CN117083790A - 宽带rf电源以及控制方法 - Google Patents

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Abstract

宽带RF电源所具备的载波生成部将调制波频率fs为可变的调制波可变频率范围的全部范围，基于载波的上下限频率来划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。在各调制波频率区间中，通过与各个调制波频率区间对应的整数的PWM脉冲数N和调制波频率fs，使满足fc＝N·fs的关系的载波频率fc的频率变化。切换至与包含变化后的调制波频率fs的各调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs的关系将载波频率fc设为可变，而使载波C与调制波S之间的频率同步，而满足周期性。

Description

宽带RF电源以及控制方法
技术领域
本发明涉及在RF(Radio Frequency，射频)频带中以宽带输出正弦波的宽带RF电源。RF(Radio Frequency，射频)的频率频带包括LF频带(30kHz～300kHz)、MF频带(300kHz～3MHz)、HF频带(3MHz～30MHz)、VHF频带(30MHz～300MHz)、UHF频带(300MHz～30GHz)。在本申请发明的宽带RF电源中，现状是将从LF频带至VHF频带的频率频带作为利用领域。另外，在详细的说明项中，作为频率频带的一例，使用MF频带以及HF频带。
背景技术
作为RF频带中的放大电路，已知有模拟放大电路和数字放大电路。模拟放大电路根据偏置(bias)量被分类为A类、B类、C类。作为数字放大电路，已知有基于RF频带中的单相方波逆变器的D类放大电路。
以往，已知在输出正弦波的宽带RF电源中使用A类～C类的放大电路，但由于低效率且损耗大，因此在大容量化方面存在难点。
RF频带中的单相PWM逆变器的D类放大电路由MOSFET等半导体开关元件的单相全桥电路构成，具备D类全桥放大器。单相PWM逆变器通过使半导体开关元件进行接通/断开切换动作而对桥式电路进行PWM控制，从而被用作将直流电源的直流电压变换为交流电压的电力变换装置。
基于单相PWM逆变器的电力变换装置将调制波与载波进行比较来生成控制接通/断开动作的PWM信号，通过所生成的PWM信号来控制逆变器的开关元件的接通/断开切换动作而得到正弦波的输出。正弦波的频率依赖于调制波的频率，因此通过使调制波的频率在宽带中可变，能够使正弦波的输出的频率在宽带中可变，通过使调制波的调制率可变，能够使输出可变。在专利文献1中记载了基于正弦波调制PWM方式的可变频率的单相逆变器。
非专利文献1中，关于通过载波信号和调制信号决定脉冲模式的PWM(脉冲宽度调制)，记载了如下内容：
(a)由于能够使不需要的谐波成分作为载波频率的边带移动到高频区域，因此能够通过增大载波频率与输出的基波频率的频率比率来进行波形改善，
(b)PWM随着载波频率提高，能够减轻不必要的谐波成分导致的负载的损耗增加，但开关元件的开关损耗与开关次数成比例地增加，
(c)在PWM逆变器中，通过将载波频率设为调制波频率的整数倍，能够避免由于载波频率低而产生的边带与信号波的干涉。
专利文献2中，关于将直流电力变换为商用交流电力的逆变器装置，记载了通过将PWM载波信号的频率设定为电流指令信号的频率的整数倍，能够使单相全桥电路的第一臂和第二臂的开关动作同步，作为其一例，示出了将PWM载波信号的频率设定为20kHz、将电流指令信号的频率设定为50Hz的例子。
在PWM逆变器中，表示载波频率与调制波频率的关系的N相当于对开关元件进行驱动控制的开关脉冲的一个周期内的脉冲数，因此要求为整数。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开昭64-75316号公报
专利文献2：日本特开2001-320884号公报
非专利文献
非专利文献1：“三相正弦波PWMインバータのための変調信号”，电气学会论文志8105卷10号第880-886页
发明内容
发明所要解决的课题
在RF频带中输出宽带的正弦波的单相PWM逆变器中，求出如下内容，并列举为使用单相PWM逆变器的RF电源应解决的课题：
(a)降低开关损耗；以及
(b)通过单一的输出滤波器去除谐波成分。
为了解决上述开关损耗的降低的课题以及基于单一的输出滤波器去除谐波成分的课题，在控制单相PWM逆变器的开关动作的PWM脉冲信号的生成中，在载波C与调制波S之间对频率以及相位要求同步性。
(频率的同步性)
频率的同步性在载波频率fc与调制波频率fs之间为由fc＝N·fs(N为整数)表示的整数倍的关系性，将载波C的频率fc设为调制波S的频率fs的整数倍，使两波形间的频率同步。频率的同步性与单相全桥电路的第一臂～第四臂的开关动作同步。
在上述的专利文献2以及非专利文献1中，通过相对于一定的载波频率fc根据调制波频率fs的变化来改变N，从而维持fc＝N·fs(N为整数)的整数倍的关系性。
(相位的同步性)
相位的同步性是载波C的相位相对于调制波S的一个周期同步的关系性，在调制波S的一个周期中，将前半的半周期的载波的信号波形和后半的半周期的载波的信号波形，以调制波S的半周期的π的相位的时间点作为基准时间点设为对称，使两波形间的相位同步。相位的同步性确保载波C的波形相对于调制波S的一个周期内的基准点的对称性，使单相全桥电路的各桥臂中的开关损耗均等化而抑制偏差。波形的对称性通过载波C相对于调制波S为奇函数或偶函数而得到。
奇函数是相对于任意的x满足f(x)＝-f(-x)的函数，相对于基准时间点的x＝0具备点对称的对称性。
偶函数是相对于任意的x满足f(x)＝f(-x)的函数，相对于基准时间点的x＝0在前后的时间点具备对称性。在无法得到频率、相位的同步性的情况下，表现为同步偏差。
(a)频率的同步偏差
在使载波频率fc固定而使调制波频率fs可变的方式中，PWM脉冲数N由N＝fc/fs表示。在载波频率fc为300Hz的固定频率时的例子中，
(1)在调制波频率fs为60Hz时，PWM脉冲数N为5(＝fc/fs＝300/50)。
(2)在调制波频率fs为50Hz时，PWM脉冲数N为6(＝fc/fs＝300/60)。
(3)在调制波频率fs为45Hz时，PWM脉冲数N为6.6667(＝fc/fs＝300/45)。
上述的(1)、(2)是PWM脉冲数N为整数的例子。在PWM脉冲数N满足整数的条件的情况下，载波频率fc与调制波频率fs成为整数倍的关系，因此载波C与调制波S同步。在UPS等固定频率(CVCF)控制中，能够使载波C与调制波S同步。
与此相对，上述的(3)是PWM脉冲数N不为整数的例子。在该例中，载波频率fc与调制波频率fs不成为整数倍的关系，因此通过数字处理将PWM脉冲数设定为6或7的整数。在基于数字处理的整数化中，PWM脉冲数根据选择哪个整数而变动，因此载波C与调制波S之间在频率以及相位上产生同步偏差。
本申请发明的正弦波的输出的频率频带是RF频率。该RF频率的正弦波的输出的同步偏差与商用频率的频率频带中的同步偏差的情况不同。在商用频率的频率频带中，同步偏差小到能够忽略的程度，与此相对，RF频率中的同步偏差大到无法忽视的程度。
(a1)商用频率的频率频带中的频率的同步偏差
在商用频带的频率频带中，在正弦波的输出中产生的同步偏差小到能够忽略的程度。例如，在调制波频率fs为商用频率的情况下，如专利文献2所示，一般载波频率fc选定为可听频率以上的20kHz以上来使用。在将载波频率fc设为21kHz的固定频率时，若调制波频率fs为60Hz，则PWM脉冲数N为350，成为整数，但若调制波频率fs为45Hz，则PWM脉冲数N成为N＝fc/fs＝21kHz/45Hz＝466.67而不成为整数。在这样的情况下，若使用通过数字处理对PWM脉冲数N进行整数化而得的466或467，则载波频率fc成为20.97kHz或者21.02kHz，从21kHz起的变动幅度小。这样，在商用频率的频率频带中，PWM脉冲数大，因此频率的同步偏差小到能够忽略的程度，因此不需要使调制波频率fs与载波频率fc的频率同步。
(a2)RF频率的频率频带中的频率的同步偏差
另一方面，在本申请发明的以正弦波的输出为对象的RF频率的频率频带中，同步偏差成为与商用频率的频率频带中的同步偏差相比无法忽视的程度的大小。
例如，在将载波频率fc设为50MHz时，若调制波频率fs为10.0MHz，则PWM脉冲数N成为N＝fc/fs＝50MHz/10.0MHz＝5，在调制波频率fs与载波频率fc之间，整数倍N的关系成立。
当调制波频率fs从该状态变化为11.0MHz时，PWM脉冲数N成为N＝fc/fs＝50MHz/11.0MHz＝4.55，不会成为整数倍。在这样不成为整数倍的情况下，存在输出的振幅变动而产生低频的拍频(beat)的问题。
另外，在RF频率的频率频带中，在与商用频率的频率频带同样地使用大的PWM脉冲数的情况下，频率偏移变小，但由于频率频带是高频率频带，所以载波频率成为非常高的频率，并且若应用大的PWM脉冲数，则开关损耗变得过大，因此不适合作为宽带RF电源。
在可变电压可变频率控制(VVVF)的可变频率控制中，相对于固定的载波频率fc，在使调制波频率fs可变时，满足fc＝N·fs的关系的N有时不成为整数。在逆变器控制中，要求N为整数，因此若使用通过数字处理而整数化后的N，则载波频率从固定的载波频率fc变动，无法使载波频率fc与调制波频率fs的频率同步。这样，在RF频率的频率频带中，在频率的同步偏差方面存在问题。
(b)相位的同步偏差
另外，即使在特定频率下调制波频率fs与载波频率fc处于同步状态，若调制波频率fs从该特定频率可变而同步状态变化，则产生频率的同步偏差，并且调制波S与载波C的相位角在0至2π的范围变动而在相位产生同步偏差。由于该相位的同步偏差，在载波C与调制波S之间无法保持奇函数或偶函数的关系。
因此，在RF频带中的可变频率控制中，载波与调制波S之间在频率及相位产生同步偏差，因此频率或相位的同步性存在问题。
本发明在RF频带中输出宽带的正弦波的单相PWM逆变器中，要求(a)降低开关损耗、以及(b)通过单一的输出滤波器去除谐波成分，在RF频带中输出宽带的正弦波。
为了解决该课题，在宽带RF电源的RF频带中的可变频率控制中，在控制单相PWM逆变器的开关动作的PWM脉冲信号的生成中，在载波C与调制波S之间对频率以及相位要求同步性。为了解决上述课题(a)、(b)，本发明的目的在于抑制载波与调制波S之间的频率和/或相位的同步偏差，在宽带中输出频率以及相位具有同步性的正弦波。
用于解决课题的手段
[宽带RF电源]
本发明的宽带RF电源在RF频带中使输出频率在宽带中可变而输出正弦波。宽带RF电源具备直流电源、将直流电源供给的直流变换为交流的PWM逆变器、对PWM逆变器进行PWM控制的逆变器控制部、从PWM逆变器的逆变器输出中去除谐波成分的低通滤波器。在本发明中，宽带意味着在RF频带的频率频带内，输出的正弦波的频率范围的频带宽度较宽，并不限定于在RF频带中从LF频带至VHF频带的各频率频带内的频率范围，也可以是横跨各频率频带的频率范围。
本发明的逆变器控制部具备：PWM控制部，其对PWM逆变器进行PWM控制；以及载波生成部，其生成用于生成PWM控制的PWM脉冲的载波。
载波生成部在载波的生成中具备：
(a)载波可变频率范围，其用上限频率和下限频率限定频率；以及
(b)调制波可变频率范围，其被划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间，
(c)在各调制波频率区间中，使用该调制波频率区间内的调制波频率fs和与调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs生成载波频率fc的载波C。
载波生成部基于载波的上下限频率，将使调制波频率fs可变的调制波可变频率范围的整个范围划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。通过在各调制波频率区间中与各个调制波频率区间相关联的整数的PWM脉冲数N和调制波频率fs，切换PWM脉冲数N，由此使满足fc＝N·fs的关系的载波频率fc的频率变化。
这样，即使在调制波频率fs以宽带变化的情况下，通过切换为与包含变化后的调制波频率fs的各调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，使用切换后的PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs的关系使载波频率fc可变，从而能够使载波C与调制波S之间的频率周期，满足周期性。
(载波生成部)
载波生成部的一结构具备：
(a)载波上下限频率设定部，其设定载波C的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower；
(b)调制波频率区间设定部，其将调制波可变频率范围的整个范围划分为多个区间，设定与各PWM脉冲数N对应的调制波频率区间；
(c)载波频率运算部，其在各调制波频率区间，将针对调制波频率fs的PWM脉冲数N切换为与包含该调制波频率fs的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，使用切换后的PWM脉冲数N和调制波频率fs，基于fc＝N·fs运算载波频率fc；以及
(d)载波输出部，其输出具有载波频率运算部求出的载波频率fc的载波C。
载波生成部的其他结构具备：
(e)特性数据存储部，其对调制波可变频率范围进行划分，存储PWM脉冲数N和与该PWM脉冲数N对应地设定的多个调制波频率区间；
(f)读出部，其读出包含从特性数据存储部输入的调制波频率fs的调制波频率区间以及对应的PWM脉冲数N；
(c)载波频率运算部，其在各调制波频率区间，将针对调制波频率fs的PWM脉冲数N切换为与包含该调制波频率fs的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，使用切换后的PWM脉冲数N和调制波频率fs，基于fc＝N·fs运算载波频率fc；以及
(d)载波输出部，其输出具有由载波频率运算部求出的载波频率fc的载波。
将通过(a)的载波上下限频率设定部以及(b)的调制波频率区间设定部的结构得到的调制波频率区间以及PWM脉冲数N的特性数据存储在(e)的特性数据存储部中，通过(f)的读出部从(e)的特性数据存储部读出特性数据。
根据该结构，通过载波上下限频率设定部和调制波频率区间设定部，预先求出PWM脉冲数N和与该PWM脉冲数N对应地设定的多个调制波频率区间的特性数据，并将求出的特性数据存储在特性数据存储部中。该结构将特性数据作为已知数据存储于特性数据存储部，因此每当调制波频率fs可变时，能够不反复进行载波上下限频率设定部和调制波频率区间设定部的处理而取得载波频率。
(PWM控制部)
PWM控制部通过比较调制波S与载波C来生成对PWM逆变器进行PWM控制的PWM脉冲，利用所生成的PWM脉冲驱动PWM逆变器的开关元件的接通/断开，由此输出与调制波S的调制波频率fs对应的频率的正弦波。
在本发明中，使调制波可变的调制波频率范围被划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。在与调制波频率fs的频率对应的调制波频率区间中，将PWM脉冲数N切换为与该调制波频率区间对应的PWM脉冲数N。载波频率基于fc＝N·fs求出与切换后的PWM脉冲数N对应的载波频率fc。
将RF频带的宽带频率范围划分为多个调制波频率区间，通过PWM脉冲数N的切换来选择各调制波频率区间，在所选择的各调制波频率区间中求取载波频率fc，由此在RF频带的宽带中抑制载波C与调制波S之间的频率以及相位的同步偏差，在宽带中输出频率以及相位具有同步性的正弦波。
本发明能够通过载波上下限频率设定部对载波的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower的设定、以及调制波频率区间设定部对调制波频率区间的设定，将RF频带的宽带频率范围划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。
(PWM脉冲数N)
PWM脉冲数N的偶数要件：
根据频率以及相位的同步性，调制波频率fs与载波频率fc之间具备通过PWM脉冲数N以fc＝N·fs表示的关系。PWM脉冲数N根据载波C相对于调制波S的对称性的要件而设为偶数。
通过使调制波频率fs与载波频率fc之间具有偶数倍的关系，在调制波S的一个周期中，确保前半的半周期的波形形状与后半的半周期的波形形状的对称性、以及与之相伴的PWM脉冲的对称性，抑制调制波S的一个周期内的PWM逆变器的各桥臂的开关损耗的偏差。
通过使载波频率fc相对于调制波频率fs为fc＝N·fs，使载波频率fc具有调制波频率fs的偶数N倍(N为偶数)的关系，在调制波S的一个周期中，前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形得到对称性。
另一方面，在载波频率fc相对于调制波频率fs为fc＝(N+1)·fs、载波频率fc具有调制波频率fs的奇数(N+1)倍(N为偶数)的关系的情况下，在调制波S的一个周期中，前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C波的信号波形成为相对于时间轴反转的关系，因此不满足对称性。
通过使载波C相对于调制波S具有对称性，在调制波S的一个周期中，将前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形，以调制波S的半周期的π的相位的时间点为基准时间点而对称，使各桥臂中的开关损耗均等化而抑制偏差。
(各调制波频率区间的PWM脉冲数N)
(a)作为与包含调制波S的最大频率的最高的高频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，设定偶数最小值的最小PWM脉冲数Nmin。
(b)作为与调制波S的低频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，设定从高频侧朝向低频侧依次对最小PWM脉冲数Nmin加上2而得到的值。
在作为最小PWM脉冲数Nmin设定了4的情况下，针对从高频侧朝向低频侧的各调制波频率区间，依次将6、8、…的值设定为PWM脉冲数N。
通过对高频侧的调制波频率区间设定较小的PWM脉冲数N，对低频侧的调制波频率区间设定较大的PWM脉冲数N，能够根据fc＝N·fs的关系将各调制波频率区间中的载波频率fc纳入到载波的上下限频率间所包含的载波频率范围内。
(载波上下限频率设定部)
载波上下限频率设定部设定载波的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower。另外，载波的上限频率fc-upper通过包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的最小PWM脉冲数Nmin与fs-max之积来设定，下限频率fc-lower通过载波上限频率fc-upper与Nmin/(Nmin+2)之积来设定。
(调制波频率区间设定部)
调制波频率区间设定部在将调制波可变频率范围划分为多个调制波频率区间并进行设定时，
(a)在使调制波频率区间的载波频率fc动作至上限频率fc-upper的情况下，使用上限频率fc-upper来决定调制波频率区间N的最大调制波频率fs-max(N)以及最小调制波频率fs-min(N)。最大调制波频率fs-max(N)由fs-max(N)＝fc-upper/N决定，最小调制波频率fs-min(N)由fs-min(N)＝fc-upper/(N+2)决定。
(b)在使调制波频率区间的载波频率fc动作至下限频率fc-lower的情况下，在N＞Nmin下使用下限频率fc-lower的值来决定fs-min(N)和fs-max(N)。调制波频率区间N的最小调制波频率fs-min(N)由fs-min(N)＝fc-lower/N决定，最大调制波频率fs-max(N)由fs-max(N)＝fc-lower/(N-2)决定。
关于全部调制波频率区间数N的个数，若将动作至下限频率fc-lower的情况与动作至上限频率fc-upper比较，则下限频率fc-lower的频率值小于上限频率fc-upper的频率值，因此动作至下限频率fc-lower的情况下的全部调制波频率区间数N比动作至上限频率fc-upper的情况少。
(低通滤波器的截止频率)
PWM逆变器的逆变器输出中与基波成分的正弦波一起包含谐波成分。低通滤波器去除逆变器输出中包含的谐波成分，输出基波成分的正弦波。低通滤波器的截止频率是使基波正弦波频率通过并切断谐波频率的频率。谐波频率由谐波阶数n与调制波频率fs之积(n·fs)表示。
在PWM脉冲数N与由PWM逆变器产生的调制波S的谐波的阶数n之间，在调制波频率fs高且PWM脉冲数N小的情况下，谐波从低阶侧产生，在调制波频率fs低且PWM脉冲数N大的情况下，谐波在高阶侧产生。
因此，将针对较高的调制波频率fs切断低阶侧的谐波频率的频率、针对较低的调制波频率fs切断高阶侧的谐波频率的频率中的较低的频率设定为低通滤波器的截止频率。
包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的最小调制波频率fs-min(Nmin)是对最大调制波频率fs-max乘以((Nmin/(Nmin+2))而得到的值。
(a)将对最大调制波频率fs-max与通过与最大调制波频率fs-max建立了对应的最小PWM脉冲数Nmin产生的最低谐波阶数n-min的积(n-min·fs-max)乘以(Nmin/(Nmin+2)而得到的频率值(n-min·fs-max·(Nmin/(Nmin+2))作为截止频率f-cutoff的候补，将选择4作为最小PWM脉冲数Nmin时的最低谐波阶数n-min设为3，截止频率f-cutoff的候补成为(3·fs-max·(2/3))。
(b)将最小调制波频率fs-min与通过该调制波频率区间的PWM脉冲数N产生的最低谐波阶数n-min的积得到的频率值(n-min·fs-min)作为截止频率f-cutoff的候补。例如，该调制波频率区间的PWM脉冲数N为14时的最低谐波阶数n-min为23，截止频率f-cutoff为(23·fs-min)。
(c)截止频率的选择
包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的调制波频率fs的截止频率f-cutoff-max＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)和最小调制波频率fs-min的截止频率f-cutoff-min＝n-min·fs-min的比较中，将f-cutoff-max与f-cutoff-min之比K设为：
当K＜1时，选择f-cutoff-max＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)作为截止频率，
当K≥1时，选择f-cutoff-min＝n-min·fs-min作为截止频率。
[宽带RF电源的控制方法]
本发明的宽带RF电源的控制方法是通过在PWM逆变器中对调制波S与载波C进行比较来控制在RF频带中以宽带可变地输出正弦波的输出频率的宽带RF电源的控制方法。此外，调制波S与载波C的比较能够基于电压或者电流来进行。
(载波的生成)
载波的生成具备如下工序：
(a)载波上下限频率设定工序，设定载波的上限频率及下限频率；
(b)调制波频率区间设定工序，将调制波可变频率范围的整个范围划分为与各PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间来设定；
(c)在调制波频率fs中，切换为与包含该调制波频率fs的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，根据切换后的PWM脉冲数N和调制波频率fs，基于fc＝N·fs来运算载波频率fc；
(d)载波输出工序，输出在载波频率运算工序中求出的载波频率fc的载波；
(e)PWM脉冲输出工序，对调制波频率fs的调制波S和在载波生成工序中生成的载波C进行电压比较，输出对PWM逆变器进行PWM控制的PWM脉冲；以及
(f)输出工序，输出具有与调制波频率fs对应的输出频率的正弦波。
(载波上下限频率设定工序)
载波上下限频率设定工序包括：
(a)通过包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的最小PWM脉冲数Nmin与fs-max之积来设定载波的上限频率fc-upper，
(b)通过载波上限频率fc-upper与(Nmin/(Nmin+2))之积来设定载波的下限频率fc-lower。
(调制波频率区间设定工序)
调制波频率区间设定工序中，
(a)在多个调制波频率区间中，在包含调制波S的最大频率的高频侧的调制波频率区间中，将该调制波S的最大频率设为该调制波频率区间的最大频率。
(b)在多个调制波频率区间中，在包含调制波S的最小频率的低频侧的调制波频率区间中，将该调制波S的最小频率设为该调制波频率区间的最小频率。
(c)在动作至下限频率fc-lower而减少全部调制波频率区间数的情况下，在各调制波频率区间中，以该区间的PWM脉冲N与该区间的调制波最小频率之积成为载波下限频率fc-lower的方式进行选定。
(d)在动作至上限频率fc-lower的情况下，在各调制波频率区间中，以该区间的PWM脉冲N与该区间的调制波最大频率之积成为载波上限频率fc-lower的方式进行选定。
(PWM脉冲数N)
将与包含调制波S的最大频率的最高的高频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N设为偶数最小值的最小PWM脉冲数Nmin，将与低频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N设为从高频侧朝向低频侧依次对最小PWM脉冲数Nmin加上2而得到的值。在作为最小PWM脉冲数Nmin设定了“4”的情况下，针对从高频侧朝向低频侧的各调制波频率区间，依次将6、8、…的值设定为PWM脉冲数N。
(最小PWM脉冲数Nmin的设定)
基于相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加而开关损耗增加的增加特性和相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加而谐波产生量减少的减少特性这两者的增减特性的均衡来进行最小PWM脉冲数Nmin的设定。
(输出工序)
在输出工序中，将从PWM逆变器的逆变器输出中去除谐波成分的低通滤波器的截止频率f-cutoff设为以下值中的较小的频率值：
(a)将最大调制波频率fs-max和通过与最大调制波频率fs-max对应的最小PWM脉冲数Nmin产生的最低谐波阶数n-min的积(n-min·fs-max)乘以(Nmin/(Nmin+2)而得到的频率值(n-min·fs-max·(Nmin/(Nmin+2)))，
(b)最小调制波频率fs-min与通过与最小调制波频率fs-min对应的该调制波频率区间的PWM脉冲数N产生的最低谐波阶数n-min的积得到的频率值(n-min·fs-min)。
(效果)
本发明起到如下效果：抑制载波C与调制波S之间的频率和/或相位的同步偏差，针对频率和/或相位保持同步性，由此能够在RF频带中输出宽带的正弦波，除此以外，还起到降低RF频带中的开关损耗的效果、以及通过单一的输出滤波器去除谐波成分并在RF频带中输出宽带的正弦波的效果。
(开关损耗)
通过使调制波S具有载波C的对称性，在调制波S的一个周期中，将前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形，以调制波S的半周期的π的相位的时间点为基准时间点而对称，使各桥臂中的开关损耗均等化而抑制偏差。
载波相对于调制波S的对称性能够通过使调制波频率fs与载波频率fc之间具有偶数倍的关系、以及使载波C成为奇函数波形或者偶函数波形而得到。
(单一的输出滤波器)
由于去除正弦波的输出所包含的谐波的低通滤波器的截止频率根据上限频率fc-upper而确定，因此通过设定上限频率fc-upper，能够抑制截止频率f-cutoff，能够通过使用了该截止频率的低通滤波器将宽带的正弦波的输出所包含的谐波通过单一的输出滤波器来去除。
发明效果
如以上说明的那样，根据本发明，在宽带RF电源的RF频带中的可变频率控制中，能够抑制载波C与调制波S之间的频率以及相位的同步偏差，以宽带输出频率以及相位具有同步性的正弦波。
本发明能够在高频带的正弦波中抑制PWM逆变器的开关损耗，进行输出高频带的正弦波的高频带运转。
本发明能够在宽带的正弦波的输出中，进行在宽带的整个频率区域通过单一的输出滤波器去除谐波成分而输出正弦波的宽带运转。
附图说明
图1是用于说明本发明的宽带RF电源(wideband RF power supply)的概略结构的概略结构图。
图2是用于说明PWM逆变器以及低通滤波器的一结构例的电路例。
图3是动作至下限频率fc-lower的情况的例子，是用于说明宽带中的频率同步性的图。
图4是用于说明最小PWM脉冲数Nmin的设定的图。
图5是用于说明载波(carrier wave)相对于调制波S的奇函数和偶函数的特性的图。
图6是用于说明本发明的载波生成部的结构例的图。
图7是用于说明本发明的宽带RF电源的结构例1的动作例的流程图。
图8是用于说明本发明的宽带RF电源的结构例2的动作例的流程图。
图9是用于更详细地说明本发明的宽带RF电源的图7的S1至S7的工序的流程图。
图10是用于更详细地说明本发明的宽带RF电源的图7的S1至S7的工序的流程图。
图11是用于更详细地说明本发明的宽带RF电源的图7的S1至S7的工序的流程图。
图12是用于更详细地说明本发明的宽带RF电源的图7的S1至S7的工序的流程图。
图13是用于说明载波C与调制波S的关系的图。
图14是用于说明fc＝N·fs的关系的图。
图15是用于说明低通滤波器的截止频率(cutoff frequency)的图。
图16是用于说明DC链路电压控制的结构例的图。
图17是用于说明基于PWM控制的电压控制的结构例的图。
具体实施方式
以下，使用图1～图6说明本发明的电源(宽带RF电源)的概略及同步性，使用图7～图12说明动作例，使用图13～图15说明本发明的电源的开关损耗(switching loss)及低通滤波器的截止频率，使用图16、图17说明电压控制的结构例。
[本发明的宽带RF电源的概略结构]
图1是用于说明本发明的宽带RF电源的概略结构的概略结构图。在图1中，电源(宽带RF电源)1具备：直流电源2，其输出直流电压；PWM逆变器3，其将直流电源2供给的直流电压Vd变换为逆变器输出VinV，并输出由变压器Tr进行了电压变换的输出V2；低通滤波器4，其去除PWM逆变器3输出的变压器Tr的输出V2的谐波成分(harmonic component)；以及逆变器控制部5，其对PWM逆变器3进行PWM控制。逆变器控制部5具备PWM控制部6和载波生成部7。另外，直流电源2除了直接输出直流电压的电源以外，还可以使用将交流电压整流后的直流电压输出的电源。
载波生成部7具备如下范围：
(a)用上限频率和下限频率限定了频率范围的载波可变频率范围；以及
(b)划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间的调制波可变频率范围，
(c)在各调制波频率区间，使用该调制波频率区间内的调制波频率fs和与调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，生成基于fc＝N·fs的关系决定的载波频率fc的载波C。
PWM控制部6将载波生成部7生成的载波C与调制波S进行比较，生成对PWM逆变器3进行PWM控制的PWM脉冲。PWM逆变器3基于PWM脉冲对直流电压Vd进行逆变器变换而生成逆变器输出Vinv。
通过PWM逆变器3所具备的变压器Tr将逆变器输出Vinv变换为输出V2而输出。逆变器输出Vinv中包含基波成分的正弦波和谐波成分，低通滤波器4去除PWM逆变器3输出的变压器Tr的输出V2中包含的谐波成分，输出基波成分的正弦波。低通滤波器4的截止频率f-cutoff是使基波的正弦波频率通过并切断谐波频率(harmonic frequency)的频率，由谐波阶数(harmonic order)n与调制波频率fs之积(n·fs)表示。
在PWM逆变器3中，在PWM脉冲数N与由脉冲信号的接通/断开动作产生的调制波S的谐波阶数n之间存在如下关系：在调制波频率fs高且PWM脉冲数N小的情况下，谐波从低阶侧产生，在调制波频率fs低且PWM脉冲数N大的情况下，谐波在高阶侧产生。
因此，将切断对高调制波频率fs设定的低阶的谐波的频率和切断对低调制波频率fs设定的高阶的谐波的频率中的较低的频率设定为低通滤波器的截止频率f-cutoff。
在包含最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间的截止频率f-cutoff-max＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)和最小调制波频率的截止频率f-cutoff-min＝n-min·fs-min的比较中，将f-cutoff-max与f-cutoff-min之比K设为
时，
(a)在K＜1时，选择f-cutoff-max＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)作为截止频率；
(b)在K≥1时，选择f-cutoff-min＝n-min·fs-min作为截止频率。
此外，在包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间，最小的最小调制波频率fs-min是对最大调制波频率fs-max乘以(Nmin/(Nmin+2))而得到的值，Nmin是最小PWM脉冲数N。
图2表示用于说明PWM逆变器3及低通滤波器4的一结构例的电路例。
PWM逆变器3具备D类全桥放大器30。D类全桥放大器30具备单相全桥电路Br和输出变压器Tr，单相全桥电路Br通过开关动作对直流电源的直流电压Vd进行逆变器变换而生成逆变器输出Vinv，输出变压器Tr输出PWM脉冲波形的输出V2。单相全桥电路Br具备开关元件Q1、Q2以及开关元件Q3、Q4这4个开关元件，将开关元件Q1和开关元件Q2的串联电路作为一方的桥臂(leg)，将开关元件Q3和开关元件Q4的串联电路作为另一方的桥臂，而构成单相桥式电路。在开关元件Q1、Q3的高电压侧连接有直流电源的高电压侧，在开关元件Q2、Q4的低电压侧连接有直流电源的低电压侧，将一方的桥臂的点X以及另一方的桥臂的点Y连接至输出变压器Tr的输入侧。PWM逆变器3利用PWM脉冲对开关元件Q1、Q2以及开关元件Q3、Q4的接通/断开动作进行切换，由此将直流电压Vd逆变器变换为交流电压Vinv。
由PWM逆变器3逆变器变换后的交流电压Vinv由输出变压器Tr电压变换为交流电压V2。低通滤波器4与输出变压器Tr的输出侧连接，输入PWM脉冲波形的交流电压的输出V2。低通滤波器4例如由电感器L和电容器Ca的LC电路构成，去除PWM脉冲波形的交流电压的输出V2中包含的谐波成分，并将得到的正弦波的输出Vout供给至负载R。
(A)宽带中的频率同步性
在本发明中，将RF频带的宽带频率范围划分为多个调制波频率区间，通过PWM脉冲数N的切换来选择各调制波频率区间，在所选择的各调制波频率区间求取载波频率fc，由此在RF频带的宽带中，抑制载波C与调制波S之间的频率以及相位的同步偏差，通过宽带输出频率以及相位具有同步性的正弦波。
基于载波的上下限频率，将调制波频率fs可变的调制波可变频率范围的整个范围划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。在各调制波频率区间中，通过各个调制波频率区间的对应的整数的PWM脉冲数N和调制波频率fs，使满足fc＝N·fs的关系的载波频率fc的频率变化。
这样，即使在调制波频率fs在宽带变化的情况下，通过切换为与包含变化的调制波频率fs的各调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs的关系使载波频率fc可变，从而能够使载波与调制波S之间的频率周期，满足周期性。
使用图3，对宽带中的频率同步性进行说明。图3表示使载波频率fc动作至下限频率fc-lower的情况的例子。在本发明中，将使调制波可变的调制波可变频率范围划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。在图3中，调制波可变频率范围[fs-max，fs-min]是最大调制波频率fs-max和最小调制波频率fs-min的范围，能够基于宽带RF电源输出的正弦波的频率范围根据需要任意地设定。另外，调制波可变频率范围[a，b]表示频率范围，在a和b之间存在a＞b的大小关系。
RF(Radio Frequency：射频)的频率频带包括LF频带(30～300kHz)、MF频带(300kHz～3MHz)、HF频带(3MHz～30MHz)、VHF频带(30MHz～k)、UHF频带(300MHz～30GHz)，图3是调制波可变频率范围[fs-max，fs-min]的一例，例如将调制波可变频率范围在MF频带以及HF频带中设为[13.56MHz，2.59MHz]。
图3的(a)示出了调制波频率fs与载波频率fc的关系，图3的(b)示出了调制波频率fs与PWM脉冲数N的关系。
(a)调制波频率fs与载波频率fc的关系：
在图3的(a)所示的调制波频率fs与载波频率fc的关系中，设定载波频率fc的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower。
(a1)载波上下限频率的设定
通过包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的最小PWM脉冲数Nmin与fs-max之积来设定载波的上限频率fc-upper，通过载波上限频率fc-upper与Nmin/(Nmin+2)之积来设定下限频率fc-lower。
(a2)调制波频率区间的设定
调制波频率区间的设定在多个调制波频率区间中，
(1)在包含调制波的最大频率的高频侧的调制波频率区间中，将该调制波的最大频率fs-max设定为该调制波频率区间的最大频率。
(2)在使调制波频率区间的载波频率动作至下限频率fc-lower而减少全部调制波频率区间数的情况下，使用下限频率fc-lower的值来决定fs-min(N)和fs-max(N)。在N＞Nmin时，通过fs-min(N)＝fc-lower/N设定调制波频率区间N的最小调制波频率fs-min(N)，通过fs-max(N)＝fc-lower/(N-2)设定调制波频率区间N的最大调制波频率fs-max(N)。
(3)在使调制波频率区间的载波频率动作至上限频率fc-upper的情况下，使用上限频率fc-upper来决定调制波频率区间N的最大调制波频率fs-max(N)以及最小调制波频率fs-min(N)。通过fs-max(N)＝fc-upper/N来设定调制波频率区间N的最大调制波频率fs-max(N)，通过fs-min(N)＝fc-upper/(N+2)来设定调制波频率区间N的最小调制波频率fs-min(N)。
通过载波的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower的设定以及调制波频率区间的设定，将RF频带的宽带频率范围划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间。
在与调制波频率fs对应的各调制波频率区间中，切换为与该调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs求出与切换后的PWM脉冲数N对应的载波频率fc。
包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间是[fs-max，fs-max·Nmin/(Nmin+2)]。载波频率fc由上限频率fc-upper＝Nmin·fs-max和下限频率fc-lower＝fc-upper·Nmin/(Nmin+2)的频率区间设定。相对于该调制波频率区间所包含的调制波频率fs的载波频率fc成为使用与调制波频率区间对应的PWM脉冲数N＝Nmin并基于fc＝Nmin·fs而决定的频率。另外，在用[a，b]所示的调制波频率区间中，a表示高频，b表示低频。在以下的说明中也是同样的。
使载波频率动作至下限频率fc-lower时的N＞Nmin下的调制波频率区间为[fc-lower/(N-2)，fc-lower/N]，使载波频率动作至上限频率fc-upper时的调制波频率区间为[fc-upper/N，fc-upper/(N+2)]。相对于该调制波频率区间所包含的调制波频率fs的载波频率fc成为使用与调制波频率区间对应的PWM脉冲数N并基于fc＝N·fs而决定的频率。
(b)调制波频率fs与PWM脉冲数N的关系：
(b1)PWM脉冲数N
图3的(b)示出了调制波频率fs与PWM脉冲数N的关系，将与包含调制波S的最大频率的高频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N设为偶数最小值的最小PWM脉冲数Nmin，将各调制波频率区间的PWM脉冲数N朝向低频侧的调制波频率区间对最小PWM脉冲数Nmin依次加上2。在作为最小PWM脉冲数Nmin设定了“4”的情况下，针对从高频侧朝向低频侧的各调制波频率区间，依次将6、8、…的值设定为PWM脉冲数N。
(b2)PWM脉冲数N的偶数要件：
根据频率以及相位的同步性，调制波频率fs与载波频率fc之间具备通过PWM脉冲数N以fc＝N·fs表示的关系。PWM脉冲数N根据载波C相对于调制波S的对称性的要件而设为偶数。
通过使调制波频率fs与载波频率fc之间具有偶数倍的关系，在调制波S的1个周期中，确保前半的半周期的波形形状与后半的半周期的波形形状的对称性、以及与之相伴的PWM脉冲的对称性，抑制调制波S的1个周期内的PWM逆变器的各桥臂的开关损耗的偏差。
相对于调制波频率fs将载波频率fc设为fc＝N·fs，使载波频率fc具有调制波频率fs的偶数倍(N倍，N为偶数)的关系，在调制波S的1个周期中，前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形得到对称性。
另一方面，相对于调制波频率fs将载波频率fc设为fc＝(N+1)·fs，载波频率fc具有调制波频率fs的奇数倍((N+1)倍，N为偶数)的关系的情况下，在调制波S的1个周期中，前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形成为相对于时间轴反转的关系，因此不满足对称性。
通过使载波C相对于调制波S具有对称性，在调制波S的1个周期中，将前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形，以调制波S的半周期的π的相位的时间点作为基准时间点而对称，维持逆变器输出的PWM波形的前半半周期和后半半周期的对称性。
通过使载波C相对于调制波S具有对称性，维持逆变器输出的PWM波形的前半半周期和后半半周期的对称性。在载波C为奇函数的情况和为偶函数的情况下，开关损耗的偏差抑制不同。在载波C为奇函数的情况下，各桥臂的栅极信号的占空比为50％，因此各桥臂中的开关损耗均等化，抑制开关损耗的偏差。另一方面，在载波C为偶函数的情况下，各桥臂的栅极信号的占空比不成为50％，因此各桥臂中的开关损耗变得不均等，开关损耗的偏差未被抑制。
(b3)最小PWM脉冲数Nmin的设定
基于相对于最小脉冲数Nmin的增加的开关损耗的增加特性和相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加的谐波产生量的减少特性这两者的增减特性的均衡来选定最小PWM脉冲数Nmin。
在RF频带的单相逆变器中，为了降低开关损耗而得到高效率，要求减小PWM脉冲数N。由于调制波频率越低频率则PWM脉冲数N越大，因此需要以使高频侧的调制波最大频率下的PWM脉冲数N变小的方式选定最小PWM脉冲数Nmin。另一方面，PWM脉冲数N越小，逆变器输出所包含的谐波产生量越大，因此为了减少逆变器输出所包含的谐波产生量，需要在高频侧选定PWM脉冲数N变大的最小PWM脉冲数Nmin。
因此，最小PWM脉冲数Nmin具有用于降低开关损耗的低数值化和用于降低谐波产生量的高数值化的折衷(trade off)关系，因此最小PWM脉冲数Nmin以均衡该折衷的关系的方式选定。另外，PWM脉冲数N根据波形的对称性要求为偶数。
图4是用于说明最小PWM脉冲数Nmin的选定例的图。在图4中，横轴是最小PWM脉冲数Nmin，纵轴是开关损耗和谐波产生量，图中的实线表示开关损耗，虚线表示谐波产生量。此外，开关损耗以及谐波产生量的变化特性为了说明而示意性地表示，未必表示实际的特性。
开关损耗相对于最小PWM脉冲数Nmin呈现增加特性，谐波产生量相对于最小PWM脉冲数Nmin呈现减少特性，能够根据两特性交叉的点选定最小PWM脉冲数Nmin。例如，在开关损耗表示由SW1表示的特性、谐波产生量表示由HI1表示的特性的情况下，两特性交叉的点P1的开关损耗以及谐波产生量都变小。开关损耗和谐波产生量的折衷的点P1的最小PWM脉冲数Nmin为“4”，将该值选定为最小脉冲数Nmin。
在开关损耗的特性为SW1不变的状态下，在谐波产生量变化为由HI2表示的特性的情况下，根据该交叉点P2选定开关损耗与谐波产生量的折衷的点的最小PWM脉冲数Nmin为“6”。
另外，在谐波产生量的特性为HI2不变的状态下，在开关损耗变化为由SW2表示的特性的情况下，根据该交叉点Q1，最小PWM脉冲数Nmin选定为“4”。
同样地，根据具有开关损耗的特性SW1、SW2以及谐波产生量的特性HI1、HI2、HI3中的任一个特性，通过这些交叉点P1、P2、P3以及Q0、Q1、Q2来选定最小PWM脉冲数Nmin。
因此，在最小PWM脉冲数Nmin的设定中，在此将2、4、6作为最小PWM脉冲数Nmin的候补而选定最佳的最小PWM脉冲数Nmin。
(1)若选定偶数最小值的“2”作为最小PWM脉冲数Nmin，则开关损耗成为最小，但根据fc-lower＝fc-upper/2，载波频率fc的可变范围成为最大，谐波成为最大，因此需要在调制波S的可变频率控制时使用最大的低通滤波器来去除谐波。
(2)若选定“Nmin＝6”作为最小PWM脉冲数Nmin，则开关损耗比“Nmin＝4”大，但谐波变小，因此在调制波S的可变频率控制时能够使用比“Nmin＝4”小型的低通滤波器来去除谐波。
(3)在选定了“4”作为最小PWM脉冲数Nmin的情况下，成为取得“2”的情况和“6”的情况的均衡的特性，所以在将2、4、6设为最小PWM脉冲数Nmin的后补的情况下，将“4”选定为最佳的最小PWM脉冲数Nmin。
(b4)调制波频率区间与PWM脉冲数的对应
在图3的(b)所示的调制波频率fs与PWM脉冲数N的关系中，与各调制波频率区间对应地设定PWM脉冲数N。
PWM脉冲数N通过从高频侧的调制波频率区间朝向低频侧的调制波频率区间对PWM脉冲数N依次加上“2”而得到的值来设定。此外，PWM脉冲数N根据载波的对称性是偶数的整数，因此在各调制波频率区间设定的PWM脉冲数N也为偶数的整数。
在包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间(Nmin区间)设定的PWM脉冲数N为最小的PWM脉冲数Nmin，在包含最小调制波频率fs-min的调制波频率区间(Nmax区间)设定的PWM脉冲数N为最小的PWM脉冲数Nmax，根据载波的对称性为偶数的整数。
(b5)调制波频率区间的设定
根据上述关系，如果将调制波频率的最大频率fs-max的PWM脉冲数N设为最小PWM脉冲数Nmin，则成为fc-upper＝Nmin·fs-max、fc-lower＝fc-upper·Nmin/(Nmin+2)。
在动作至下限频率fc-lower的情况下，使用fc-lower的值来决定fs-min(N)和fs-max(N)。根据上述的关系，以下示出了使载波频率动作至下限频率fc-lower的情况下的调制波频率fs相对于PWM脉冲数N可变的频率区间。
N＝Nmin的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-upper/Nmin，fc-lower/Nmin]
N＝Nmin+2的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-lower/Nmin，fc-lower/(Nmin+2)]
N＞Nmin的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-lower/(N－2)，fc-lower/N]
在动作至上限频率fc-upper的情况下，使用fc-upper的值来决定fs-max(N)和fs-min(N)。通过上述的关系，以下示出了使载波频率动作至上限频率fc-upper的情况下的调制波频率fs相对于PWM脉冲数N可变的频率区间。
N＝Nmin的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-upper/Nmin，fc-lower/Nmin]
N＝Nmin+2的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-upper/(Nmin+2)，fc-upper/(Nmin+4)]
N＞Nmin的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-upper/N，fc-upper/(N+2)]
以下，在以下的表1中示出了使载波频率动作至下限频率fc-lower的情况下的载波频率fc被下限频率fc-lower和上限频率fc-upper限制的最小PWM脉冲数Nmin下的调制波可变频率范围的一例。
表1所示的调制波可变频率范围是在RF(Radio Frequency：射频)的频率频带中相当于HF频带(3MHz～30MHz)以及VHF频带(30MHz～300MHz)的频率频带的例子。调制波可变频率范围是一例，并不限于该例。
[表1]
PWM脉冲数 调制波频率区间 载波频率区间
N＝4 13.56MHz≥fs≥9.04MHz 54.24MHz≥fc≥36.16MHz
N＝6 9.04MHz≥fs≥6.03MHz 54.24MHz≥fc≥36.18MHz
N＝8 6.03MHz≥fs≥4.52MHz 48.24MHz≥fc≥36.16MHz
N＝10 4.52MHz≥fs≥3.62MHz 45.20MHz≥fc≥36.20MHz
N＝12 3.62MHz≥fs≥3.02MHz 43.44MHz≥fc≥36.24MHz
N＝14 3.02MHz≥fs≥2.59MHz 42.28MHz≥fc≥36.26MHz
各调制波频率区间与PWM脉冲数N建立对应，维持fc＝N·fs的关系。在调制波频率区间为13.56MHz≥fs≥9.04MHz的频率范围内，PWM脉冲数N对应于“4”，在调制波频率区间为3.02MHz≥fs≥2.59MHz的频率范围内，PWM脉冲数N对应于“14”，根据调制波频率fs切换PWM脉冲数N。
(b5)各调制波频率区间的PWM脉冲数N
(1)与包含调制波S的最大频率的最高的高频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N是偶数最小值的最小PWM脉冲数Nmin。
(2)与低频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N是从高频侧朝向低频侧依次对最小PWM脉冲数Nmin加上2而得到的值。
各调制波频率区间的PWM脉冲数N是通过在高频侧的调制波频率区间设定最小PWM脉冲数Nmin，朝向低频侧的调制波频率区间对最小PWM脉冲数Nmin依次加上2来设定的。
在作为最小PWM脉冲数Nmin设定了4的情况下，针对从高频侧朝向低频侧的各调制波频率区间，依次将6、8、…的值设定为PWM脉冲数N。
对高频侧的调制波频率区间设定较小的PWM脉冲数N，对低频侧的调制波频率区间设定较大的PWM脉冲数N，从而能够根据fc＝N·fs的关系将各调制波频率区间的载波频率fc纳入到包含在载波的上下限频率间的载波可变频率范围内。
(c)调制波频率fs与开关损耗之间的关系：
开关损耗Loss取决于PWM脉冲数N的单位时间内的开关次数nsw。因此，能够基于PWM脉冲数N与调制波频率fs之积(nsw＝N·fs)来评价开关损耗Loss。
(B)宽带的相位同步性
在本发明中，通过将载波C相对于调制波S设为奇函数或者偶函数，确保载波C的波形相对于调制波S的1个周期内的基准点的对称性，维持逆变器输出的PWM形的前半半周期和后半半周期的对称性。
(a)载波的波形特性
载波是奇函数波形或偶函数波形。奇函数是相对于任意的x满足f(x)＝-f(-x)的函数，相对于基准时间点的x＝0具备点对称的对称性。作为奇函数波形，例如有正弦波波形、三角波波形。
另一方面，偶函数是相对于任意的x满足f(x)＝f(-x)的函数，相对于基准时间点的x＝0在前后的时间点具备对称性。
通过将载波设为奇函数波形或偶函数波形，能够使载波C成为相对于调制波S对称的波形，在形成PWM逆变器的电桥电路中，通过使用具有对称性的载波C，每隔半个周期切换的逆变器输出的PWM电压波形成为对称。
图5的(a)表示载波相对于调制波S为奇函数的情况，图5的(b)表示载波相对于调制波S为偶函数的情况，示出了实线和单点划线表示的相互180°相位反转后的调制波S和虚线表示的载波C。此外，在此，示出了PWM脉冲数N为2的情况。
通过比较调制波S和载波C来生成PWM脉冲。在图5的(a)以及图5的(b)中，示出了PWM逆变器所具备的桥电路的开关元件Q1～开关元件Q4的栅极信号。开关元件Q1和开关元件Q3以及开关元件Q2和开关元件Q4具有使桥电路的2个桥臂相互反相地导通的关系。
在图5的(a)的奇函数的情况下，若对开关元件Q1的栅极信号与开关元件Q3的栅极信号进行比较，则相对于作为调制波S的半周期的π，波形成为相互对称的关系。开关元件Q1的栅极信号与开关元件Q2的栅极信号具有反转的关系，开关元件Q3的栅极信号与开关元件Q4的栅极信号具有反转的关系，因此关于开关元件Q2的栅极信号和开关元件Q4的栅极信号，波形相对于作为调制波S的半周期的π成为相互对称的关系。关于该波形的对称性，将调制波S的1个周期中的前半的半周期的载波C的信号波形和后半的半周期的载波C的信号波形设为以调制波S的半周期的π的相位的时间点为基准时间点而对称的关系，使两波形间的相位同步。
通过使载波C相对于调制波S具有对称性，维持逆变器输出的PWM波形的前半半周期和后半半周期的对称性。在该对称性中，在载波C为奇函数波形的情况和载波C为偶函数波形的情况下，开关损耗的均等性不同。
在载波C为奇函数的情况下，各桥臂的栅极信号的占空比为50％，因此各桥臂中的开关损耗均等化，抑制开关损耗的偏差。另一方面，在载波C为偶函数波形的情况下，各桥臂的栅极信号的占空比不成为50％，因此各桥臂中的开关损耗变得不均等，开关损耗的偏差未被抑制。
本发明中的可变频率控制不是将载波频率fc保持为固定值，而是通过PWM脉冲数N的切换，使决定变动范围的上限频率和下限频率的载波频率fc以及调制波频率fs可变，并且在fc与fs之间一边维持fc＝N·fs的关系一边保持奇函数或者偶函数，由此抑制开关损耗和谐波产生量。而且，通过将载波C设为奇函数波形，使桥式电路的各桥臂的开关损耗均等化，抑制开关损耗的偏差。
(C)载波生成部的结构例
使用图6的(a)、图6的(b)说明载波生成部的结构例。
(1)结构例1：
图6的(a)所示的结构例1具备载波上下限频率设定部7a、调制波频率区间设定部7b、载波频率运算部7c以及载波输出部7d。
载波上下限频率设定部7a基于调制波频率fs的范围[fs-max，fs-min]以及最小PWM脉冲数Nmin设定载波的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower。
调制波频率区间设定部7b基于载波的上限频率fc-upper、下限频率fc-lower以及PWM脉冲数N，将调制波频率fs的整个范围划分为多个调制波频率区间，并且将PWM脉冲数N与各调制波频率区间建立对应，将它们设定为特性数据。此外，在包含调制波S的最大频率的调制波频率最高的调制波频率区间对应有最小PWM脉冲数Nmin，在调制波频率低的调制波频率区间对应有朝向调制波频率fs变低的方向对Nmin依次加上“2”的PWM脉冲数N。
载波频率运算部7c基于由调制波频率区间设定部7b设定的特性数据，基于fc＝N·fs的关系来运算载波频率fc相对于调制波频率fs的关系。
载波输出部7d输出由载波频率运算部7c求出的载波频率fc的载波C。
(2)结构例2：
图6的(b)所示的结构例2具备特性数据存储部7e、读出部7f、载波频率运算部7c以及载波输出部7d。
特性数据存储部7e存储由调制波频率区间设定部7b设定的调制波频率区间以及与各调制波频率区间对应的PWM脉冲数N的特性数据。读出部7f输入调制波频率fs，从特性数据存储部7e读出包含该调制波频率fs的调制波频率区间以及对应的PWM脉冲数N的特性数据。特性数据存储部7e的特性数据的存储例如除了将调制波频率区间和PWM脉冲数N以表格形式存储以外，还能够以任意的形式存储。
载波频率运算部7c基于从特性数据存储部7e读出的特性数据，基于fc＝N·fs的关系来运算载波频率fc相对于调制波频率fs的关系，载波输出部7d输出由载波频率运算部7c求出的载波频率fc的载波C。
根据结构例2，将预先设定的特性数据存储于特性数据存储部7e，能够读出与调制波频率fs的变化对应的特性数据，因此能够缩短用于设定特使数据的运算处理。
(D)宽带RF电源的结构例的动作例
接着，使用图7～图12说明宽带RF电源的结构例的动作例。图7是用于说明结构例1的动作例的流程图，图8是用于说明结构例2的动作例的流程图。另外，图9～图12是用于更详细地说明图7的S1至S7的工序的流程图。在各流程图中，符号S表示动作顺序。
(1)结构例1的动作例
图7的流程图表示结构例1的动作例。
(S1)设定调制波S的调制波可变频率范围[fs-max，fs-min]。调制波S的最小频率fs-min以及最大频率fs-max基于宽带RF电源输出的基波成分的正弦波的频率范围来设定。该设定是一例，也可以基于其他基准来设定调制波可变频率范围。
(S2)基于相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加的开关损耗的增加特性和相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加的谐波产生量的减少特性这两者的增减特性的均衡来选定最小PWM脉冲数Nmin。
如Nmin的设定项所示，根据fc＝N·fs的关系，调制波频率fs越高的频率，PWM脉冲数N为越小的值，PWM脉冲数N的值越大，开关损耗Loss越大，根据相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加的开关损耗的增加特性，为了抑制开关损耗Loss，要求PWM脉冲数N为较小的值。
另一方面，关于谐波产生量，PWM脉冲数N的值越大，谐波产生量越小。通过相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加的谐波产生量的减少特性，为了抑制谐波产生量，要求PWM脉冲数N为较大的值。
(S3)求出载波的上限频率fc-upper和下限频率fc-lower。如载波上下限频率的设定项所示，载波的上限频率fc-upper通过包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的最小PWM脉冲数Nmin与fs-max之积来设定，下限频率fc-lower通过载波上限频率fc-upper与(Nmin/(Nmin+2))之积来设定。
基于在S1中设定的调制波S的最大小频率fs-max和在S2中设定的最小PWM脉冲数Nmin，通过(Nmin·fs-max)来设定包含最大小频率fs-max的调制波可变频率范围内的上限频率fc-upper。
另一方面，下限频率fc-lower通过fc-lower·(Nmin/(Nmin+2))来设定。因此，包含最大频率fs-max的调制波可变频率范围中的载波可变频率范围为[fc-upper，fc-lower]＝[Nmin·fs-max，fc-upper·(Nmin/(Nmin+2))]。
(S4)设定与PWM脉冲数N对应的调制波频率区间。
如调制波频率区间的设定项所示，设定调制波频率fs相对于PWM脉冲数N可变的频率区间。在此，示出了使载波频率动作至下限频率fc-lower的情况的一例。
N＝Nmin的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-upper/Nmin，fc-lower/Nmin]
N＝Nmin+2的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-lower/Nmin，fc-lower/(Nmin+2)]
N＞Nmin的区间的fs的可变区间：
fs＝[fc-lower/(N-2)，fc-lower/N]
(S5)在各调制波频率区间内使用调制波频率fs和PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs的关系来求出载波频率fc。根据该关系，根据包含频率变化的调制波频率fs的调制波频率区间来切换PWM脉冲数N，从而基于调制波频率fs和PWM脉冲数N来求出载波频率fc。
(S6)生成在S5求出的载波频率fc的载波C。
(S7)通过比较调制波S和载波C来生成PWM脉冲。
(S5)～(S7)各工序是每当输入调制波频率fs时，生成各输入的载波频率fc的载波C并生成PWM脉冲的工序。与此相对，
(S8)将在S4中设定的调制波频率区间和与调制波频率区间对应的PWM脉冲数N作为特性数据存储在存储单元中，在之后的S10中，针对所输入的调制波频率fs从存储单元读出特性数据，生成PWM脉冲。
(2)结构例1的动作例
以下，使用图8的流程图对S10的工序进行说明。
(S11)输入调制波S的调制波频率fs。此外，将输入的调制波频率fs设为调制波可变频率范围内的频率。
(S12)读出存储在存储单元中的特性数据。
(S13)基于读出的特性数据，读出与输入的调制波频率fs对应的PWM脉冲数N，基于fc＝N·fs的关系求出载波频率fc。
(S14)生成在S13中求出的载波频率fc的载波C。
(S15)将在S14中生成的载波C与调制波S进行比较，生成在PWM逆变器中使用的PWM脉冲。
(3)结构例1的详细的动作例
在(S1)～(S7)的各工序中，基于图9～图12的流程图表示N＝Nmin区间、N＝Nmin+2区间、N＝N区间的各区间的动作例。
(S1)设定调制波S的调制波可变频率范围[fs-max，fs-min]。调制波S的最大频率fs-max以及最小频率fs-min基于宽带RF电源输出的正弦波的频率范围来设定。
[N＝Nmin区间]：
(S20)设定最小PWM脉冲数Nmin。
(S21)在Nmin区间中，计算载波的上限频率fc-upper＝Nmin·fs-max以及载波的下限频率fc-lower＝fc-upper·(Nmin/(Nmin+2))。
(S22)求出Nmin区间的最小频率fs-min(Nmin)＝fc-lower/Nmin。
(S23)求出Nmin区间的调制波频率fs的可变范围[fs-max(Nmin)，fs-min(Nmin)]＝[fc-upper/Nmin，fc-lower/Nmin]。
[N＝Nmin+2区间]：
(S24)设定PWM脉冲数Nmin+2。
(S25)将与调制波频率fs的Nmin区间对应的调制波频率区间的最小频率fs-min(Nmin)设定为与Nmin+2区间对应的调制波频率区间的最大频率fs-max(Nmin+2)＝fc-lower·/Nmin。
(S26)求出Nmin+2区间的最小频率fs-min(Nmin+2)＝fc-lower/(Nmin+2)。
(S27)求出Nmin+2区间的调制波频率fs的可变范围[fs-max(Nmin+2)，fs-min(Nmin+2)]＝[fc-lower/Nmin，fc-lower/(Nmin+2)]。
[N＞Nmin区间]：
(S28)设定PWM脉冲数N。
(S29)将与调制波频率fs的N-2区间对应的调制波频率区间的最小频率fs-min(N-2)设定为与N区间对应的调制波频率区间的最大频率fs-max(N)＝fc-lower/(N-2)。
(S30)求出N区间的最小频率fs-min(N)＝fc-lower/N。
(S31)求出N区间的调制波频率fs的可变范围[fs-max(N)，fs-min(N)]＝[fc-lower/(N-2)，fc-lower/N]。
[N＝Nmax区间]
(S32)判定是否随着调制波S的调制波频率fs的减少而成为最小频率fs-min。在调制波频率fs为最小频率fs-min以上的情况下，重复S28至S31。在调制波频率fs小于最小频率fs-min的情况下，判定为调制波频率fs在调制波可变频率范围外，结束在调制波频率区间的设定。
(S33)在调制波频率区间的设定结束后，输入与从宽带RF电源输出的基波成分的正弦波的频率对应的调制波S的调制波频率fs。
(S34)在调制波频率fs的调制波频率区间中，计算与输入的调制波频率fs对应的载波C的载波频率fc。
(S35)在输入的调制波频率fs变化的情况下，重复S33、S34来计算载波频率fc。
(S36)在从宽带RF电源继续进行基波成分的正弦波的输出的情况下返回S33，在使继续输出结束的情况下结束来自宽带RF电源的正弦波的输出。
(开关损耗)
接着，对PWM逆变器中的开关损耗以及本发明的宽带RF电源引起的开关损耗的抑制进行说明。
载波C与调制波S在载波频率fc、调制波频率fs、N之间具备fc＝N·fs的关系。图13示出了载波为三角波的情况下的PWM脉冲数N为4、6的情况的例子。
图13的(a)中，调制波S及载波C的单位时间内的周期分别为1个周期及4个周期，调制波S的每1个周期的PWM脉冲数N为“4”。另外，每单位时间的载波C的脉冲数为4·fs，载波频率fc为4·fs。
图13的(b)中，调制波S及载波C的单位时间内的周期分别为1个周期及6个周期，调制波S的每1个周期的PWM脉冲数N为“6”。载波频率fc为6·fs，每单位时间的载波C的脉冲数为6·fs。
由开关动作接通/断开的单相PWM逆变器通过PWM控制进行开关元件的接通/断开切换动作来输出交流波形。在单相PWM逆变器中，开关元件的接通/断开切换动作在接通时间点以及断开时间点的切换时间点，电压的迁移以及电流的迁移产生延迟。由于该电压和电流的迁移延迟，在开关元件中产生电压和电流残留的时间段，产生被称为开关损耗的电力损耗。该开关损耗具有依赖于单位时间的接通/断开切换动作的频度即开关频率的特性，开关频率越高，开关损耗越大。单相PWM逆变器的载波(carrier)频率成为开关频率，因此输出基波成分的正弦波的单相PWM逆变器的开关损耗与输出方形波的方形波逆变器的开关损耗相比，大两者的开关频率的比率量。
因此，在以RF频带输出基波成分的正弦波的RF频带运转中，当使单相PWM逆变器以RF频带动作时，在开关动作中产生的开关损耗变得过大。
本发明的宽带RF电源将载波频率fc的上限设定为上限频率fc-upper，将下限设定为下限频率fc-lower，限制载波频率fc的载波可变频率范围。随着调制波频率fs在调制波可变频率范围内变化而切换PWM脉冲数N，从而将基于fc＝N·fs的关系决定的载波频率fc的范围限制在收敛于载波频率fc的载波可变频率范围内。
开关损耗Loss取决于PWM脉冲数N的单位时间内的开关次数nsw，并基于PWM脉冲数N与调制波频率fs之积(nsw＝N·fs)来评价。因此，开关损耗取决于调制波的1个周期内的脉冲数或单位时间内的载波频率fc，因此通过一边切换PWM脉冲数N一边限制PWM脉冲数N及载波频率fc来抑制开关损耗。
图14的(a)～图14的(c)示出了在fc＝N·fs的关系中PWM脉冲数N固定的情况。
在与调制波频率fs的变化无关地将PWM脉冲数N设为固定值Nconst的情况下(图14的(a))，载波频率fc伴随着调制波频率fs的变化而基于fc＝Nconst·fs的关系呈直线状地增加(图14的(b))。
开关损耗Loss与载波频率fc同样地相对于调制波频率fs具有正的增加特性，伴随着调制波频率fs的变化而增加(图14的(c))，调制波频率fs越高则越大，产生超过开关损耗的上限的情况。
图14的(d)～图14的(f)示出了在fc＝N·fs的关系中一边切换PWM脉冲数N一边将载波频率fc抑制在上限频率fc-upper与下限频率fc-lower的频率范围内的例子。
PWM脉冲数N随着调制波频率fs的变化，在最小PWM脉冲数Nmin与最大PWM脉冲数Nmax之间切换(图14的(d))。载波C的载波频率fc伴随着被切换的PWM脉冲数N在上限频率fc-upper与下限频率fc-lower的频率范围内基于fc＝N·fs的关系而可变。此时，调制波频率fs在与PWM脉冲数N对应的调制波频率区间内变化。
开关损耗Loss与载波频率fc同样地相对于调制波频率fs具有正的增加特性，随着调制波频率fs的变化而增加。然而，随着PWM脉冲数N的切换，载波频率被限制为上限频率fc-upper作为上限(图14的(e))，因此抑制了开关损耗Loss(图14的(f))。
(低通滤波器的截止频率)
低通滤波器去除逆变器输出中包含的谐波成分，输出基波成分的正弦波。低通滤波器的截止频率是使低频侧的正弦波频率通过并将高频侧的谐波频率切断的频率。谐波频率由谐波阶数n与调制波频率fs之积(n·fs)来表示。
在PWM脉冲数N与由单相PWM逆变器产生的调制波S的谐波的阶数n之间，在调制波频率fs高且PWM脉冲数N小的情况下，谐波在低阶侧产生，在调制波频率fs低且PWM脉冲数N大的情况下，谐波在高阶侧产生。
在低通滤波器中，为了去除谐波成分而输出基波成分的正弦波，要求截止频率是比频率最低的谐波低的频率。因此，在对于较高的调制波频率fs将低阶的谐波频率切断的频率、对于较低的调制波频率fs将高阶的谐波频率切断的频率内，将任意较低的频率设定为低通滤波器的截止频率。
在包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间中，最小调制波频率fs-min是对最大调制波频率fs-max乘以(Nmin/(Nmin+2))而得到的值。另一方面，在调制波可变频率范围内频率最低的最小调制波频率用fs-min表示。
(a)调制波频率fs高的情况：
在包含最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间的情况下，将对最大调制波频率fs-max和由与最大调制波频率fs-max对应的最小PWM脉冲数Nmin产生的最低谐波阶数n-min的积(n-min·fs-max)乘以(Nmin/(Nmin+2))而得到的频率值(n-min·fs-max·(Nmin/(Nmin+2)))设为截止频率f-cutoff的候补。另外，最低谐波阶数n-min是在最大调制波频率fs-max时阶数最低的谐波阶数。例如，选择“4”作为最小PWM脉冲数Nmin时的最低谐波次数n-min为“3”，此时的截止频率f-cutoff的候补为(3·fs-max·(2/3))。
(b)调制波频率fs低的情况：
在调制波频率fs较低的情况下，通过调制波可变频率范围的最小调制波频率fs-min和由与最小调制波频率fs-min对应的最大PWM脉冲数产生的最低谐波阶数n-min之积得到的频率值(n-min·fs-min)成为截止频率f-cutoff的候补。另外，最低谐波阶数n-min是在最小调制波频率fs-min时阶数最低的谐波阶数。例如，PWM脉冲数N为“14”时的最低谐波阶数n-min为“23”，此时的截止频率f-cutoff为(23·fs-min)。
(c)截止频率
将在上述(a)、(b)中得到的截止频率f-cutoff的候补中的较低的频率设定为截止频率f-cutoff。
(d)截止频率的选择
在包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的调制波频率fs的截止频率f-cutoff-max＝(n-min·fs-max·(Nmin/(Nmin+2)))与最小调制波频率fs-min的截止频率f-cutoff-min＝n-min·fs-min的比较中，将f-cutoff-max与f-cutoff-min之比K设为：
时，
当K＜1时，选择f-cutoff-max＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)作为截止频率，
当K≥1时，选择f-cutoff-min＝n-min·fs-min作为截止频率。
在此，在Nmin＝4和fs-max＝13.56MHz时n-min＝3，在Nmax＝14和fs-min＝2.59MHz时n-min＝23的例子中，f-cutoff-max与f-cutoff-min之比K为K＝(3·13.56MHz·(4/6))/(23·2.59MHz)＝0.455。在该例中，由于K＜1，因此选择包含最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间的截止频率f-ctoff-max＝n-min·fs-max·(Nmin/(Nmin+2))。
图15是用于说明低通滤波器的截止频率的图，图15的(a)、(b)以及(c)表示相对于调制波频率fs的PWM脉冲数N、最低谐波阶数n-min以及最低谐波频率fn-min的概略特性。图15的(a)所示的PWM脉冲数N是将最小PWM脉冲数Nmin设为“4”，将最大PWM脉冲数Nmax设为“14”的例子，如图15的(b)所示，相对于该PWM脉冲数N的最低谐波阶数n-min为“3”至“23”。此外，最大PWM脉冲数Nmax为“14”时的最低谐波阶数从“23”起出现，最小PWM脉冲数Nmin为“4”时的最低谐波阶数从“3”起出现。
在图15的(c)所示的最低谐波频率fn-min中，PWM脉冲数N为“4”时的最低谐波频率fn-min＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)为27.12MHz。另外，此时的最低谐波阶数n-min为“3”，fs-max为13.56MHz。另一方面，PWM脉冲数N为“14”时的最低谐波频率fn-min＝n-min·fs-min为59.57MHz。另外，此时的最低谐波阶数n-min为“23”，fs-min为2.59MHz。
因此，在该例子中，选择调制波频率fs为调制波可变频率范围的最大频率fs-max时的最低谐波频率fn-min的27.12MHz作为截止频率f-cutoff。
[电压控制]
接着，对电源的电压控制进行说明。在本发明的电源中，作为电压控制，能够应用DC链路电压控制或PWM控制。
(DC链路电压控制)
DC链路电压控制通过控制将直流电源的直流电压供给至逆变器电路的DC链路的电压来控制正弦输出的电压。图16表示进行DC链路电压控制的结构例。
电源1具备：直流电源2，其输出直流电压；PWM逆变器3，其将直流电源2供给的直流电压变换为正弦波；DC链路20，其连接直流电源2和PWM逆变器3并供给直流电压；DC链路电压控制部21，其控制DC链路20的电压；低通滤波器4，其去除PWM逆变器3的输出中包含的谐波成分；以及逆变器控制部5，其对PWM逆变器3进行PWM控制。逆变器控制部5具备PWM控制部6和载波生成部7。DC链路20以及DC链路电压控制部21以外的结构与图1所示的结构相同。基波成分的正弦波的输出的电压控制由控制DC链路20的电压的DC链路电压控制部21进行。
(基于PWM控制的电压控制)
基于PWM控制的电压控制通过控制PWM逆变器3的PWM控制部来控制正弦输出的电压。图17表示进行基于PWM控制的电压控制的结构例。
电源1具备：直流电源2，其输出直流电压；PWM逆变器3，其将直流电源2供给的直流电压变换为正弦波；低通滤波器4，其去除PWM逆变器3输出的正弦波的谐波成分；以及逆变器控制部5，其对PWM逆变器3进行PWM控制。逆变器控制部5具备PWM控制部6和载波生成部7，与图1所示的结构相同。正弦波的输出的电压控制由PWM控制部6控制调制率来进行。
此外，上述实施方式中的记述是本发明的宽带RF电源的一例，本发明并不限定于各实施方式，能够基于本发明的主旨进行各种变形，并不将它们从本发明的范围排除。
工业上的可用性
本发明的D类全桥放大器的驱动装置能够应用于在半导体制造装置、液晶面板制造装置等中使用的高频电源(RF发生器)。作为适用的高频电源，例如有可变电压可变频率电源(VVVF：Variable Voltage Variable Frequency)和可变电压固定频率电源(VVCF：Variable Voltage Constant Frequency)。
符号说明
1 电源(宽带RF电源)
2 直流电源
3 PWM逆变器
4 低通滤波器
5 逆变器控制部
6 PWM控制部
7 载波生成部
7a 载波上下限频率设定部
7b 调制波频率区间设定部
7c 载波频率运算部
7d 载波输出部
7e 特性数据存储部
7f 读出部
20 DC链路
21 DC链路电压控制部
30 D类全桥放大器
Vd 直流电压
Vinv 逆变器输出
Vout 输出波
Br 单相全桥电路
C 载波
Ca 电容器
Loss 开关损耗
N PWM脉冲数
Nconst 固定值
Nmax 最大PWM脉冲数
Nmin 最小PWM脉冲数
Q1、Q2、Q3，Q4 开关元件
R 负荷
S 调制波
Tr 输出变压器
fc 载波频率
fc-upper 上限频率
fc-lower 下限频率
f-cutoff 截止频率
fn 谐波频率
fs 调制波频率。

Claims (14)

1.一种宽带RF电源，其在RF频带中以宽带输出正弦波，该宽带RF电源具备：
直流电源；
单相PWM逆变器，其将所述直流电源供给的直流变换为交流；
逆变器控制部，其对所述单相PWM逆变器进行PWM控制；以及
低通滤波器，其从所述单相PWM逆变器的逆变器输出中去除谐波成分，
其特征在于，
所述逆变器控制部具备PWM控制部和载波生成部，
所述载波生成部具备：
载波可变频率范围，其用上限频率和下限频率限定频率；以及
调制波可变频率范围，其被划分为与PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间，
在各所述调制波频率区间，使用该调制波频率区间内的调制波频率fs和与调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，来输出基于fc＝N·fs决定的载波频率fc的载波，
所述PWM控制部通过比较所述调制波频率fs的调制波和所述载波，来输出对所述逆变器控制部进行PWM控制的PWM脉冲，并输出与调制波的可变频率对应的频率的正弦波。
2.根据权利要求1所述的宽带RF电源，其特征在于，
所述载波生成部具备：
载波上下限频率设定部，其设定载波的上限频率以及下限频率；
调制波频率区间设定部，其将调制波可变频率范围的全部范围划分并设定为与各PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间；
载波频率运算部，其在各所述调制波频率区间，将针对调制波频率fs的PWM脉冲数N切换为与包含该调制波频率fs的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，并根据切换后的PWM脉冲数N和调制波频率fs，基于fc＝N·fs来运算载波频率fc；以及
载波输出部，其输出具有所述载波频率运算部求出的载波频率fc的载波。
3.根据权利要求2所述的宽带RF电源，其特征在于，
所述载波上下限频率设定部使用包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间的PWM脉冲数N＝Nmin，来设定载波上限频率fc-upper＝Nmin·fs-max和载波下限频率fc-lower＝fc-upper·Nmin/(Nmin+2)，
调制波频率区间设定部在所述多个调制波频率区间中的包含调制波的最大频率的高频侧的调制波频率区间Nmin，设定该调制波频率的最大频率fs-max＝fc-upper/Nmin和最小频率fc-lower/Nmin，
在低频侧的调制波频率区间的N＞Nmin，
(a)在使载波频率动作至下限频率fc-lower的情况下，设定该调制波频率的最大频率fc-lower/(N-2)和最小频率fc-lower/N，
(b)在使载波频率动作至上限频率fc-upper的情况下，设定该调制波频率的最大频率fc-upper/N和最小频率fc-upper/(N+2)。
4.根据权利要求1所述的宽带RF电源，其特征在于，
所述载波生成部具备：
特性数据存储部，其将调制波可变频率范围进行划分，并存储与该划分的PWM脉冲数N对应地设定的多个调制波频率区间；
读出部，其读出包含从特性数据存储部输入的调制波频率fs的调制波频率区间以及对应的PWM脉冲数；
载波频率运算部，其在各所述调制波频率区间，将针对调制波频率fs的PWM脉冲数N切换为与包含该调制波频率fs的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，并根据切换后的PWM脉冲数N和调制波频率fs，基于fc＝N·fs来运算载波频率fc；以及
载波输出部，其输出具有所述载波频率运算部求出的载波频率fc的载波。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的宽带RF电源，其特征在于，
所述PWM脉冲数N为偶数，
与包含调制波的最大频率的最高的高频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N为偶数最小值的最小PWM脉冲数Nmin，
与低频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N为从高频侧起朝向低频侧依序对PWM脉冲数N加上2而得的值。
6.根据权利要求5所述的宽带RF电源，其特征在于，
最小PWM脉冲数Nmin为4。
7.根据权利要求1至5中的任一项所述的宽带RF电源，其特征在于，
所述载波是奇函数波形或偶函数波形。
8.根据权利要求1至6中的任一项所述的宽带RF电源，其特征在于，
所述低通滤波器的截止频率是(n-min·fs-min(Nmin))和(n-min·fs-min)中较小的频率值，其中，(n-min·fs-min(Nmin))是在包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间，最小调制波频率fs-min(Nmin)和由与调制波频率区间对应的最小PWM脉冲数Nmin产生的最低谐波阶数n-min的积，(n-min·fs-min)是在包含调制波可变频率范围的最小调制波频率fs-min的低频侧的调制波频率区间，最小的最小调制波频率fs-min和由与调制波频率区间对应的最小PWM脉冲数产生的最低谐波阶数n-min的积。
9.根据权利要求8所述的宽带RF电源，其特征在于，
在包含所述调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间，最小的最小调制波频率fs-min(Nmin)为对最大调制波频率fs-max乘上((Nmin/(Nmin+2))而得的值。
10.一种宽带RF电源的控制方法，在PWM逆变器中对调制波与载波进行比较，而在RF频带中，将所输出的正弦波的输出频率以宽带可变地输出，
所述载波的生成具备如下工序：
(a)载波上下限频率设定工序，设定载波的上限频率和下限频率；
(b)调制波频率区间设定工序，将调制波可变频率范围的全部范围划分并设定为与各PWM脉冲数N对应的多个调制波频率区间；
(c)载波频率运算工序，在调制波频率fs，切换为与包含该调制波频率fs的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N，并根据切换后的PWM脉冲数N和可变的调制波频率fs，基于fc＝N·fs来运算载波频率fc；
(d)载波输出工序，输出在载波频率运算工序中求出的载波频率fc的载波；
(e)PWM脉冲输出工序，将所述调制波频率fs的调制波与在所述载波输出工序中输出的载波进行比较，并输出对所述PWM逆变器进行PWM控制的PWM脉冲；以及
(f)输出工序，输出具有与调制波频率fs对应的输出频率的正弦波。
11.根据权利要求10所述的宽带RF电源的控制方法，其特征在于，
在所述载波上下限频率设定工序中，使用包含调制波可变频率范围的最大调制波频率fs-max的高频侧的调制波频率区间的PWM脉冲数N＝Nmin，来设定载波上限频率fc-upper＝Nmin·fs-max和载波下限频率fc-lower＝fc-upper·Nmin/(Nmin+2)，
在调制波频率区间设定工序中，在所述多个调制波频率区间中的包含调制波的最大频率的高频侧的调制波频率区间Nmin，设定该调制波频率的最大频率fs-max＝fc-upper/Nmin和最小频率fc-lower/Nmin，
在低频侧的调制波频率区间的N＞Nmin，
(a)在使载波频率动作至下限频率fc-lower的情况下，设定该调制波频率的最大频率fc-lower/(N-2)和最小频率fc-lower/N，
(b)在使载波频率动作至上限频率fc-upper的情况下，设定该调制波频率的最大频率fc-upper/N和最小频率fc-upper/(N+2)。
12.根据权利要求10或11所述的宽带RF电源的控制方法，其特征在于，
将所述PWM脉冲数N设为偶数，
与包含调制波的最大频率的最高的高频侧的调制波频率区间对应的脉冲数N为偶数最小值的最小PWM脉冲数Nmin，
将与低频侧的调制波频率区间对应的PWM脉冲数N设为从高频侧朝向低频侧依序对PWM脉冲数N加上2而得的值。
13.根据权利要求12所述的宽带RF电源的控制方法，其特征在于，
基于相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加而开关损耗增加的增加特性和相对于最小PWM脉冲数Nmin的增加而谐波产生量减少的减少特性这两者的增减特性的均衡，来选定所述最小PWM脉冲数Nmin。
14.根据权利要求10所述的宽带RF电源的控制方法，其特征在于，
在所述输出工序中，将从PWM逆变器的逆变器输出中去除谐波成分的低通滤波器的截止频率，基于包含最大调制波频率fs-max的调制波频率区间的调制波频率fs的截止频率f-cutoff-max＝(n-min·fs-max·(Nmin/(Nmin+2)))与最小调制波频率fs-min的截止频率f-cutoff-min＝n-min·fs-min之比K，
在K＜1时，选择f-cutoff-max＝n-min·fs-max·Nmin/(Nmin+2)作为截止频率，
在K≥1时，选择f-cutoff-min＝n-min·fs-min作为截止频率。
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