する例が示されている。
ＰＷＭインバータにおいて、キャリア波周波数と変調波周波数の関係を表すＮは、スイッチング素子を駆動制御するスイッチングパルスの一周期内におけるパルス数に相当することから整数であることが求められる。
特開昭６４－７５３１６号公報 特開２００１－３２０８８４号公報
「三相正弦波ＰＷＭインバータのための変調信号」電気学会論文誌８ １０５巻 １０号 頁８８０－８８６
ＲＦ帯域において広帯域の正弦波を出力する単相ＰＷＭインバータでは、
（ａ）スイッチング損失を低減すること
及び
（ｂ）単一の出力フィルタにより高調波成分を除去すること
が求められ、単相ＰＷＭインバータを用いたＲＦ電源が解決すべき課題として挙げられる。
上記スイッチング損失の低減の課題、及び単一の出力フィルタによる高調波成分の除去の課題を解決するためには、単相ＰＷＭインバータのスイッチング動作を制御するＰＷＭパルス信号の生成において、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間において周波数及び位相に同期性が求められる。
（周波数の同期性）
周波数の同期性は、キャリア波周波数ｆｃと変調波周波数ｆｓとの間においてｆｃ＝Ｎ・ｆｓ（Ｎは整数）で表される整数倍の関係性であり、キャリア波Ｃの周波数ｆｃを変調波Ｓの周波数ｆｓの整数倍として、両波形間の周波数を同期させる。周波数の同期性は、単相フルブリッジ回路の第１アーム－第４アームのスイッチング動作は同期する。
上記した特許文献２及び非特許文献１では、一定のキャリア波周波数ｆｃに対して変調波周波数ｆｓの変化に応じてＮを変えることによりｆｃ＝Ｎ・ｆｓ（Ｎは整数）の整数倍の関係性を維持している。
（位相の同期性）
位相の同期性は、変調波Ｓの一周期に対してキャリア波Ｃの位相が同期する関係性であり、変調波Ｓの一周期において前半の半周期のキャリア波の信号波形と後半の半周期のキャリア波の信号波形を、変調波Ｓの半周期のπの位相の時点を基準時点として対称とし、両波形間の位相を同期させる。位相の同期性は、変調波Ｓの一周期内の基準点に対するキャリア波Ｃの波形の対称性を担保し、単相フルブリッジ回路の各レグにおけるスイッチング損失を均等化して偏りを抑制する。波形の対称性は、キャリア波Ｃが変調波Ｓに対して奇関数や偶関数であることにより得られる。
奇関数は任意のｘに対してｆ（ｘ）＝－ｆ（－ｘ）を満たす関数であり、基準時点のｘ＝０に対して点対称の対称性を備える。
偶関数は任意のｘに対してｆ（ｘ）＝ｆ（－ｘ）を満たす関数であり、基準時点のｘ＝０に対して前後の時点について対称性を備える。周波数、位相の同期性が得られない場合には、同期ずれとして現れる。
（ａ）周波数の同期ずれ
キャリア波周波数ｆｃを一定として変調波周波数ｆｓを可変とする方式では、ＰＷＭパルス数ＮはＮ＝ｆｃ／ｆｓで表される。キャリア波周波数ｆｃが３００Ｈｚの一定周波数としたときの例では、
（１）変調波周波数ｆｓが６０Ｈｚのときには、ＰＷＭパルス数Ｎは５（＝ｆｃ／ｆｓ＝３００／５０）である。
（２）変調波周波数ｆｓが５０Ｈｚのときには、ＰＷＭパルス数Ｎは６（＝ｆｃ／ｆｓ＝３００／６０）である。
（３）変調波周波数ｆｓが４５Ｈｚのときには、ＰＷＭパルス数Ｎは６．６６６７（＝ｆｃ／ｆｓ＝３００／４５）である。
上記の（１）、（２）はＰＷＭパルス数Ｎが整数となる例である。ＰＷＭパルス数Ｎが整数の条件を満たす場合には、キャリア波周波数ｆｃと変調波周波数ｆｓとは整数倍の関係となるため、キャリア波Ｃと変調波Ｓとは同期する。ＵＰＳなどの固定周波数（ＣＶＣＦ）制御では、キャリア波Ｃと変調波Ｓとを同期させることができる。
これに対して、上記の（３）はＰＷＭパルス数Ｎが整数とならない例である。この例では、キャリア波周波数ｆｃと変調波周波数ｆｓとは整数倍の関係とならないため、デジタル処理によりＰＷＭパルス数を６又は７の整数に設定する。デジタル処理による整数化において、何れの整数を選択するかによってＰＷＭパルス数が変動するため、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間で周波数及び位相に同期ずれが生じる。
本願発明の正弦波の出力の周波数帯域はＲＦ周波数である。このＲＦ周波数の正弦波の出力の同期ずれは商用周波数の周波数帯域における同期ずれとは様相が異なる。商用周波数の周波数帯域では同期ずれは無視できる程度に小さいのに対して、ＲＦ周波数における同期ずれは無視することができないほど大きくなる。
（ａ１）商用周波数の周波数帯域における周波数の同期ずれ
商用周波帯域の周波数帯域では、正弦波の出力に生じる同期ずれは無視できる程度に小さい。例えば、変調波周波数ｆｓが商用周波数の場合には、特許文献２にも示されるように、一般にキャリア波周波数ｆｃは可聴周波数以上の２０ｋＨｚ以上に選定して使用される。キャリア波周波数ｆｃを２１ｋＨｚの固定周波数としたとき、変調波周波数ｆｓが６０ＨｚであればＰＷＭパルス数Ｎは３５０であり整数となるが変調波周波数ｆｓが４５ＨｚであればＰＷＭパルス数ＮはＮ＝ｆｃ／ｆｓ＝２１ｋＨｚ／４５Ｈｚ＝４６６．６７となり整数とならない。このような場合、デジタル処理によりＰＷＭパルス数Ｎを整数化した４６６又は４６７を用いると、キャリア波周波数ｆｃは２０．９７ｋＨｚ又は２１．０２ｋＨｚとなり２１ｋＨｚからの変動幅は小さい。このように、商用周波数の周波数帯域においては、ＰＷＭパルス数が大きいため、周波数の同期ずれは無視できるほど小さくなるため、変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの周波数を同期させる必要性はない。
（ａ２）ＲＦ周波数の周波数帯域における周波数の同期ずれ
一方、本願発明の正弦波の出力が対象とするＲＦ周波数の周波数帯域では、同期ずれは商用周波数の周波数帯域における同期ずれと比較して無視できない程度の大きさとなる。
例えば、キャリア波周波数ｆｃを５０ＭＨｚとしたとき、変調波周波数ｆｓが１０．０ＭＨｚであれば、ＰＷＭパルス数ＮはＮ＝ｆｃ／ｆｓ＝５０ＭＨｚ／１０．０ＭＨｚ＝５となり、変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの間に整数倍Ｎの関係が成り立つ。この状態から変調波周波数ｆｓが１１．０ＭＨｚに変化すると、ＰＷＭパルス数ＮはＮ＝ｆｃ／ｆｓ＝５０ＭＨｚ／１１．０ＭＨｚ＝４．５５となり整数倍とならない。このように整数倍とならない場合には、出力の振幅が変動し低周波のうなり（ｂｅａｔ）が生じる問題がある。
また、ＲＦ周波数の周波数帯域において、商用周波数の周波数帯域と同様に大きなＰＷＭパルス数を用いた場合には周波数ずれは小さくなるが、周波数帯域が高周波帯域であるため、キャリア周波数は非常に高い周波数となる上、大きなＰＷＭパルス数を適用するとスイッチング損失が過大となるため、広域ＲＦ電源として不適当となる。
可変電圧可変周波数制御（ＶＶＶＦ）の可変周波数制御では、一定のキャリア波周波数ｆｃに対して、変調波周波数ｆｓを可変としたときｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係を満たすＮは整数とならない場合がある。インバータ制御ではＮは整数であることが求められるため、デジタル処理によって整数化したＮを用いると、キャリア波周波数は一定のキャリア波周波数ｆｃから変動することになり、キャリア波周波数ｆｃと変調波周波数ｆｓとの周波数を同期させることができない。このように、ＲＦ周波数の周波数帯域では周波数の同期ずれに課題がある。
（ｂ）位相の同期ずれ
また、特定周波数において変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとが同期状態にあったとしても、この特定周波数から変調波周波数ｆｓが可変して同期状態が変化すると、周波数の同期ずれが発生すると共に、変調波Ｓとキャリア波Ｃの位相角は０から２πの範囲で変動して位相に同期ずれが生じる。この位相の同期ずれにより、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間において奇関数や偶関数の関係を保つことができない。
したがって、ＲＦ帯域における可変周波数制御ではキャリア波と変調波Ｓとの間に周波数及び位相に同期ずれが生じるため、周波数又は位相の同期性に課題がある。
本発明は、ＲＦ帯域において広帯域の正弦波を出力する単相ＰＷＭインバータにおいて、（ａ）スイッチング損失を低減すること、及び（ｂ）単一の出力フィルタにより高調波成分を除去してＲＦ帯域において広帯域の正弦波を出力することが求められる。
この課題を解決するために、広帯域ＲＦ電源のＲＦ帯域における可変周波数制御において、単相ＰＷＭインバータのスイッチング動作を制御するＰＷＭパルス信号の生成において、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間において周波数及び位相に同期性が求められる。本発明は、前記課題（ａ），（ｂ）を解決するために、キャリア波と変調波Ｓとの間の周波数及び／又は位相の同期ずれを抑制し、周波数及び位相に同期性を有する正弦波を広帯域で出力することを目的とする。
［広帯域ＲＦ電源］
本発明の広帯域ＲＦ電源は、ＲＦ帯域において出力周波数を広帯域で可変として正弦波を出力する。広帯域ＲＦ電源は、直流電源と、直流電源が供給する直流を交流に変換するＰＷＭインバータと、ＰＷＭインバータをＰＷＭ制御するインバータ制御部と、ＰＷＭインバータのインバータ出力から高調波成分を除去するローパスフィルタを備える。本発明において、広帯域は、ＲＦ帯域の周波数帯域内において、出力の正弦波の周波数範囲の帯域幅が広いことを意味し、ＲＦ帯域においてＬＦ帯域からＶＨＦ帯域の各周波数帯域内の周波数範囲に限定されるものではなく、各周波数帯域をまたがった周波数範囲であってもよい。
本発明のインバータ制御部は、ＰＷＭインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、ＰＷＭ制御のためのＰＷＭパルスを生成に用いるキャリア波を生成するキャリア波生成部とを備える。
キャリア波生成部はキャリア波の生成において、
（ａ）上限周波数及び下限周波数により周波数が限定されたキャリア波可変周波数範囲と、
（ｂ）ＰＷＭパルス数Ｎを対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分される変調波可変周波数範囲と、
を備え、
（ｃ）各変調波周波数区間において、この変調波周波数区間内の変調波周波数ｆｓと変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎとを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを生成する。
キャリア波生成部は、変調波周波数ｆｓを可変とする変調波可変周波数範囲の全範囲を、キャリア波の上下限周波数に基づいて、ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分する。各変調波周波数区間においてそれぞれの変調波周波数区間の対応付けられた整数のＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとにより、ＰＷＭパルス数Ｎを切り換えることによりｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係を満足するキャリア周波数ｆｃの周波数を変化させる。
このように、変調波周波数ｆｓが広帯域で変化した場合であっても、変化した変調波周波数ｆｓが含まれる各変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいてキャリア周波数ｆｃを可変とすることにより、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間の周波数を周期させ、周期性を満たすことができる。
（キャリア波生成部）
キャリア波生成部の一構成は、
（ａ）キャリア波Ｃの上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ及び下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒを設定するキャリア波上下限周波数設定部と、
（ｂ）変調波可変周波数範囲の全範囲を複数の区間に区分し、各ＰＷＭパルス数Ｎと対応付けられた変調波周波数区間を設定する変調波周波数区間設定部と、
（ｃ）各変調波周波数区間において、変調波周波数ｆｓに対するＰＷＭパルス数Ｎを、この変調波周波数ｆｓを含む変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを演算するキャリア波周波数演算部と、
（ｄ）キャリア波周波数演算部で求めたキャリア波周波数ｆｃを有するキャリア波Ｃを出力するキャリア波出力部と、
を備える。
キャリア波生成部の他の構成は、
（ｅ）変調波可変周波数範囲を区分し、ＰＷＭパルス数ＮとこのＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられ設定された複数の変調波周波数区間を記憶する特性データ記憶部と、
（ｆ）特性データ記憶部から入力した変調波周波数ｆｓが含まれる変調波周波数区間、及び対応するＰＷＭパルス数Ｎを読み出す読み出し部と、
（ｃ）各変調波周波数区間において、変調波周波数ｆｓに対するＰＷＭパルス数Ｎを、この変調波周波数ｆｓを含む変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを演算するキャリア波周波数演算部と、
（ｄ）キャリア波周波数演算部で求めたキャリア波周波数ｆｃを有するキャリア波を出力するキャリア波出力部と、
を備える。
（ａ）のキャリア波上下限周波数設定部、及び（ｂ）の変調波周波数区間設定部の構成で得た変調波周波数区間及びＰＷＭパルス数Ｎの特性データを（ｅ）の特性データ記憶部に格納しておき、（ｆ）の読み出し部により（ｅ）の特性データ記憶部から特性データを読み出す。
この構成によれば、キャリア波上下限周波数設定部と変調波周波数区間設定部とによりＰＷＭパルス数ＮとこのＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられ設定された複数の変調波周波数区間の特性データを予め求めておき、求めた特性データを特性データ記憶部に格納しておく。この構成は特性データを既知データとして特性データ記憶部に格納されているため、変調波周波数ｆｓが可変する度に、キャリア波上下限周波数設定部と変調波周波数区間設定部による処理の繰り返して行うことなくキャリア波周波数を取得することができる。
（ＰＷＭ制御部）
ＰＷＭ制御部は、変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較することによりＰＷＭインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭパルスを生成し、生成したＰＷＭパルスでＰＷＭインバータのスイッチング素子のオン／オフを駆動することにより、変調波Ｓの変調波周波数ｆｓに対応した周波数の正弦波を出力する。
本発明において、変調波を可変とする変調波周波数範囲は、ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分される。変調波周波数ｆｓの周波数に対応する変調波周波数区間において、ＰＷＭパルス数Ｎをその変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換える。キャリア波周波数は、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎに対応するキャリア波周波数ｆｃをｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいて求める。
ＲＦ帯域の広帯域周波数範囲を複数の変調波周波数区間に区分し、各変調波周波数区間をＰＷＭパルス数Ｎの切り換えにより選択し、選択した各変調波周波数区間でキャリア波周波数ｆｃを求めることにより、ＲＦ帯域の広帯域において、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間の周波数及び位相の同期ずれが抑制し、周波数及び位相に同期性を有する正弦波を広帯域で出力する。
本発明は、キャリア波上下限周波数設定部によるキャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ及び下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒの設定と、変調波周波数区間設定部による変調波周波数区間の設定により、ＲＦ帯域の広帯域周波数範囲をＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分することができる。
（ＰＷＭパルス数Ｎ）
ＰＷＭパルス数Ｎの偶数要件：
周波数及び位相の同期性から、変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの間はＰＷＭパルス数Ｎによりｆｃ＝Ｎ・ｆsで表される関係を備える。ＰＷＭパルス数Ｎは、変調波Ｓに対するキャリア波Ｃの対称性の要件から偶数とする。
変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃの間に偶数倍の関係を持たせることにより変調波Ｓの１周期において、前半の半周期の波形形状と後半の半周期の波形形状との対称性、及びこれに伴うＰＷＭパルスの対称性を担保し、変調波Ｓの１周期内におけるＰＷＭインバータの各レグのスイッチング損失の偏りを抑制する。
変調波周波数ｆsに対してキャリア波周波数ｆcをｆc＝Ｎ・ｆsとし、キャリア波周波数ｆcを変調波周波数ｆsの偶数Ｎ倍（Ｎは偶数）の関係を持たせることにより、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形に対称性が得られる。
一方、変調波周波数ｆsに対してキャリア波周波数ｆcをｆc＝（Ｎ＋１）・ｆsとし、キャリア波周波数ｆcが変調波周波数ｆsの奇数（Ｎ＋１）倍（Ｎは偶数）の関係にある場合には、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリアＣ波の信号波形とは時間軸に対して反転した関係となるため、対称性が満たされなくなる。
変調波Ｓに対してキャリア波Ｃに対称性を持たせることにより、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形を、変調波Ｓの半周期のπの位相の時点を基準時点として対称とし、各レグにおけるスイッチング損失を均等化して偏りを抑制する。
（各変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎ）
（ａ）変調波Ｓの最大周波数を含む最も高い高周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎとして偶数最小値の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを設定する。
（ｂ）変調波Ｓの低周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎとして高周波数側から低周波数側に向かって順に最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに２を加算した値を設定する。
最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして４を設定した場合には、高周波数側から低周波数側に向かう各変調波周波数区間に対して順に６，８，・・・の値をＰＷＭパルス数Ｎとして設定する。
高周波数側の変調波周波数区間に対して小さなＰＷＭパルス数Ｎを設定し、低周波数側の変調波周波数区間に対して大きなＰＷＭパルス数Ｎを設定することにより、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係から各変調波周波数区間におけるキャリア周波数ｆｃを、キャリア波の上下限周波数間に含まれるキャリア周波数範囲内に納めることができる。
（キャリア波上下限周波数設定部）
キャリア波上下限周波数設定部は、キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒを設定する。また、キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒは、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとｆｓ－ｍａｘの積によりを設定し、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒはキャリア波上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒとＮｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）との積により設定する。
（変調波周波数区間設定部）
変調波周波数区間設定部は、変調波可変周波数範囲を複数の変調波周波数区間に区分し設定する際、
（ａ）変調波周波数区間のキャリア波周波数ｆｃを上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合は、上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒを用いて変調波周波数区間Ｎの最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)及び最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)を定める。最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)はｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎにより定められ、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)はｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／（Ｎ＋２）で定められる。
（ｂ）変調波周波数区間のキャリア波周波数ｆｃを下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合は、Ｎ＞Ｎｍｉｎにおいて下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒの値を用いてｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)とｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)を定める。変調波周波数区間Ｎの最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)はｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎで定められ、最大変調波周波数ｆｓ－ｍax(Ｎ)はｆｓ－ｍax(Ｎ)＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ-２）で定められる。
全変調波周波数区間数Ｎの個数について、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合と上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作とを比較すると、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒの周波数値は上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒの周波数値よりも小さいことから、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合の全変調波周波数区間数Ｎは上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させた場合よりも少なくなる。
（ローパスフィルタのカットオフ周波数）
ＰＷＭインバータのインバータ出力には基本波成分の正弦波と共に高調波成分が含まれる。ローパスフィルタはインバータ出力に含まれる高調波成分を除去し、基本波成分の正弦波を出力する。ローパスフィルタのカットオフ周波数は、基本波正弦波周波数を通過させ、高調波周波数を遮断する周波数である。高調波周波数は高調波次数ｎと変調波周波数ｆｓとの積（ｎ・ｆｓ）で表される。
ＰＷＭパルス数Ｎと、ＰＷＭインバータによって発生する変調波Ｓの高調波の次数ｎとの間には、変調波周波数ｆｓが高くＰＷＭパルス数Ｎが小さい場合には高調波は低次数から発生し、変調波周波数ｆｓが低くＰＷＭパルス数Ｎが大きい場合には高調波は高次数側に発生する。
したがって、高い変調波周波数ｆｓに対しては低次数側の高調波周波数を遮断する周波数、低い変調波周波数ｆｓに対しては高次数側の高調波周波数を遮断する周波数の何れか低い周波数をローパスフィルタのカットオフ周波数として設定する。
変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎｍｉｎ)は、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに（（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を乗算して得られる値である。
（ａ）最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘと、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに対応付けられた最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎにより発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ）に（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）を乗算して得られる周波数値（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））をカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補とする。例えば、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして４を選択したときの最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは３であり、カットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補は（３・ｆｓ－ｍａｘ・（２／３））となる。
（ｂ）最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎと、この変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎにより発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積で得られる周波数値（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）をカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補とする。例えば、この変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎが１４のときの最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは２３であり、カットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆは（２３・ｆｓ－ｍｉｎ）となる。
（ｃ）カットオフ周波数の選択
最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の変調波周波数ｆｓのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）と、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎとの比較において、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘとｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎとの比Ｋを
Ｋ＝ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ／ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ
＝（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））／（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）とすると、
Ｋ＜１のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）をカットオフ周波数として選択し、
Ｋ≧1のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎをカットオフ周波数として選択する。
［広帯域ＲＦ電源の制御方法］
本発明の広帯域ＲＦ電源の制御方法は、ＰＷＭインバータにおいて変調波Ｓとキャリア波Ｃを比較することにより、ＲＦ帯域において、正弦波の出力周波数を広帯域で可変に出力する広帯域ＲＦ電源を制御する制御方法である。なお、変調波Ｓとキャリア波Ｃとの比較は電圧あるいは電流に基づいて行うことができる。
（キャリア波の生成）
キャリア波の生成は、
（ａ）キャリア波の上限周波数及び下限周波数を設定するキャリア波上下限周波数設定工程と、
（ｂ）変調波可変周波数範囲の全範囲を各ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分して設定する変調波周波数区間設定工程と、
（ｃ）変調波周波数ｆｓにおいて、この変調波周波数ｆｓを含む変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとからｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを演算するキャリア波周波数演算工程と、
（ｄ）キャリア波周波数演算工程で求めたキャリア波周波数ｆｃのキャリア波を出力するキャリア波出力工程と、
（ｅ）変調波周波数ｆｓの変調波Ｓとキャリア波生成工程で生成したキャリア波Ｃとを電圧比較し、ＰＷＭインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス出力工程と、
（ｆ）変調波周波数ｆｓに対応した出力周波数を有する正弦波を出力する出力工程を備える。
（キャリア波上下限周波数設定工程）
キャリア波上下限周波数設定工程は、
（ａ）最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとｆｓ－ｍａｘの積によりキャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒを設定し、
（ｂ）キャリア波上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））との積によりキャリア波の下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒを設定する。
（変調波周波数区間設定工程）
変調波周波数区間設定工程は、
（ａ）複数の変調波周波数区間において、変調波Ｓの最大周波数を含む高周波数側の変調波周波数区間においては、その変調波Ｓの最大周波数をその変調波周波数区間の最大周波数とする。
（ｂ）複数の変調波周波数区間において、変調波Ｓの最小周波数を含む低周波数側の変調波周波数区間においては、その変調波Ｓの最小周波数をその変調波周波数区間の最小周波数とする。
（ｃ）下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させて全変調波周波数区間数を少なくする場合は、各変調波周波数区間において、その区間のＰＷＭパルスＮとその区間の変調波最小周波数との積がキャリア波下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒになる様に選定する。
（ｄ）上限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合は、各変調波周波数区間において、その区間のＰＷＭパルスＮとその区間の変調波最大周波数との積がキャリア波上限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒになる様に選定する。
（ＰＷＭパルス数Ｎ）
変調波Ｓの最大周波数を含む最も高い高周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎを偶数最小値の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとし、低周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎを、高周波数側から低周波数側に向かって順に最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに２を加算した値とする。最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして“４”を設定した場合には、高周波数側から低周波数側に向かう各変調波周波数区間に対して順に６，８，・・・の値をＰＷＭパルス数Ｎとして設定する。
（最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの設定）
最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの設定を、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対してスイッチング損失が増加する増加特性と、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対して高調波発生量が減少する減少特性との両者の増減特性の均衡に基づいて行う。
（出力工程）
出力工程は、ＰＷＭインバータのインバータ出力から高調波成分を除去するローパスフィルタのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆを、
（ａ）最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘと、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに対応付けられた最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎにより発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ）に（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）を乗算して得られる周波数値（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）））と、
（ｂ）最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎと、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎに対応付けられたこの変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎにより発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積で得られる周波数値（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）と、
の何れか小さい周波数値により定める。
（効果）
本発明は、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間の周波数及び／又は位相の同期ずれを抑制し、周波数及び／又は位相について同期性を保持させることにより、ＲＦ帯域で広帯域の正弦波を出力することができるという効果を奏する他、ＲＦ帯域におけるスイッチング損失を低減する効果、及び単一の出力フィルタにより高調波成分を除去してＲＦ帯域で広帯域の正弦波を出力する効果を奏する。
（スイッチング損失）
変調波Ｓに対してキャリア波Ｃの対称性を持たせることにより、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形を、変調波Ｓの半周期のπの位相の時点を基準時点として対称とし、各レグにおけるスイッチング損失を均等化して偏りを抑制する。
変調波Ｓに対するキャリア波の対称性は、変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃの間に偶数倍の関係を持たせること、及びキャリア波Ｃを奇関数波形又は偶関数波形とすることにより得ることができる。
（単一の出力フィルタ）
正弦波の出力に含まれる高調波を除去するローパスフィルタのカットオフ周波数は上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒに依拠して定まるため、上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒを設定することによりカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆを抑制することができ、このカットオフ周波数を用いたローパスフィルタにより広帯域の正弦波の出力に含まれる高調波を単一の出力フィルタで除くことができる。
以上説明したように、本発明によれば、広帯域ＲＦ電源のＲＦ帯域における可変周波数制御において、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間の周波数及び位相の同期ずれを抑制し、周波数及び位相に同期性を有する正弦波を広帯域で出力することができる。
本発明は、高周波帯域における正弦波においてＰＷＭインバータによるスイッチング損失を抑制し、高周波帯域の正弦波を出力する高周波帯域運転を行うことができる。
本発明は、広帯域における正弦波の出力において、広帯域の全周波数域において単一の出力フィルタにより高調波成分を除去して正弦波を出力する広帯域運転を行うことができる。
本発明の広域ＲＦ電源の概略構成を説明するための概略構成図である。 ＰＷＭインバータ及びローパスフィルタの一構成例を説明するための回路例である。 下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合の例で、広帯域における周波数同期性について説明するための図である。 最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの設定を説明するための図である。 変調波Ｓに対するキャリア波の奇関数及び偶関数の特性を説明するための図である。 本発明のキャリア波生成部の構成例を説明するための図である。 本発明の広域ＲＦ電源の構成例１の動作例を説明するためのフローチャートである。 本発明の広域ＲＦ電源の構成例２の動作例を説明するためのフローチャートである。 本発明の広域ＲＦ電源の図７のＳ１からＳ７の工程をより詳細に説明するためのフローチャートである。 本発明の広域ＲＦ電源の図７のＳ１からＳ７の工程をより詳細に説明するためのフローチャートである。 本発明の広域ＲＦ電源の図７のＳ１からＳ７の工程をより詳細に説明するためのフローチャートである。 本発明の広域ＲＦ電源の図７のＳ１からＳ７の工程をより詳細に説明するためのフローチャートである。 キャリア波Ｃと変調波Ｓの関係を説明するための図である。 ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係を説明するための図である。 ローパスフィルタのカットオフ周波数を説明するための図である。 ＤＣリンク電圧制御の構成例を説明するための図である。 ＰＷＭ制御による電圧制御の構成例を説明するための図である。
以下、図１－図６を用いて本発明の電源（広帯域ＲＦ電源）の概略及び同期性について説明し、図７－図１２を用いて動作例を説明し、図１３―図１５を用いて本発明の電源のスイッチング損失及びローパスフィルタのカットオフ周波数について説明し、図１６、図１７を用いて電圧制御の構成例を説明する。
［本発明の広域ＲＦ電源の概略構成］
図１は本発明の広域ＲＦ電源の概略構成を説明するための概略構成図である。図１において、電源（広帯域ＲＦ電源）１は、直流電圧を出力する直流電源２と、直流電源２が供給する直流電圧Ｖｄをインバータ出力ＶｉｎＶに変換し、トランスＴｒで電圧変換した出力Ｖ2を出力するＰＷＭインバータ３と、ＰＷＭインバータ３が出力するトランスＴｒの出力Ｖ2の高調波成分を除去するローパスフィルタ４と、ＰＷＭインバータ３をＰＷＭ制御するインバータ制御部５を備える。インバータ制御部５はＰＷＭ制御部６とキャリア波生成部７を備える。なお、直流電源２は直流電圧を直接に出力する電源の他、交流電圧を整流した直流電圧を出力する電源を用いても良い。
キャリア波生成部７は、
（ａ）上限周波数及び下限周波数で周波数範囲が限定されたキャリア波可変周波数範囲と、
（ｂ）ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分される変調波可変周波数範囲と、
を備え、
（ｃ）各変調波周波数区間において、この変調波周波数区間内の変調波周波数ｆｓと変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎとを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて定まるキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを生成する。
ＰＷＭ制御部６は、キャリア波生成部７が生成したキャリアＣと変調波Ｓとを比較してＰＷＭインバータ３をＰＷＭ制御するＰＷＭパルスを生成する。ＰＷＭインバータ３は、ＰＷＭパルスに基づいて直流電圧Ｖｄをインバータ変換してインバータ出力Ｖｉｎｖを生成する。
ＰＷＭインバータ３が備えるトランスＴｒによりインバータ出力Ｖｉｎｖを出力Ｖ２に変換して出力する。インバータ出力Ｖｉｎｖには基本波成分の正弦波と高調波成分が含まれており、ローパスフィルタ４はＰＷＭインバータ３が出力するトランスＴｒの出力Ｖ２に含まれる高調波成分を除去し、基本波成分の正弦波を出力する。ローパスフィルタ４のカットオフ周波数ｆ―ｃｕｔｏｆｆは、基本波の正弦波周波数を通過させ、高調波周波数を遮断する周波数であり、高調波次数ｎと変調波周波数ｆｓとの積（ｎ・ｆｓ）で表される。
ＰＷＭインバータ３において、ＰＷＭパルス数Ｎと、パルス信号によるオン／オフ動作によって発生する変調波Ｓの高調波次数ｎとの間には、変調波周波数ｆｓが高くＰＷＭパルス数Ｎが小さい場合には高調波は低次数から発生し、変調波周波数ｆｓが低くＰＷＭパルス数Ｎが大きい場合には高調波は高次数側に発生する関係がある。
したがって、高い変調波周波数ｆｓに対して設定される低次数の高調波を遮断する周波数と、低い変調波周波数ｆｓに対して設定される高次数の高調波を遮断する周波数との何れか低い周波数をローパスフィルタのカットオフ周波数ｆ-ｃｕｔｏｆｆとして設定する。
最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間のカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）と、最小変調波周波数のカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎとの比較において、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘとｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎとの比Ｋを
Ｋ＝ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ／ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ
＝（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）））／（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）とすると、
（ａ）Ｋ＜１のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）をカットオフ周波数として選択し、
（ｂ）Ｋ≧1のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎをカットオフ周波数として選択する。
なお、変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間において、最も小さい最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎは、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を乗算して得られる値であり、Ｎｍｉｎは最小ＰＷＭパルス数Ｎである。
図２はＰＷＭインバータ３及びローパスフィルタ４の一構成例を説明するための回路例を示している。
ＰＷＭインバータ３はＤ級フルブリッジ増幅器３０を備える。Ｄ級フルブリッジ増幅器３０は単相フルブリッジ回路Ｂｒ及び出力トランスＴｒを備え、直流電源の直流電圧Ｖｄを単相フルブリッジ回路Ｂｒはスイッチング動作によりインバータ変換してインバータ出力Ｖｉｎｖを生成し、出力トランスＴｒはＰＷＭパルス波形の出力Ｖ２を出力する。単相フルブリッジ回路Ｂｒは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の４つのスイッチング素子を備え、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列回路を一方のレグとし、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の直列回路を他方のレグとして単相ブリッジ回路を構成する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の高電圧側には直流電源の高電圧側が接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の低電圧側には直流電源の低電圧側が接続され、一方のレグの点Ｘ及び他方のレグの点Ｙを出力トランスＴｒの入力側に接続する。ＰＷＭインバータ３は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオン／オフ動作をＰＷＭパルスにより切り換えることにより直流電圧Ｖｄを交流電圧Ｖｉｎｖにインバータ変換する。
ＰＷＭインバータ３によりインバータ変換された交流電圧Ｖｉｎｖは出力トランスＴｒにより交流電圧Ｖ２に電圧変換される。ローパスフィルタ４は出力トランスＴｒの出力側に接続され、ＰＷＭパルス波形の交流電圧の出力Ｖ２を入力する。ローパスフィルタ４は、例えば、インダクタＬとキャパシタＣａのＬＣ回路で構成され、ＰＷＭパルス波形の交流電圧の出力Ｖ２に含まれる高調波成分を除去し、得られた正弦波の出力Ｖｏｕｔを負荷Ｒに供給する。
（Ａ）広帯域における周波数同期性
本発明において、ＲＦ帯域の広帯域周波数範囲を複数の変調波周波数区間に区分し、各変調波周波数区間をＰＷＭパルス数Ｎの切り換えにより選択し、選択した各変調波周波数区間でキャリア波周波数ｆｃを求めることにより、ＲＦ帯域の広帯域において、キャリア波Ｃと変調波Ｓとの間の周波数及び位相の同期ずれが抑制され、周波数及び位相に同期性を有する正弦波を広帯域で出力する。
変調波周波数ｆｓが可変である変調波可変周波数範囲の全範囲を、キャリア波の上下限周波数に基づいて、ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分する。各変調波周波数区間においてそれぞれの変調波周波数区間の対応付けられた整数のＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとにより、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係を満足するキャリア周波数ｆｃの周波数を変化させる。
このように、変調波周波数ｆｓが広帯域で変化した場合であっても、変化した変調波周波数ｆｓが含まれる各変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいてキャリア周波数ｆｃを可変とすることにより、キャリア波と変調波Ｓとの間の周波数を周期させ、周期性を満たすことができる。
図３を用いて、広帯域における周波数同期性について説明する。図３はキャリア周波数ｆｃを下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合の例を示している。本発明において、変調波を可変とする変調波可変周波数範囲を、ＰＷＭパルス数Ｎが対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分する。図３において、変調波可変周波数範囲［ｆｓ－ｍａｘ，ｆｓ－ｍｉｎ］は、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘと最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎとの範囲であり、広域ＲＦ電源が出力する正弦波の周波数範囲に基づいて必要に応じて任意に設定することができる。なお、変調波可変周波数範囲［ａ，ｂ］は周波数範囲を表し、ａとｂとの間にはａ＞ｂの大小関係があるものとする。
ＲＦ（Radio Frequency）の周波数帯域は、ＬＦ帯域（３０－３００ｋＨｚ）、ＭＦ帯域（３００ｋＨｚ－３ＭＨｚ）、ＨＦ帯域（３ＭＨｚ－３０ＭＨｚ）、ＶＨＦ帯域（３０ＭＨｚ－ｋ）、ＵＨＦ帯域（３００ＭＨｚ－３０ＧＨｚ）であるが、図３は変調波可変周波数範囲［ｆｓ－ｍａｘ，ｆｓ－ｍｉｎ］の一例であり、例えば変調波可変周波数範囲をＭＦ帯域及びＨＦ帯域において［１３．５６ＭＨｚ，２．５９ＭＨｚ］としている。
図３（ａ）は変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの関係を示し、図３（ｂ）は変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎとの関係を示している。
（ａ）変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの関係：
図３（ａ）に示す変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの関係において、キャリア波周波数ｆｃの上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒを設定する。
（ａ１）キャリア波上下限周波数の設定
キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒを、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとｆｓ－ｍａｘの積により設定し、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒをキャリア波上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒとＮｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）との積により設定する。
（ａ２）変調波周波数区間の設定
変調波周波数区間の設定は、複数の変調波周波数区間において、
（１）変調波の最大周波数を含む高周波数側の変調波周波数区間においては、その変調波の最大周波数ｆｓ－ｍａｘをその変調波周波数区間の最大周波数として設定する。
（２）変調波周波数区間のキャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させて全変調波周波数区間数を少なくする場合は、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒの値を用いてｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)とｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)を定める。N＞Ｎｍｉｎにおいて、変調波周波数区間Ｎの最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)をｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎにより設定し、変調波周波数区間Ｎの最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)をｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２）により設定する。
（３）変調波周波数区間のキャリア波周波数を上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合は、上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒを用いて変調波周波数区間Ｎの最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)及び最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)を定める。変調波周波数区間Ｎの最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)をｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎにより設定し、変調波周波数区間Ｎの最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)をｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／（Ｎ＋２）により設定する。
キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ及び下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒの設定と、変調波周波数区間の設定により、ＲＦ帯域の広帯域周波数範囲をＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分する。
変調波周波数ｆｓに対応する各変調波周波数区間において、その変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎに対応するキャリア波周波数ｆｃをｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいて求める。
変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間は［ｆｓ－ｍａｘ，ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）］である。キャリア波周波数ｆｃは上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ＝Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）との周波数区間により設定される。この変調波周波数区間に含まれる変調波周波数ｆｓに対するキャリア波周波数ｆｃは、変調波周波数区間に対応で受けられたＰＷＭパルス数Ｎ＝Ｎｍｉｎを用いてｆｃ＝Ｎｍｉｎ・ｆｓに基づいて定まる周波数となる。なお、［ａ，ｂ］で示した変調波周波数区間は、ａは高周波数を示しｂは低周波数を示している。以下の説明においても同様としている。
キャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合のＮ＞Ｎｍｉｎにおける変調波周波数区間は［ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２），ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎ］であり、キャリア波周波数を上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合の変調波周波数区間は［ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎ，ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／（Ｎ＋２）］である。この変調波周波数区間に含まれる変調波周波数ｆｓに対するキャリア波周波数ｆｃは、変調波周波数区間に対応で受けられたＰＷＭパルス数Ｎを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいて定まる周波数となる。
（ｂ）変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎとの関係：
（ｂ１）ＰＷＭパルス数Ｎ
図３（ｂ）は変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎとの関係を示し、変調波Ｓの最大周波数を含む高周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎを偶数最小値の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとし、各変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎを、低周波数側の変調波周波数区間に向かって最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに順に２を加算していく。最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして“４”を設定した場合には、高周波数側から低周波数側に向かう各変調波周波数区間に対して順に６，８，・・・の値をＰＷＭパルス数Ｎとして設定する。
（ｂ２）ＰＷＭパルス数Ｎの偶数要件：
周波数及び位相の同期性から、変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃとの間はＰＷＭパルス数Ｎによりｆｃ＝Ｎ・ｆsで表される関係を備える。ＰＷＭパルス数Ｎは、変調波Ｓに対するキャリア波Ｃの対称性の要件から偶数とする。
変調波周波数ｆｓとキャリア波周波数ｆｃの間に偶数倍の関係を持たせることにより変調波Ｓの１周期において、前半の半周期の波形形状と後半の半周期の波形形状との対称性、及びこれに伴うＰＷＭパルスの対称性を担保し、変調波Ｓの１周期内におけるＰＷＭインバータの各レグのスイッチング損失の偏りを抑制する。
変調波周波数ｆsに対してキャリア波周波数ｆcをｆc＝Ｎ・ｆsとし、キャリア波周波数ｆcを変調波周波数ｆsの偶数倍（Ｎ倍：Ｎは偶数）の関係を持たせることにより、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形に対称性が得られる。
一方、変調波周波数ｆsに対してキャリア波周波数ｆcをｆc＝（Ｎ＋１）・ｆsとし、キャリア波周波数ｆcが変調波周波数ｆsの奇数倍（（Ｎ＋１）倍：Ｎは偶数）の関係にある場合には、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形とは時間軸に対して反転した関係となるため、対称性が満たされなくなる。
変調波Ｓに対してキャリア波Ｃに対称性を持たせることにより、変調波Ｓの１周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形を、変調波Ｓの半周期のπの位相の時点を基準時点として対称とし、インバータ出力のＰＷＭ波形の前半半周期と後半半周期の対称性を維持する。
変調波Ｓに対してキャリア波Ｃに対称性を持たせることによりインバータ出力のＰＷＭ波形の前半半周期と後半半周期の対称性は維持される。キャリア波Ｃが奇関数である場合と偶関数である場合とではスイッチング損失の偏り抑制が相違する。キャリア波Ｃが奇関数の場合には、各レグのゲート信号のデューティー比は５０％となるため、各レグにおけるスイッチング損失は均等化され、スイッチング損失の偏りを抑制される。一方、キャリア波Ｃが偶関数の場合には、各レグのゲート信号のデューティー比は５０％とならないため、各レグにおけるスイッチング損失は不均等となり、スイッチング損失の偏りは抑制されない。
（ｂ３）最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの設定
最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを、最小パルス数Ｎｍｉｎの増加に対するスイッチング損失の増加特性と、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対する高調波発生量の減少特性との両者の増減特性の均衡に基づいて選定する。
ＲＦ帯域の単相インバータではスイッチング損失を低減して高効率を得るために、ＰＷＭパルス数Ｎを小さくすることが求められる。ＰＷＭパルス数Ｎは変調波周波数が低周波数ほど大きくなるため、高周波数側の変調波最大周波数におけるＰＷＭパルス数Ｎを小さくなるように最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを選定する必要がある。一方、ＰＷＭパルス数Ｎが小さくなるほどインバータ出力に含まれる高調波発生量は大きくなるため、インバータ出力に含まれる高調波発生量を減少させるために、高周波数側においてＰＷＭパルス数Ｎが大きくなる最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを選定する必要がある、
したがって、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎはスイッチング損失を低減するための低数値化と、高調波発生量の低減するための高数値化とのトレードオフの関係があるため、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎはこのトレードオフの関係を均衡するように選定する。また、ＰＷＭパルス数Ｎは波形の対称性から偶数であることが求められる。
図４は最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの選定例を説明するための図である。図４において、横軸は最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎであり、縦軸はスイッチング損失及び高調波発生量であり、図中の実線はスイッチング損失を示し、破線は高調波発生量を示している。なお、スイッチング損失及び高調波発生量の変化特性は説明の上から模式的に示したものであり、必ずしも実際の特性を示すものではない。
スイッチング損失は最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに対して増加特性を示し、高調波発生量は最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに対して減少特性を示しており、両特性が交差する点により最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを選定することができる。例えば、スイッチング損失がＳＷ１で表される特性を示し、高調波発生量がＨＩ１で表される特性を示す場合には、両特性が交差する点Ｐ１はスイッチング損失及び高調波発生量が共に小さくなる。スイッチング損失と高調波発生量のトレードオフの点Ｐ１の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎは“４”となり、この値を最小パルス数Ｎｍｉｎとして選定する。
スイッチング損失の特性がＳＷ１の不変の状態において、高調波発生量がＨＩ２で表される特性に変化した場合には、その交差点Ｐ２からスイッチング損失と高調波発生量のトレードオフの点の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎは“６”が選定される。
また、高調波発生量の特性がＨＩ２の不変の状態において、スイッチング損失がＳＷ２で表される特性に変化した場合には、その交差点Ｑ１から最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎは“４”が選定される。
同様に、スイッチング損失の特性ＳＷ１，ＳＷ２、及び高調波発生量の特性ＨＩ１，ＨＩ２，ＨＩ３の何れの特性を有するかにより、これらの交差点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３、及びＱ０，Ｑ１，Ｑ２により最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎが選定される。
そこで、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの設定において、ここでは２，４，６を最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの候補として好適な最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを選定する。
（１）最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして偶数最小値の“２”を選定すると、スイッチング損失は最小となるが、ｆｃ－ｌｏｗｅｒ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／２からキャリア波周波数ｆｃの可変範囲は最大となり、高調波が最大となるため、変調波Ｓの可変周波数制御時に最大のローパスフィルタを用いて高調波を除去する必要がある。
（２）最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして“Ｎｍｉｎ＝６”を選定すると、“Ｎｍｉｎ＝４”よりもスイッチング損失は大となるが、高調波が小となるため、変調波Ｓの可変周波数制御時に“Ｎｍｉｎ＝４”よりも小型のローパスフィルタを用いて高調波を除去することができる。
（３）最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして“４”を選定した場合には、“２”の場合と“６”の場合の均衡をとる特性となるため、２，４，６を最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの候補とした場合には“４”を好適な最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして選定する。
（ｂ４）変調波周波数区間とＰＷＭパルス数との対応付け
図３（ｂ）に示す変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎとの関係において、ＰＷＭパルス数Ｎは各変調波周波数区間に対応して設定される。
ＰＷＭパルス数Ｎは、高周波数側の変調波周波数区間から低周波数側の変調波周波数区間に向かってＰＷＭパルス数Ｎに“２”を順に加算した値により設定される。なお、ＰＷＭパルス数Ｎはキャリア波の対称性から偶数の整数であるため、各変調波周波数区間に設定されるＰＷＭパルス数Ｎも偶数の整数となる。
最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間（Ｎｍｉｎ区間）に設定されるＰＷＭパルス数Ｎは最小のＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎであり、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎを含む変調波周波数区間（Ｎｍａｘ区間）に設定されるＰＷＭパルス数Ｎは最小のＰＷＭパルス数Ｎｍａｘであり、キャリア波の対称性から偶数の整数である。
（ｂ５）変調波周波数区間の設定
上記した関係から、変調波周波数の最大周波数ｆｓ－ｍａｘのＰＷＭパルス数Ｎを最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとすれば、ｆｃ―ｕｐｐｅｒ＝Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ、ｆｃ―ｌｏｗｅｒ＝ｆｃ―ｕｐｐｅｒ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）である。
下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合は、ｆｃ－ｌｏｗｅｒの値を用いてｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)とｆｓ－ｍａｘ(Ｎ)を定める。上記の関係により、キャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合のＰＷＭパルス数Ｎに対する変調波周波数ｆｓが可変とする周波数区間は以下で表される。
Ｎ＝Ｎｍｉｎの区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｕｐｐｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ］
Ｎ＝Ｎｍｉｎ＋２の区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／（Ｎｍｉｎ＋２）］
Ｎ＞Ｎｍｉｎの区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２），ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎ］
上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合は、ｆｃ－ｕｐｐｅｒの値を用いてｆｓ－ｍax(Ｎ)とｆｓ－ｍｉｎ(Ｎ)を定める。上記の関係により、キャリア波周波数を上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合のＰＷＭパルス数Ｎに対する変調波周波数ｆｓが可変とする周波数区間は以下で表される。
Ｎ＝Ｎｍｉｎの区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｕｐｐｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ］
Ｎ＝Ｎｍｉｎ＋２の区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｕｐｐｅｒ／（Ｎｍｉｎ＋２），ｆｃ―ｕｐｐｅｒ／（Ｎｍｉｎ＋４）］
Ｎ＞Ｎｍｉｎの区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｕｐｐｅｒ／Ｎ，ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／（Ｎ＋２）］
以下、キャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合のキャリア波周波数ｆｃが下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒと上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒで制限された最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎにおける変調波可変周波数範囲の一例を以下の表１に示す。表１に示す変調波可変周波数範囲は、ＲＦ（Radio Frequency）の周波数帯域において、ＨＦ帯域（３ＭＨｚ－３０ＭＨｚ）及びＶＨＦ帯域（３０ＭＨｚ－３００ＭＨｚ）に相当する周波数帯域の例である。変調波可変周波数範囲は一例であって、この例に限られるものではない。
Figure 2022128188000002
各変調波周波数区間はＰＷＭパルス数Ｎと対応付けられ、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係が維持される。変調波周波数区間が１３．５６ＭＨｚ≧ｆｓ≧９．０４ＭＨｚの周波数範囲では、ＰＷＭパルス数Ｎは“４”が対応付けられ、変調波周波数区間が３．０２ＭＨｚ≧ｆｓ≧２．５９ＭＨｚの周波数範囲では、ＰＷＭパルス数Ｎは“１４”が対応付けられ、変調波周波数ｆｓによってＰＷＭパルス数Ｎを切り換える。
（ｂ５）各変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎ
（１）変調波Ｓの最大周波数を含む最も高い高周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎは偶数最小値の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎである。
（２）低周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎは、高周波数側から低周波数側に向かって順に最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに２を加算した値である。
各変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎは、高周波数側の変調波周波数区間に最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを設定し、低周波数側の変調波周波数区間に向かって最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに順に２を加算することで設定する。
最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして４を設定した場合には、高周波数側から低周波数側に向かう各変調波周波数区間に対して順に６，８，・・・の値をＰＷＭパルス数Ｎとして設定する。
高周波数側の変調波周波数区間に対して小さなＰＷＭパルス数Ｎを設定し、低周波数側の変調波周波数区間に対して大きなＰＷＭパルス数Ｎを設定することにより、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係から各変調波周波数区間におけるキャリア周波数ｆｃを、キャリア波の上下限周波数間に含まれるキャリア波可変周波数範囲内に納めることができる。
（ｃ）変調波周波数ｆｓとスイッチング損失との関係：
スイッチング損失ＬｏｓｓはＰＷＭパルス数Ｎの単位時間内におけるスイッチング回数ｎｓｗに依拠する。したがって、スイッチング損失Ｌｏｓｓは、ＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとの積（ｎｓｗ＝Ｎ・ｆｓ）に基づいて評価することができる。
（Ｂ）広帯域における位相同期性
本発明において、キャリア波Ｃを変調波Ｓに対して奇関数あるいは偶関数とすることにより、変調波Ｓの一周期内の基準点に対するキャリア波Ｃの波形の対称性を担保し、インバータ出力のＰＷＭ形の前半半周期と後半半周期の対称性を維持する。
（ａ）キャリア波の波形特性
キャリア波は、奇関数波形又は偶関数波形である。奇関数は任意のｘに対してｆ（ｘ）＝－ｆ（－ｘ）を満たす関数であり、基準時点のｘ＝０に対して点対称の対称性を備える。奇関数波形として、例えば、正弦波波形や三角波波形がある。
一方、偶関数は任意のｘに対してｆ（ｘ）＝ｆ（－ｘ）を満たす関数であり、基準時点のｘ＝０に対して前後の時点について対称性を備える。
キャリア波を奇関数波形又は偶関数波形とすることにより、キャリア波Ｃを変調波Ｓに対して対称な波形とすることができ、ＰＷＭインバータを形成するブリッジ回路において、対称性を有するキャリア波Ｃを用いることより、半周期毎に切り換わるインバータ出力のＰＷＭ電圧波形は対称となる。
図５（ａ）はキャリア波が変調波Ｓに対して奇関数である場合を示し、図５（ｂ）はキャリア波が変調波Ｓに対して偶関数である場合を示し、実線及び一点鎖線で示された互いに１８０°位相が反転した変調波Ｓと、破線で示されたキャリア波Ｃとを示している。なお、ここでは、ＰＷＭパルス数Ｎが２の場合を示している。
ＰＷＭパルスは変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較することにより生成される。図５（ａ）及び図５（ｂ）において、ＰＷＭインバータが備えるブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１－スイッチング素子Ｑ４のゲート信号を示している。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３、及びスイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４は、ブリッジ回路の２つのレグを互いに逆相で導通させる関係にある。
図５（ａ）の奇関数の場合、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号とスイッチング素子Ｑ３のゲート信号とを比較すると、変調波Ｓの半周期であるπに対して波形が互いに対称の関係となる。スイッチング素子Ｑ１のゲート信号とスイッチング素子Ｑ２のゲート信号とは反転した関係にあり、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号とスイッチング素子Ｑ４のゲート信号とは反転した関係にあるため、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号とスイッチング素子Ｑ４のゲート信号についても変調波Ｓの半周期であるπに対して波形が互いに対称の関係となる。この波形の対称性は、変調波Ｓの一周期において前半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形と後半の半周期のキャリア波Ｃの信号波形を、変調波Ｓの半周期のπの位相の時点を基準時点として対称の関係とし、両波形間の位相を同期させる。
変調波Ｓに対してキャリア波Ｃに対称性を持たせることによりインバータ出力のＰＷＭ波形の前半半周期と後半半周期の対称性は維持される。この対称性において、キャリア波Ｃが奇関数波形の場合と偶関数波形の場合とではスイッチング損失の均等性が異なる。
キャリア波Ｃが奇関数の場合には、各レグのゲート信号のデューティー比は５０％となるため、各レグにおけるスイッチング損失は均等化され、スイッチング損失の偏りを抑制される。一方、キャリア波Ｃが偶関数波形の場合には、各レグのゲート信号のデューティー比は５０％とならないため、各レグにおけるスイッチング損失は不均等となり、スイッチング損失の偏りは抑制されない。
本発明における可変周波数制御はキャリア波周波数ｆｃを一定値に保つのではなく、ＰＷＭパルス数Ｎの切り換えによって、変動範囲の上限周波数と下限周波数を定めたキャリア波周波数ｆｃ及び変調波周波数ｆｓとを可変としながら、ｆｃとｆｓの間にｆｃ=Ｎ・ｆｓの関係を維持しながら奇関数又は偶関数に保つことにより、スイッチング損失と高調波発生量とを抑制する。さらに、キャリア波Ｃを奇関数波形とすることにより、ブリッジ回路の各レグのスイッチング損失を均等化し、スイッチング損失の偏りを抑制する。
（Ｃ）キャリア波生成部の構成例
キャリア波生成部の構成例について、図６（ａ），図６（ｂ）を用いて説明する。
（１）構成例１：
図６（ａ）に示す構成例１は、キャリア波上下限周波数設定部７ａ、変調波周波数区間設定部７ｂ、キャリア波周波数演算部７ｃ、及びキャリア波出力部７ｄを備える。
キャリア波上下限周波数設定部７ａは変調波周波数ｆｓの範囲［ｆｓ－ｍａｘ，ｆｓ－ｍｉｎ］、及び最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに基づいてキャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒを設定する。
変調波周波数区間設定部７ｂは、キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ、及びＰＷＭパルス数Ｎに基づいて変調波周波数ｆｓの全範囲を複数の変調波周波数区間に区分すると共に、各変調波周波数区間に対してＰＷＭパルス数Ｎを対応付けし、これらを特性データとして設定する。なお、変調波Ｓの最大周波数を含む最も変調波周波数が高い変調波周波数区間には最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎが対応付けられ、変調波周波数が低い変調波周波数区間には、変調波周波数ｆｓが低くなる方向に向かってＮｍｉｎに“２”を順に加算したＰＷＭパルス数Ｎが対応付けられる。
キャリア波周波数演算部７ｃは、変調波周波数区間設定部７ｂで設定した特性データに基づいて、変調波周波数ｆｓに対するキャリア波周波数ｆｃをｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて演算する。
キャリア波出力部７ｄは、キャリア波周波数演算部７ｃで求めたキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを出力する。
（２）構成例２：
図６（ｂ）に示す構成例２は、特性データ記憶部７ｅ、読み出し部７ｆ、キャリア波周波数演算部７ｃ、及びキャリア波出力部７ｄを備える。
特性データ記憶部７ｅは、変調波周波数区間設定部７ｂで設定した変調波周波数区間及び各変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎの特性データを記憶する。読み出し部７ｆは、変調波周波数ｆｓを入力し、その変調波周波数ｆｓが含まれる変調波周波数区間、及び対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎの特性データを特性データ記憶部７ｅから読み出す。特性データ記憶部７ｅの特性データの記憶は、例えば変調波周波数区間とＰＷＭパルス数Ｎとをテーブル形式で格納する他、任意の形式で格納することができる。
キャリア波周波数演算部７ｃは、特性データ記憶部７ｅから読み出した特性データに基づいて、変調波周波数ｆｓに対するキャリア波周波数ｆｃをｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて演算し、キャリア波出力部７ｄは、キャリア波周波数演算部７ｃで求めたキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを出力する。
構成例２によれば、予め設定しておいた特性データを特性データ記憶部７ｅに記憶し、変調波周波数ｆｓの変化に対して対応する特性データを読み出すことができるため、特使データを設定する演算処理を短縮することができる。
（Ｄ）広帯域ＲＦ電源の構成例の動作例
次に、広帯域ＲＦ電源の構成例の動作例について図７－図１２を用いて説明する。図７は構成例１の動作例を説明するためのフローチャートであり、図８は構成例２の動作例を説明するためのフローチャートである。また、図９－図１２は図７のＳ１からＳ７の工程をより詳細に説明するためのフローチャートである。各フローチャートにおいて符号Ｓは動作順を示している。
（１）構成例１の動作例
図７のフローチャートは構成例１の動作例を示している。
（Ｓ１）変調波Ｓの変調波可変周波数範囲［ｆｓ－ｍａｘ，ｆｓ－ｍｉｎ］を設定する。変調波Ｓの最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ及び最大周波数ｆｓ－ｍａｘは、広帯域ＲＦ電源が出力する基本波成分の正弦波の周波数範囲に基づいて設定する。この設定は一例であって、他の基準に基づいて変調波可変周波数範囲を設定してもよい。
（Ｓ２）最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対するスイッチング損失の増加特性と、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対する高調波発生量の減少特性との両者の増減特性の均衡に基づいて選定する。
Ｎｍｉｎの設定の項で示したように、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係から、変調波周波数ｆｓが高い周波数であるほどＰＷＭパルス数Ｎは小さい値であり、ＰＷＭパルス数Ｎの値が大きいほどスイッチング損失Ｌｏｓｓが大きくなる、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対するスイッチング損失の増加特性により、スイッチング損失Ｌｏｓｓを抑制するにはＰＷＭパルス数Ｎが小さい値であることが求められる。
一方、高調波発生量については、ＰＷＭパルス数Ｎの値が大きいほど高調波発生量が小さくなる。最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対する高調波発生量の減少特性により、高調波発生量を抑制するにはＰＷＭパルス数Ｎが大きい値であることが求められる。
（Ｓ３）キャリア波の上限周波数ｆｃ-ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ-ｌｏｗｅｒとを求める。キャリア波上下限周波数の設定の項で示したように、キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒは、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとｆｓ－ｍａｘの積により設定し、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒはキャリア波上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））との積により設定する。
Ｓ１で設定された変調波Ｓの最大小周波数ｆｓ－ｍａｘと、Ｓ２で設定された最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎに基づいて、最大小周波数ｆｓ－ｍａｘが含まれる変調波可変周波数範囲での上限周波数ｆｃ-ｕｐｐｅｒは（Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ）により設定される。一方、下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒはｆｃ―ｕｐｐｅｒ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））により設定される。したがって、最大周波数ｆｓ－ｍａｘが含まれる変調波可変周波数範囲におけるキャリア波可変周波数範囲は［ｆｃ－ｕｐｐｅｒ，ｆｃ－ｌｏｗｅｒ］＝［Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ，ｆｃ―ｕｐｐｅｒ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））］となる。
（Ｓ４）ＰＷＭパルス数Ｎと対応付けられた変調波周波数区間を設定する。
変調波周波数区間の設定の項で示したように、ＰＷＭパルス数Ｎに対する変調波周波数ｆｓが可変とする周波数区間を設定する。ここではキャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合の一例を示す。
Ｎ＝Ｎｍｉｎの区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｕｐｐｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ］
Ｎ＝Ｎｍｉｎ＋２の区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／（Ｎｍｉｎ＋２）］
Ｎ＞Ｎｍｉｎの区間のｆｓの可変区間：
ｆｓ＝［ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２），ｆｃ―ｌｏｗｅｒ／Ｎ］
（Ｓ５）各変調波周波数区間内で変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいてキャリア波周波数ｆｃを求める。この関係から、周波数変化する変調波周波数ｆｓが含まれる変調波周波数区間に応じてＰＷＭパルス数Ｎを切り換えることにより、変調波周波数ｆｓとＰＷＭパルス数Ｎとに基づいてキャリア波周波数ｆｃは求められる。
（Ｓ６）Ｓ５で求めたキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを生成する。
（Ｓ７）変調波Ｓとキャリア波Ｃとを比較することによりＰＷＭパルスを生成する。
（Ｓ５）－（Ｓ７）の各工程は、変調波周波数ｆｓが入力される度に、各入力するキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを生成してＰＷＭパルスを生成する工程である。これに対して、
（Ｓ８）はＳ４で設定した変調波周波数区間と変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎとを特性データとして記憶手段に格納しておき、その後のＳ１０において、入力される変調波周波数ｆｓに対して記憶手段から特性データを読み出し、ＰＷＭパルスを生成する。
（２）構成例１の動作例
以下Ｓ１０の工程について図８のフローチャートを用いて説明する。
（Ｓ１１）変調波Ｓの変調波周波数ｆｓを入力する。なお、入力する変調波周波数ｆｓは変調波可変周波数範囲内の周波数とする。
（Ｓ１２）記憶手段に格納された特性データを読み出す。
（Ｓ１３）読み出された特性データに基づいて、入力した変調波周波数ｆｓに対応するＰＷＭパルス数Ｎを読み出し、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいてキャリア波周波数ｆｃを求める。
（Ｓ１４）Ｓ１３で求めたキャリア波周波数ｆｃのキャリア波Ｃを生成する。
（Ｓ１５）Ｓ１４で生成したキャリア波Ｃと変調波Ｓとを比較してＰＷＭインバータに用いるＰＷＭパルスを生成する。
（３）構成例１の詳細な動作例
（Ｓ１）－（Ｓ７）の各工程においてＮ＝Ｎｍｉｎ区間、Ｎ＝Ｎｍｉｎ＋２区間、Ｎ＝Ｎ区間の各区間の動作例を図９－図１２のフローチャートに基づいて示す。
（Ｓ１）変調波Ｓの変調波可変周波数範囲［ｆｓ－ｍａｘ、ｆｓ－ｍｉｎ］を設定する。変調波Ｓの最大周波数ｆｓ－ｍａｘ及び最小周波数ｆｓ－ｍｉｎは、広帯域ＲＦ電源が出力する正弦波の周波数範囲に基づいて設定する。
［Ｎ＝Ｎｍｉｎ区間］：
（Ｓ２０）最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを設定する。
（Ｓ２１）Ｎｍｉｎ区間において、キャリア波の上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ＝Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ、及びキャリア波の下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を算出する。
（Ｓ２２）Ｎｍｉｎ区間の最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ）＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎを求める。
（Ｓ２３）Ｎｍｉｎ区間の変調波周波数ｆｓの可変範囲［ｆｓ－ｍａｘ（Ｎｍｉｎ），ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ）］＝［ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ］を求める。
［Ｎ＝Ｎｍｉｎ＋２区間］：
（Ｓ２４）ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎ＋２を設定する。
（Ｓ２５）変調波周波数ｆｓのＮｍｉｎ区間に対応する変調波周波数区間の最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ）をＮｍｉｎ＋２区間に対応する変調波周波数区間の最大周波数ｆｓ－ｍａｘ（Ｎｍｉｎ＋２）＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ・／Ｎｍｉｎとして設定する。
（Ｓ２６）Ｎｍｉｎ＋２区間の最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ＋２）＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎｍｉｎ＋２）を求める。
（Ｓ２７）Ｎｍｉｎ＋２区間の変調波周波数ｆｓの可変範囲［ｆｓ－ｍａｘ（Ｎｍｉｎ＋２），ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ＋２）］＝［ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎ，ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎｍｉｎ＋２）］を求める。
［Ｎ＞Ｎｍｉｎ区間］：
（Ｓ２８）ＰＷＭパルス数Ｎを設定する。
（Ｓ２９）変調波周波数ｆｓのＮ－２区間に対応する変調波周波数区間の最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎ－２）をＮ区間に対応する変調波周波数区間の最大周波数ｆｓ－ｍａｘ（Ｎ）＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２）として設定する。
（Ｓ３０）Ｎ区間の最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎ）＝ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎを求める。
（Ｓ３１）Ｎ区間の変調波周波数ｆｓの可変範囲［ｆｓ－ｍａｘ（Ｎ），ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎ）］＝［ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２），ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎ］を求める。
［Ｎ＝Ｎｍａｘ区間］
（Ｓ３２）変調波Ｓの変調波周波数ｆｓの減少に伴って最小周波数ｆｓ－ｍｉｎとなったか否かを判定する。変調波周波数ｆｓが最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ以上である場合には、Ｓ２８からＳ３１を繰り返す。変調波周波数ｆｓが最小周波数ｆｓ－ｍｉｎ未満となった場合には、変調波周波数ｆｓが変調波可変周波数範囲外となったと判定し、変調波周波数区間での設定を終了する。
（Ｓ３３）変調波周波数区間での設定が終了した後、広域ＲＦ電源から出力する基本波成分の正弦波の周波数に対応する変調波Ｓの変調波周波数ｆｓを入力する。
（Ｓ３４）変調波周波数ｆｓの変調波周波数区間において、入力した変調波周波数ｆｓに対応するキャリア波Ｃのキャリア波周波数ｆｃを算出する。
（Ｓ３５）入力する変調波周波数ｆｓが変化した場合には、Ｓ３３，Ｓ３４を繰り返してキャリア波周波数ｆｃを算出する。
（Ｓ３６）広域ＲＦ電源から基本波成分の正弦波の出力を継続する場合にはＳ３３に戻り、出力継続を終了する場合には広域ＲＦ電源からの正弦波の出力を終了する。
（スイッチング損失）
次に、ＰＷＭインバータにおけるスイッチング損失、及び本発明の広域ＲＦ電源によるスイッチング損失の抑制について説明する。
キャリア波Ｃと変調波Ｓは、キャリア波周波数ｆｃと変調波周波数ｆｓとＮとの間にｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係を備える。図１３はキャリア波が三角波の場合について、ＰＷＭパルス数Ｎが４，６の場合の例を示している。
図１３（ａ）は変調波Ｓ及びキャリア波Ｃの単位時間内の周期はそれぞれ１周期及び４周期であり、変調波Ｓの１周期当たりのＰＷＭパルス数Ｎは“４”である。また、単位時間当たりのキャリア波Ｃのパルス数は４・ｆｓとなり、キャリア波周波数ｆｃは４・ｆｓとなる。
図１３（ｂ）は変調波Ｓ及びキャリア波Ｃの単位時間内の周期はそれぞれ１周期及び６周期であり、変調波Ｓの１周期当たりのＰＷＭパルス数Ｎは“６”である。キャリア波周波数ｆｃは６・ｆｓとなり、単位時間当たりのキャリア波Ｃのパルス数は６・ｆｓとなる
スイッチング動作でオン／オフする単相ＰＷＭインバータは、スイッチング素子のオン／オフ切り換え動作をＰＷＭ制御により行って交流波形を出力する。単相ＰＷＭインバータにおいてスイッチング素子のオン／オフ切り換え動作は、オン時点及びオフ時点の切り換え時点において電圧の遷移及び電流の遷移に遅延が生じる。この電圧及び電流の遷移遅延によりスイッチング素子には電圧と電流とが残存する時間帯が生じ、スイッチング損失と呼ばれる電力損失が発生する。このスイッチング損失には、単位時間におけるオン／オフ切り換え動作の頻度であるスイッチング周波数に依存する特性があり、スイッチング周波数が高い程スイッチング損失は大きくなる。単相ＰＷＭインバータはキャリア波（搬送波）周波数がスイッチング周波数となるため、基本波成分の正弦波を出力する単相ＰＷＭインバータのスイッチング損失は、方形波を出力する方形波インバータのスイッチング損失と比較して、両者のスイッチング周波数の比率分だけ大きい。
このため、基本波成分の正弦波をＲＦ帯域で出力するＲＦ帯域運転において、単相ＰＷＭインバータをＲＦ帯域で動作させると、スイッチング動作で発生するスイッチング損失が過大になる。
本発明の広域ＲＦ電源は、キャリア波周波数ｆｃの上限を上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒに設定し、下限を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒに設定して、キャリア波周波数ｆｃのキャリア波可変周波数範囲を制限する。変調波周波数ｆｓが変調波可変周波数範囲内で変化するに伴ってＰＷＭパルス数Ｎを切り換えることによって、ｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて定まるキャリア波周波数ｆｃの範囲を、キャリア波周波数ｆｃのキャリア波可変周波数範囲内の収まるように制限する。
スイッチング損失ＬｏｓｓはＰＷＭパルス数Ｎの単位時間内におけるスイッチング回数ｎｓｗに依拠し、ＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとの積（ｎｓｗ＝Ｎ・ｆｓ）に基づいて評価される。したがって、スイッチング損失は、変調波の一周期内のパルス数、あるいは単位時間内のキャリア波周波数ｆｃに依存するため、ＰＷＭパルス数Ｎを切り換えながらＰＷＭパルス数Ｎ及びキャリア波周波数ｆｃを制限することによりスイッチング損失を抑制する。
図１４（ａ）－図１４（ｃ）はｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係においてＰＷＭパルス数Ｎが固定である場合を示している。
変調波周波数ｆｓの変化にかかわらず、ＰＷＭパルス数Ｎを一定値Ｎｃｏｎｓｔとした場合（図１４（ａ））には、キャリア波周波数ｆｃは変調波周波数ｆｓの変化に伴ってｆｃ＝Ｎｃｏｎｓｔ・ｆｓの関係に基づいて直線状に増加する（図１４（ｂ））。
スイッチング損失Ｌｏｓｓは、キャリア波周波数ｆｃと同様に変調波周波数ｆｓに対して正の増加特性を有し、変調波周波数ｆｓの変化に伴って増加し（図１４（ｃ））、変調波周波数ｆｓが高い程大きくなり、スイッチング損失の上限を超える場合が生じる。
図１４（ｄ）－図１４（ｆ）はｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係においてＰＷＭパルス数Ｎを切り換えながらキャリア周波数ｆｃを上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒとの周波数範囲内に抑制する例を示している。
ＰＷＭパルス数Ｎは、変調波周波数ｆｓの変化に伴って、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎと最大ＰＷＭパルス数Ｎｍａｘとの間で切り換えられる（図１４（ｄ））。キャリアＣのキャリア波周波数ｆｃは、切り換えられるＰＷＭパルス数Ｎに伴って上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒと下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒとの周波数範囲内でｆｃ＝Ｎ・ｆｓの関係に基づいて可変となる。このとき、変調波周波数ｆｓはＰＷＭパルス数Ｎに対応した変調波周波数区間内で変化する。
スイッチング損失Ｌｏｓｓは、キャリア波周波数ｆｃと同様に変調波周波数ｆｓに対して正の増加特性を有し、変調波周波数ｆｓの変化に伴って増加する。しかしながら、ＰＷＭパルス数Ｎの切り換えに伴ってキャリア波周波数は上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒを上限として制限される（図１４（ｅ））ため、スイッチング損失Ｌｏｓｓは抑制される（図１４（ｆ））。
（ローパスフィルタのカットオフ周波数）
ローパスフィルタはインバータ出力に含まれる高調波成分を除去し、基本波成分の正弦波を出力する。ローパスフィルタのカットオフ周波数は、低周波数側の正弦波周波数を通過させ、高周波数側の高調波周波数を遮断する周波数である。高調波周波数は高調波次数ｎと変調波周波数ｆｓとの積（ｎ・ｆｓ）で表される
ＰＷＭパルス数Ｎと、単相ＰＷＭインバータによって発生する変調波Ｓの高調波の次数ｎとの間には、変調波周波数ｆｓが高くＰＷＭパルス数Ｎが小さい場合には高調波は低次数から発生し、変調波周波数ｆｓが低くＰＷＭパルス数Ｎが大きい場合には高調波は高次数に発生する。
ローパスフィルタにおいて、高調波成分を除去して基本波成分の正弦波を出力させるには、カットオフ周波数は周波数が最も低い高調波よりも低周波数であることが求められる。このために、高い変調波周波数ｆｓに対しては低次数の高調波周波数を遮断する周波数、低い変調波周波数ｆｓに対しては高次数の高調波周波数を遮断する周波数の内で、何れか低い周波数をローパスフィルタのカットオフ周波数として設定する。
変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間において最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎは、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を乗算して得られる値である。一方、変調波可変周波数範囲で最も周波数が低い最小変調波周波数はｆｓ－ｍｉｎで表させる。
（ａ）変調波周波数ｆｓが高い場合：
最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間の場合には、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘと、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに対応付けられた最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎにより発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ）に（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を乗算して得られる周波数値（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）））をカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補とする。なお、最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘ時において最も次数が低い高調波次数である。例えば、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎとして“４”を選択したときの最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは“３”であり、このときのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補は（３・ｆｓ－ｍａｘ・（２／３））となる。
（ｂ）変調波周波数ｆｓが低い場合：
変調波周波数ｆｓが低い場合には、変調波可変周波数範囲の最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎと、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎに対応付けられた最大ＰＷＭパルス数により発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積で得られる周波数値（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）がカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補となる。なお、最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ時において最も次数が低い高調波次数である。例えば、ＰＷＭパルス数Ｎが“１４”のときの最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは“２３”であり、このときのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆは（２３・ｆｓ－ｍｉｎ）となる。
（ｃ）カットオフ周波数
上記の（ａ）、（ｂ）で得られるカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆの候補の内、低い周波数をカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆとして設定する。
（ｄ）カットオフ周波数の選択
最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の変調波周波数ｆｓのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）））と、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎとの比較において、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘとｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎとの比Ｋを
Ｋ＝ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ／ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ
＝（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）））／（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）
とすると、
Ｋ＜１のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）をカットオフ周波数として選択し、
Ｋ≧1のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎをカットオフ周波数として選択する。
ここで、Ｎｍｉｎ＝４とｆｓ－ｍａｘ＝１３．５６ＭＨｚのときｎ－ｍｉｎ＝３とし、Ｎｍａｘ＝１４とｆｓ－ｍｉｎ＝２．５９ＭＨｚのときｎ－ｍｉｎ＝２３とした例では、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘとｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎとの比ＫはＫ＝（３・１３．５６ＭＨｚ・（４/６））／（２３・２．５９ＭＨｚ）＝０．４５５となる。この例ではＫ＜１であるから、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間のカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を選択する。
図１５はローパスフィルタのカットオフ周波数を説明するための図であり、図１５（ａ），（ｂ），及び（ｃ）は、変調波周波数ｆｓに対するＰＷＭパルス数Ｎ、最低高調波次数ｎ－ｍｉｎ、及び最低高調波周波数ｆｎ－ｍｉｎの概略特性を示している。図１５（ａ）に示したＰＷＭパルス数Ｎは、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを“４”とし、最大ＰＷＭパルス数Ｎｍａｘを“１４”とした例であり、このＰＷＭパルス数Ｎに対する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは、図１５（ｂ）に示すように“３”から“２３”である。なお、最大ＰＷＭパルス数Ｎｍａｘが“１４”のときの最低高調波次数は“２３”から現れ、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎが“４”のときの最低高調波次数は“３”から現れる。
図１５（ｃ）に示される最低高調波周波数ｆｎ－ｍｉｎにおいて、ＰＷＭパルス数Ｎが“４”のときの最低高調波周波数ｆｎ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）は２７．１２ＭＨｚである。なお、このときの最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは“３”であり、ｆｓ－ｍａｘは１３．５６ＭＨｚとしている。一方、ＰＷＭパルス数Ｎが“１４”のときの最低高調波周波数ｆｎ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎは５９．５７ＭＨｚである。なお、このときの最低高調波次数ｎ－ｍｉｎは“２３”であり、ｆｓ－ｍｉｎは２．５９ＭＨｚとしている。
したがって、この例では、変調波周波数ｆｓが変調波可変周波数範囲の最大周波数ｆｓ－ｍａｘのときの最低高調波周波数ｆｎ－ｍｉｎの２７．１２ＭＨｚをカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆとして選択する。
［電圧制御］
次に、電源の電圧制御について説明する。本発明の電源において電圧制御としてＤＣリンク電圧制御あるいはＰＷＭ制御を適用することができる。
（ＤＣリンク電圧制御）
ＤＣリンク電圧制御は、直流電源の直流電圧をインバータ回路に供給するＤＣリンクの電圧を制御することにより、正弦出力の電圧を制御する。図１６はＤＣリンク電圧制御を行う構成例を示している。
電源１は、直流電圧を出力する直流電源２と、直流電源２が供給する直流電圧を正弦波に変換するＰＷＭインバータ３と、直流電源２とＰＷＭインバータ３とを接続し直流電圧を供給するＤＣリンク２０と、ＤＣリンク２０の電圧を制御するＤＣリンク電圧制御部２１と、ＰＷＭインバータ３の出力に含まれる高調波成分を除去するローパスフィルタ４と、ＰＷＭインバータ３をＰＷＭ制御するインバータ制御部５とを備える。インバータ制御部５はＰＷＭ制御部６とキャリア波生成部７とを備える。ＤＣリンク２０及びＤＣリンク電圧制御部２１以外の構成は、図１に示した構成と同様である。基本波成分の正弦波の出力の電圧制御はＤＣリンク２０の電圧を制御するＤＣリンク電圧制御部２１によって行う。
（ＰＷＭ制御による電圧制御）
ＰＷＭ制御による電圧制御は、ＰＷＭインバータ３を制御するＰＷＭ制御部によって正弦出力の電圧を制御する。図１７はＰＷＭ制御による電圧制御を行う構成例を示している。
電源１は、直流電圧を出力する直流電源２と、直流電源２が供給する直流電圧を正弦波に変換するＰＷＭインバータ３と、ＰＷＭインバータ３が出力する正弦波の高調波成分を除去するローパスフィルタ４と、ＰＷＭインバータ３をＰＷＭ制御するインバータ制御部５とを備える。インバータ制御部５はＰＷＭ制御部６とキャリア波生成部７とを備え、図１に示した構成と同様である。正弦波の出力の電圧制御はＰＷＭ制御部６で変調率を制御して行う。
なお、上記実施の形態における記述は、本発明に係る広帯域ＲＦ電源の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
本発明のＤ級フルブリッジ増幅器のドライバ装置は、半導体製造装置や液晶パネル製造装置等に用いられる高周波電源（ＲＦジェネレ－タ）に適用することができる。適用する高周波電源として、例えば可変電圧可変周波数電源（ＶＶＶＦ：Variable Voltage Variable Frequency）と可変電圧固定周波数電源（ＶＶCＦ: Variable Voltage Constant Frequency）がある。
１ 電源（広帯域ＲＦ電源）
２ 直流電源
３ ＰＷＭインバータ
４ ローパスフィルタ
５ インバータ制御部
６ ＰＷＭ制御部
７ キャリア波生成部
７ａ キャリア波上下限周波数設定部
７ｂ 変調波周波数区間設定部
７ｃ キャリア波周波数演算部
７ｄ キャリア波出力部
７ｅ 特性データ記憶部
７ｆ 読み出し部
２０ ＤＣリンク
２１ ＤＣリンク電圧制御部
３０ Ｄ級フルブリッジ増幅器
Vｄ 直流電圧
Vｉｎｖ インバータ出力
Vｏｕｔ 出力波
Ｂｒ 単相フルブリッジ回路
Ｃ キャリア波
Ｃａ キャパシタ
Ｌｏｓｓ スイッチング損失
Ｎ ＰＷＭパルス数
Ｎｃｏｎｓｔ 一定値
Ｎｍａｘ 最大ＰＷＭパルス数
Ｎｍｉｎ 最小ＰＷＭパルス数
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｒ 負荷
Ｓ 変調波
Ｔｒ 出力トランス
ｆｃ キャリア波周波数
ｆｃ―ｕｐｐｅｒ 上限周波数
ｆｃ―ｌｏｗｅｒ 下限周波数
ｆ－ｃｕｔｏｆｆ カットオフ周波数
ｆｎ 高調波周波数
ｆｓ 変調波周波数

Claims (14)

  1. 直流電源と、
    前記直流電源が供給する直流を交流に変換する単相ＰＷＭインバータと、
    前記単相ＰＷＭインバータをＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
    前記単相ＰＷＭインバータのインバータ出力から高調波成分を除去するローパスフィルタを備え、ＲＦ帯域において広帯域で正弦波を出力する電源であって、
    前記インバータ制御部はＰＷＭ制御部とキャリア波生成部とを備え、
    前記キャリア波生成部は、
    上限周波数及び下限周波数で周波数が限定されたキャリア波可変周波数範囲と、
    ＰＷＭパルス数Ｎを対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分される変調波可変周波数範囲と、を備え、
    前記各変調波周波数区間において、この変調波周波数区間内の変調波周波数ｆｓと変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎとを用いてｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいて定まるキャリア波周波数ｆｃのキャリア波を出力し、
    前記ＰＷＭ制御部は、前記変調波周波数ｆｓの変調波と前記キャリア波との比較により前記インバータ制御部をＰＷＭ制御するＰＷＭパルスを出力し、変調波の可変周波数に対応した周波数の正弦波を出力する、広帯域ＲＦ電源。
  2. 前記キャリア波生成部は、
    キャリア波の上限周波数及び下限周波数を設定するキャリア波上下限周波数設定部と、
    変調波可変周波数範囲の全範囲を、各ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分して設定する変調波周波数区間設定部と、
    前記各変調波周波数区間において、変調波周波数ｆｓに対するＰＷＭパルス数Ｎを、この変調波周波数ｆｓを含む変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとからｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを演算するキャリア波周波数演算部と、
    前記キャリア波周波数演算部で求めたキャリア波周波数ｆｃを有するキャリア波を出力するキャリア波出力部と、
    を備える、請求項１に記載の広帯域ＲＦ電源。
  3. 前記キャリア波上下限周波数設定部は、
    変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎ＝Ｎｍｉｎを用いて、キャリア波上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ＝Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘとキャリア波下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）を設定し、
    変調波周波数区間設定部は、
    前記複数の変調波周波数区間において、変調波の最大周波数を含む高周波数側の変調波周波数区間Ｎｍｉｎにおいては、この変調波周波数の最大周波数ｆｓ－ｍａｘ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎｍｉｎと最小周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎを設定し、
    低周波数側の変調波周波数区間のＮ＞Ｎｍｉｎにおいて、
    （ａ）キャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合は、この変調波周波数の最大周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２）と最小周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎを設定し、
    （ｂ）キャリア波周波数を上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合は、この変調波周波数の最大周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎと最小周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／（Ｎ＋２）
    を設定する、請求項２に記載の広帯域ＲＦ電源。
  4. 前記キャリア波生成部は、
    変調波可変周波数範囲を区分し、この区分のＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられ設定された複数の変調波周波数区間を記憶する特性データ記憶部と、
    特性データ記憶部から入力した変調波周波数ｆｓが含まれる変調波周波数区間、及び対応するＰＷＭパルス数を読み出す読み出し部と、
    前記各変調波周波数区間において、変調波周波数ｆｓに対するＰＷＭパルス数Ｎを、この変調波周波数ｆｓを含む変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎと変調波周波数ｆｓとからｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを演算するキャリア波周波数演算部と、
    前記キャリア波周波数演算部で求めたキャリア波周波数ｆｃを有するキャリア波を出力するキャリア波出力部と、
    を備える、請求項１に記載の広帯域ＲＦ電源。
  5. 前記ＰＷＭパルス数Ｎは偶数であり、
    変調波の最大周波数を含む最も高い高周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎは偶数最小値の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎであり、
    低周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎは、高周波数側から低周波数側に向かって順にＰＷＭパルス数Ｎに２を加算した値である、
    請求項１から４に何れか一つに記載の広帯域ＲＦ電源。
  6. 最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎは４である、請求項５に記載の広帯域ＲＦ電源。
  7. 前記キャリア波は、奇関数波形又は偶関数波形である請求項１から５の何れか一つに記載の広帯域ＲＦ電源。
  8. 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、
    変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間において、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ）と、変調波周波数区間に対応付けられた最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎにより発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ））と、
    変調波可変周波数範囲の最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎを含む低周波数側の変調波周波数区間において、最も小さい最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎと、変調波周波数区間に対応付けられた最小ＰＷＭパルス数により発生する最低高調波次数ｎ－ｍｉｎとの積（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎ）の何れか小さい周波数値である、
    請求項１から６の何れか一つに記載の広帯域ＲＦ電源。
  9. 前記変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間において、最も小さい最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎ（Ｎｍｉｎ）は、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘに（（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２））を乗算して得られる値である、
    請求項８に記載の広帯域ＲＦ電源。
  10. ＰＷＭインバータにおいて変調波とキャリア波とを比較することにより、ＲＦ帯域において、出力する正弦波の出力周波数を広帯域で可変に出力する広帯域ＲＦ電源の制御方法において、
    前記キャリア波の生成は、
    （ａ）キャリア波の上限周波数及び下限周波数を設定するキャリア波上下限周波数設定工程と、
    （ｂ）変調波可変周波数範囲の全範囲を各ＰＷＭパルス数Ｎに対応付けられた複数の変調波周波数区間に区分して設定する変調波周波数区間設定工程と、
    （ｃ）変調波周波数ｆｓにおいて、この変調波周波数ｆｓを含む変調波周波数区間に対応付けられたＰＷＭパルス数Ｎに切り換え、切り換えたＰＷＭパルス数Ｎと可変の変調波周波数ｆｓとからｆｃ＝Ｎ・ｆｓに基づいてキャリア波周波数ｆｃを演算するキャリア波周波数演算工程と、
    （ｄ）キャリア波周波数演算工程で求めたキャリア波周波数ｆｃのキャリア波を出力するキャリア波出力工程と、
    （ｅ）前記変調波周波数ｆｓの変調波と前記キャリア波出力工程で出力したキャリア波とを比較し、前記ＰＷＭインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス出力工程と、
    （ｆ）変調波周波数ｆｓに対応した出力周波数を有する正弦波を出力する出力工程と、
    を備える広帯域ＲＦ電源の制御方法。
  11. 前記キャリア波上下限周波数設定工程は、
    変調波可変周波数範囲の最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む高周波数側の変調波周波数区間のＰＷＭパルス数Ｎ＝Ｎｍｉｎを用いて、キャリア波上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ＝Ｎｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘとキャリア波下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）を設定し、
    変調波周波数区間設定工程は、
    前記複数の変調波周波数区間において、変調波の最大周波数を含む高周波数側の変調波周波数区間Ｎｍｉｎにおいては、この変調波周波数の最大周波数ｆｓ－ｍａｘ＝ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎｍｉｎと最小周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎｍｉｎを設定し、
    低周波数側の変調波周波数区間のＮ＞Ｎｍｉｎにおいて、
    （ａ）キャリア波周波数を下限周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒまで動作させる場合は、この変調波周波数の最大周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／（Ｎ－２）と最小周波数ｆｃ－ｌｏｗｅｒ／Ｎを設定し、
    （ｂ）キャリア波周波数を上限周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒまで動作させる場合は、この変調波周波数の最大周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／Ｎと最小周波数ｆｃ－ｕｐｐｅｒ／（Ｎ＋２）
    を設定する、
    請求項１０に記載の広帯域ＲＦ電源の制御方法。
  12. 前記ＰＷＭパルス数Ｎを偶数とし、
    変調波の最大周波数を含む最も高い高周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるパルス数Ｎは偶数最小値の最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎであり、
    低周波数側の変調波周波数区間に対応付けられるＰＷＭパルス数Ｎは、高周波数側から低周波数側に向かって順にＰＷＭパルス数Ｎに２を加算した値とする、
    請求項１０又は１１に記載の広帯域ＲＦ電源の制御方法。
  13. 前記最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎを、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対してスイッチング損失が増加する増加特性と、最小ＰＷＭパルス数Ｎｍｉｎの増加に対して高調波発生量が減少する減少特性との両者の増減特性の均衡に基づいて選定する、
    請求項１２に記載の広帯域ＲＦ電源の制御方法。
  14. 前記出力工程は、ＰＷＭインバータのインバータ出力から高調波成分を除去するローパスフィルタのカットオフ周波数を、最大変調波周波数ｆｓ－ｍａｘを含む変調波周波数区間の変調波周波数ｆｓのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝（ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・（Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）））と、最小変調波周波数ｆｓ－ｍｉｎのカットオフ周波数ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎとの比Ｋに基づいて、
    Ｋ＜１のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍａｘ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍａｘ・Ｎｍｉｎ／（Ｎｍｉｎ＋２）をカットオフ周波数として選択し、
    Ｋ≧1のときは、ｆ－ｃｕｔｏｆｆ－ｍｉｎ＝ｎ－ｍｉｎ・ｆｓ－ｍｉｎをカットオフ周波数として選択する、
    請求項１０に記載の広帯域ＲＦ電源の制御方法。
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