CN117897898A - Rf频带电源装置以及脉冲宽度调制控制方法 - Google Patents

Rf频带电源装置以及脉冲宽度调制控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明的脉冲宽度调制控制是在使用正弦波作为调制波的波形的调制率的变化中，使调制率从通常调制区域至过调制区域连续变化，在通常调制区域与过调制区域的切换中，以通常调制区域的调制率与过调制区域的调制率不会不连续的方式进行控制。在过调制区域限制调制率α，从而防止发生脉冲宽度跳跃现象，防止因跳跃现象而脉冲宽度的连续性消失，保障过调制区域中的脉冲宽度的连续性。调制率α的上限值αupper是PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值，将调制率α限制为小于该阈值。

Description

RF频带电源装置以及脉冲宽度调制控制方法
技术领域
本发明涉及在RF(Radio Frequency，射频)频带中输出正弦波的RF频带电源装置以及脉冲宽度调制控制方法。
背景技术
RF频带的频率频带(frequency band)包含LF频带(30kHz～300kHz)、MF频带(300kHz～3MHz)、HF频带(3MHz～30MHz)、VHF频带(30MHz～300MHz)。
作为RF频带中的放大电路，已知有模拟放大电路及数字放大电路。模拟放大电路根据偏置量被分类为A类、B类、C类。作为数字放大电路，已知有基于RF频带中的单相方形波逆变器的D类放大电路。
以往已知在输出正弦波的RF频带电源装置中使用A类-C类的放大电路，但因低效率且损耗大，因此在大容量化方面有困难。
基于RF频带中的单相PWM逆变器的D类放大电路具备由MOSFET等半导体开关元件的单相全桥电路构成的D类全桥放大器。单相PWM逆变器通过PWM控制，使桥式电路的半导体开关元件进行接通/断开(ON/OFF)切换动作，由此被用作将直流电源的直流电压转换为交流电压的电力转换装置。
基于单相PWM逆变器的电力转换装置通过将相位相反的二个调制波的调制信号与载波的载波信号相比较而生成PWM脉冲信号。通过所生成的PWM脉冲信号，单相PWM逆变器的开关元件的接通/断开切换动作被控制而得到单极波形的正弦波输出的交流波形。在此，相反的二个波形是极性彼此相反的，意指处于彼此偏离180°的相位关系，单极波形意指波形的极性仅为正或负的其中一方。
专利文献1记载了输出正弦波的PWM逆变器。此外，专利文献2记载了针对将直流电力转换为商用交流电力的逆变器装置，将PWM载波信号的频率设定为调制指令信号的频率的整数倍，从而可使全桥电路的第1臂(arm)与第2臂的开关动作同步。作为一例，示出了将PWM载波信号的频率设定为20kHz，将电流指令信号的频率设定为50Hz的例子。
在PWM逆变器的调制中，通过进行过调制控制，调制波与载波(carrier wave)相交叉的次数减少。由此，已知开关次数降低而开关损耗降低，PWM逆变器的运转效率提升。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-176239号公报
专利文献2：日本特开2001-320884号公报
专利文献3：日本特开2006-230195号公报
发明内容
发明所要解决的问题
已知过调制控制有因脉冲数减少所致的开关损耗降低、或因相对于输入电压的基波成分的比率提高所致的电力增加，而获得高效率/高输出的优点。另一方面，发生占空比(duty ratio)转移为50％的脉冲宽度的跳跃现象，有PWM脉冲信号的脉冲宽度的连续性破坏的课题。
(过调制)
图13是在单相PWM逆变器的脉冲宽度控制(正弦波调制控制)中，用于说明通常调制(normal modulation)控制与过调制(overmodulation)控制的图。其中，在此，通常调制控制意指调制率不为过调制的调制控制。图13的(a)示出了在以调制率为1以下的通常调制控制进行脉冲宽度控制的情况下的调制波S与载波C。单相PWM逆变器使用相反的二个正弦波作为调制波S1、S2，来形成单极波形的逆变器输出电压。逆变器输出的输出电压成为与调制波相同的频率的正弦波。实线及虚线的相反的二个正弦波表示调制波S1、S2，三角波表示载波C。图13的(b)示出了通过调制波S1、S2的调制信号与载波C的载波信号的比较所得的PWM脉冲信号。
图13的(c)示出了调制率超过1的过调制控制中的调制波S(S1、S2)与载波C，图13的(d)示出了PWM脉冲信号。将调制波S的调制率设为α、载波C的三角波的峰值(peak)设为1时，在三角波成为峰值的相位θ中，调制波S超过1时发生过调制。
在三角波的峰值的时间点，调制率α的调制波S超过时，与载波C相交的交点的个数减少。由此，所得的PWM脉冲信号的脉冲数比通过基于通常调制控制的正弦波调制控制得到的脉冲数减少，且开关损耗降低。
图13的(e)、(f)示出了过调制控制的调制率变得更大的情况。在该状态下，在调制波的1/2周期内，调制波S与载波C相交的交点的个数为2，所得的PWM脉冲信号在1/2周期内成为1脉冲。
图14是用于说明过调制控制中的脉冲宽度的跳跃现象的图。图14的(a)、图14的(b)示出了在调制波的1/2周期内，调制波S与载波C相交叉的边界点，若越过该边界点，调制波S与载波C不交叉。边界点的交点在调制波的1个周期的两端发生，因此具有在2个交点间所夹的脉冲宽度的PWM脉冲信号仅生成一个。
另一方面，图14的(c)、图14的(d)示出了调制率增大而在调制波的1/2周期内，调制波S与载波C不交叉的状态。在该状态下，PWM脉冲信号的脉冲宽度转移为50％占空比的脉冲宽度。该转移的50％占空比的脉冲宽度在与图14的(b)所示的边界点的脉冲宽度(图14的(d)用虚线所示的PWM脉冲信号的脉冲宽度)之间不具连续性而形成为不连续。该脉冲宽度的不连续性呈现为跳跃现象。
因过调制控制的调制率增大，若越过调制波S与载波C相交的边界点，所生成的PWM脉冲信号的脉冲宽度全部成为50％占空比的脉冲宽度，且脉冲宽度成为不连续，因此衍生无法保持PWM脉冲宽度控制的连续性的课题。
(RF频带与商用频率的频率频带中的跳跃现象的不同)
以下说明基于RF频带与商用频率的频率频带的跳跃现象的差异。基于本发明的PWM逆变器的正弦波输出的频率频带为RF频带。该RF频带的跳跃现象表示与商用频率的跳跃现象不同的情况。
(a)商用频率的频率频带中的跳跃现象
在PWM逆变器中，在通常调制控制中使调制波的1个周期内的脉冲数不变动，因此在调制波频率fs与载波频率fc之间，将N设为整数而具有fc＝N·fs的关系。表示调制波频率fs与载波频率fc之间的关系的N相当于在调制波的1个周期内存在驱动控制开关元件的开关脉冲的脉冲数。
在商用频率的频率频带中，将调制波频率fs设为60Hz、载波频率fc设为21kHz时，PWM脉冲数N成为350(＝21kHz/60Hz)。
若将PWM脉冲数N设为350而适用过调制控制时，发生跳跃现象的1脉冲模式的瞬前的调制状态的导通率为(N-1)/(2·N)＝(350-1)/(2·350)＝0.499。与此相对，跳跃现象后的1脉冲模式的导通率为0.5，为方形波。跳跃现象的前后的输出电压变动率为{(0.5-0.499)/0.5}×100％＝0.2％。跳跃部分的输出电压变动率若以零为基准，则为±0.1％，因此在商用频率频带中，跳跃现象可谓是可忽略的程度。
在马达控制中，调制波频率fs为1Hz～200Hz，载波频率fc为20kHz，脉冲数N为20000～100，因此输出电压并未跳跃。
在专利文献3中，在电动车的马达控制中示出了在输出电压基波的半周期使多个电压脉冲输出的脉冲宽度调制控制模式与在输出电压基波的半周期使单一的电压脉冲输出的1脉冲控制模式之间介在过调制控制模式的多脉冲模式。在专利文献3的过调制控制模式与1脉冲模式间，使输出电压进行不连续动作。
在基于过调制控制的1脉冲模式中，发生跳跃现象之前的调制状态的导通率d为d＝(N-1)/(N·2)，因此在20000～100的脉冲数N的范围中，N＝20000的时的导通率d为0.49998，N＝100的时的导通率d为0.495。在发生了跳跃现象之后，1脉冲模式的导通率为0.5，成为方形波。若为N＝100，跳跃现象的前后的输出电压变动率为1％。因此，跳跃部分的输出电压变动率成为±0.5％。由1脉冲模式中的跳跃现象发生的±0.5％的电压变动在马达驱动中不会成为问题。
在过调制模式中，在RF频带由于使用少数脉冲数而成为问题的跳跃现象在专利文献3的逆变器控制的低带宽中由于使用多数脉冲数，因此可忽略。
其中，在专利文献3中，过调制控制的多脉冲模式使调制波与载波(搬送波)异步。调制波与载波(搬送波)为异步，因此与调制波频率相比，载波频率(搬送波频率)必须十分高。
(b)RF频率的频率频带中的跳跃现象
与此相对，在RF频率的频率频带中，由于频率频带为高频频带，因此载波频率成为非常高的频率。若对该高频率的载波频率适用较大的脉冲数N，则开关损耗成为过大，因此不适当作为RF频带电源装置。因此，在RF频带中，使用较小的脉冲数N。
若在RF频带中将脉冲数N设定为较小的值，则发生跳跃现象的前后的导通率的变动成为无法忽略的程度的大小。若例如N＝4，发生跳跃现象前的导通率为(N-1)/(2·N)＝(4-1)/(2·4)＝0.375，与商用频率的频率频带中的导通率的差0.001(＝0.5-0.499)相比较，与跳跃现象后的导通率0.5间的差0.125(＝0.5-0.375)较大。因此，在RF频带的频率频带中，无法忽略跳跃现象。
因此，在RF频带中，在过调制控制中，因PWM脉冲信号的脉冲宽度转移至50％占空比的脉冲宽度的跳跃现象，有脉冲宽度成为不连续的课题。
本发明解决上述的以往的问题点的课题，其目的在于，在过调制控制中，抑制PWM脉冲信号的脉冲宽度转移至50％占空比的脉冲宽度的跳跃现象，且抑制脉冲宽度成为不连续的情况。
用于解决课题的手段
本发明涉及脉冲宽度调制控制方法以及基于脉冲宽度调制控制的RF频带电源装置。本发明的脉冲宽度调制控制方法以及RF频带电源装置输出RF频带的正弦波。在本发明的逆变器控制中，为了输出RF频带的正弦波，调制信号的调制波频率fs为RF频带的高频率，载波信号的载波频率fc为比调制波频率fs更高的频率。在此，RF频带是包含LF频带(30kHz～300kHz)、MF频带(300kHz～3MHz)、HF频带(3MHz～30MHz)、VHF频带(30MHz～300MHz)的频率频带。
本发明的脉冲宽度调制控制是单相PWM逆变器的脉冲宽度调制(PWM)控制，根据RF频带的正弦波的调制信号与三角波的载波信号的比较，生成栅极信号，并将所生成的栅极信号作为PWM脉冲信号来对单相PWM逆变器进行脉冲宽度调制(PWM)控制。RF频带电源装置通过该脉冲宽度调制控制，输出RF频带的正弦波。
本发明的脉冲宽度调制控制使用RF频带的频率作为正弦波的调制信号的调制波频率fs，并使用调制波频率fs的偶数N倍的频率作为三角波的载波信号的载波频率fc。
本发明的脉冲宽度调制控制中，在使用正弦波作为调制波的波形的调制率的变化中，使调制率从通常调制区域至过调制区域连续变化，将通常调制区域与过调制区域总括以通常调制区域的调制率与过调制区域的调制率不会成为不连续的方式进行控制，且抑制跳跃现象。其中，在此，通常调制区域及过调制区域的任何区域的调制率均使用“调制率”的用语来说明并通过α的记号来表述。
伴随调制率α的变化，在振幅1的三角波的载波的峰值时间点，若正弦波的调制波α·sinθ超过1，则在该调制率的区间，PWM脉冲信号消灭，调制率从通常调制区域转移至过调制区域。在过调制区域，随着调制率α变大，PWM脉冲信号消灭的区间扩大，在调制波的半周期内生成的PWM脉冲信号成为1个。伴随调制率α变得更大，PWM脉冲信号的脉冲宽度加宽，在调制波与载波的重叠消失的时间点，脉冲宽度跳跃成50％占空比。通过该跳跃，跳跃现象前后的脉冲宽度的连续性消失。在本发明中，设定调制率α的上限值αupper，且以调制率α不超过上限值αupper的方式进行限制，从而抑制脉冲宽度转移至50％占空比来进行跳跃。
本发明通过在过调制区域限制调制率α，防止发生脉冲宽度的跳跃现象，且防止因跳跃现象而脉冲宽度成为不连续，保障过调制区域中的脉冲宽度的连续性。调制率α的上限值αupper是PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值，且将调制率α限制为小于该阈值。
[RF频带电源装置]
本发明的RF频带电源装置具备：直流电源；单相PWM逆变器，其将从直流电源供给的直流变换为交流；低通滤波器电路，其去除单相PWM逆变器的交流输出中包含的高频成分而输出正弦波；以及逆变器控制部，其对单相PWM逆变器进行脉冲宽度调制。
逆变器控制部具备：PWM控制部，其通过正弦波的调制信号与三角波的载波信号的比较，生成在脉冲宽度调制中使用的PWM脉冲信号；以及调制信号/载波信号生成部，其生成调制信号和载波信号。
此外，调制信号/载波信号生成部具备：调制控制部，其控制调制信号的调制率。调制控制部具备如下功能：
(a)将过调制区域的调制率设为小于PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值而限制上限，并维持PWM脉冲信号的脉冲宽度的连续性的功能；
(b)使从通常调制区域至过调制区域的调制率享有连续性，将调制信号的调制波设为从通常调制区域至过调制区域呈连续的正弦波的功能。
(单相PWM逆变器)
单相PWM逆变器具备：单相全桥电路，其是在直流电源的正端与负端之间并联连接将开关元件形成为上下臂的2个脚(leg)而成的，通过开关元件的接通/断开(ON/OFF)动作，将从直流电源供给的直流输入转换为交流输出。
(逆变器控制部)
逆变器控制部根据相位相反的二个调制波的调制信号与载波的载波信号的比较生成栅极信号，并将所生成的栅极信号作为PWM脉冲信号而使单相全桥电路的开关元件进行接通/断开动作，对单相PWM逆变器进行脉冲宽度调制。
(调制信号生成部)
调制信号生成部根据调制波频率fs和由调制控制部控制的调制率α，生成正弦波的调制波α·sin(2π·fs·t)。
(载波信号生成部)
载波信号生成部根据调制波频率fs和脉冲数N，生成载波频率fc＝N·fs的三角波。由此，调制波频率fs与载波频率fc成为整数N倍的关系。
本发明的RF频带电源装置针对(A)调制率的条件、(B)、(C)调制率的过调制下限值/上限值、及(D)调制率的范围，具备以下要件。
(A)调制率的条件
过调制状态是将三角波的载波的最大振幅设为1时，正弦波的调制波的振幅α·sinθ满足(α·sinθ＞1)的关系的状态。在调制波的半周期，在调制波与三角波交叉的第k个k区间内，根据过调制状态的调制波超过三角波的峰值的条件，过调制状态的调制率α用以下的式(1)表示。N为PWM脉冲数。
α＞1/sin{2π(k+1/4)/N} (1)
(B)调制率的过调制下限值
在正弦波的调制波的振幅α·sinθ成为(α·sinθ＞1)的关系的过调制状态，调制波的峰值在调制波的1/4周期的相位即π/2出现，因此过调制区域的过调制下限值在k＝INT(N/4)的区间出现的、INT(n)表示“n”的整数部分。若在上述的式(1)的“k”中代入“INT(N/4)”，则调制率α的过调制下限值αlower用以下的式(2)表示。
αlower＝1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N] (2)
在调制波的峰值的近旁，调制波与载波的峰值相接，将在该接点停留在过调制状态的调制率的阈值设为调制率的过调制下限值αlower。调制波的峰值在调制波的1/4周期、及3/4周期出现。在调制率的过调制下限值αlower中，载波的峰值在调制波的1/4周期、及3/4周期的峰值侧与调制波相接。若调制率α小于调制率的过调制下限值αlower，则调制波在载波的各周期内交叉，未达至过调制状态。
若调制率α大于调制率的过调制下限值αlower，则成为过调制状态，若为调制率α的过调制下限值αlower以下，则成为通常调制状态。这可谓是调制率α的过调制下限值αlower为调制率的上限值。
(C)调制率的上限值
调制率α的上限值αupper是发生PWM脉冲信号的脉冲宽度转移至50％占空比的脉冲宽度的跳跃现象时的值，在上限值αupper的前后，脉冲宽度成为不连续，无法维持调制率的连续性。调制率α的上限值αupper相当于k区间为调制波的周期端部即k＝0时。若在上述的式(1)的“k”中代入“0”，调制率α的上限值αupper用以下的式(3)表示。N为PWM脉冲数。
αupper＝1/sin(π/2N) (3)
在调制波的1个周期内的内周端部即k＝0中，调制波与载波的峰值相接，将在该接点停留在通常调制状态的调制率的阈值设为调制率α的上限值αupper。在调制率α的上限值αupper，载波的峰值在调制波的1个周期内在0、2π的近旁的内周端侧即k＝0与调制波相接。若调制率α大于调制率的上限值αupper，则调制波与载波在nπ(n为0或整数)以外的相位并不交叉。调制率α的上限值αupper是发生PWM脉冲信号的脉冲宽度转移至50％占空比的脉冲宽度的跳跃现象时的值，在上限值αupper的前后，脉冲宽度成为不连续。通过对过调制的调制率设定上限值，能够维持从通常调制至过调制的上限呈连续性。
(D)调制率的范围
调制率的范围是根据调制率α的过调制下限值αlower及上限值αupper用以下的式(4)的不等式表示的。
1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N]＜α
<1/sin(π/2N) (4)
[脉冲宽度调制控制方法]
本发明的脉冲宽度调制控制方法是将根据RF频带的相位相反的二个调制信号与载波信号的比较生成的栅极信号作为PWM脉冲信号而对单相PWM逆变器进行脉冲宽度调制控制，输出RF频带的正弦波的单相PWM逆变器的脉冲宽度调制控制的控制方法。
调制信号的调制波为正弦波，载波信号的载波为三角波，调制信号的调制范围通过调制率从通常调制区域跨至过调制区域，本发明的过调制区域的调制率如以下所示限制上限。
(a)将过调制区域的调制率设为小于PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值而限制上限，并维持PWM脉冲信号的脉冲宽度的连续性。
(b)使从通常调制区域至过调制区域的调制率享有连续性，将调制信号的调制波设为从通常调制区域至过调制区域呈连续的正弦波。
本发明的脉冲宽度调制控制方法针对(A)调制率的条件、(B)、(C)调制率的过调制下限值/上限值、及(D)调制率的范围，具备与本发明的RF频带电源装置同样的要件。
本发明的RF频带电源装置及脉冲宽度调制控制方法实现以下的各效果：
·在过调制控制，抑制PWM脉冲信号的脉冲宽度转移至50％占空比的脉冲宽度的跳跃现象，并抑制脉冲宽度的不连续性；
·在过调制区域，因使用得到较大的基波成分比的调制率所致的输出电压的高输出化；
·因降低开关次数所致的开关损耗的降低；
·因开关损耗的降低所致的脉冲宽度调制中的高效率。
发明效果
如以上说明的样，通过本发明，可在过调制控制中，抑制PWM脉冲信号的脉冲宽度转移至50％占空比的脉冲宽度的跳跃现象，并抑制脉冲宽度成为不连续的情况。
附图说明
图1是用于说明本发明的RF频带电源装置的概略结构的图。
图2是说明本发明的(S0)～(S5)的各阶段的关系的图。
图3是用于在脉冲宽度调制(PWM)控制中说明调制波及载波的图。
图4是用于说明调制率α的上限值及过调制下限值的图。
图5是用于说明过调制状态的调制率α的范围的图。
图6是表示相对于调制率α的基波成分比B1/Vd的特性的图。
图7是表示相对于调制率α的基波成分比B1/Vd、谐波成分比B3/B1、B5/B1的特性的图。
图8是表示开关损耗与谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1的关系的图。
图9是表示相对于脉冲数N的基波成分比B1/Vd的图。
图10是表示相对于调制率α的基本成分比B1/Vd的图。
图11是表示相对于调制率α的基本成分比B1/Vd及THD的图。
图12是用于说明本发明的RF频带电源装置的结构例的图。
图13是用于说明单相PWM逆变器中的通常的脉冲宽度控制与过调制控制的图。
图14是用于说明过调制控制中的脉冲宽度的跳跃现象的图。
具体实施方式
以下，根据图1说明本发明的RF频带电源装置的概略结构，根据图2～图11说明本发明的过调制控制，根据图12说明本发明的RF频带电源装置的结构例。
(本发明的RF频带电源装置的概略结构)
图1是表示本发明的RF频带电源装置的概略结构的图。RF频带电源装置1具备：直流电源2；将从直流电源2供给的直流电压Vd变换为交流的逆变器输出Vinv的单相PWM逆变器3；将单相PWM逆变器3的交流输出的高频成分去除而生成正弦波的输出Vout的低通滤波器4；以及对单相PWM逆变器3进行脉冲宽度调制的逆变器(inverter)控制部5。
逆变器控制部5具备：通过正弦波的调制信号(S)与三角波的载波信号(C)的比较，生成在脉冲宽度调制中使用的PWM脉冲信号的PWM控制部6；以及生成调制信号与载波信号的调制信号/载波信号生成部7。
在调制信号/载波信号生成部7中，通过调制控制部8来控制调制信号的调制率。调制控制部8具备如下功能：
(a)通过将过调制区域的调制率设为小于PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值来限制调制率的上限，并维持PWM脉冲信号的脉冲宽度的连续性的功能；
(b)使从通常调制区域至过调制区域的调制率享有连续性，并将调制信号的调制波设为从通常调制区域至过调制区域呈连续的正弦波的功能。
(本发明的调制控制)
以图2所示的(S0)～(S5)的各项目，说明本发明的调制控制中的通常调制控制及过调制控制。此外，(S0)～(S5)的各项目并非是表示本发明中的控制流程的时间序列的控制工序。
针对通常调制控制，设为(S0)RF-PWM控制的例子进行说明。此外，关于过调制控制，针对(S1)过调制区域中的调制率α的范围、(S2)基波成分比及谐波成分比的特性、(S3)脉冲数N的设定、(S4)调制率α的上限值αupper的设定、(S5)的调制率α的设定的各项目进行说明。
(S0)RF-PWM控制
首先，说明RF频带中的脉冲宽度调制控制(PWM控制)的通常调制控制。
·基于通常调制控制的脉冲宽度调制控制：
使用图3，说明基于通常调制控制的脉冲宽度调制(PWM)控制。图3示出了1个周期的调制波S和包含在调制波S的1个周期内的载波C。
此外，在图3中示出了在1个周期的调制波S内包含6个周期的载波C，且脉冲数N为6的例子。在此所示的脉冲数N为一例，与商用频率频带(frequency band)的脉冲数N相比，RF频带中的脉冲数N较少。
调制波S是由调制指令信号与调制率α的积决定的，将调制指令信号设为振幅为1的正弦波时，用α·sinθ表示。载波C例如可以使用三角波。在此，示出了将正、负的振幅均设为1的三角波。PWM脉冲信号通过比较调制波S的调制信号与载波C的载波信号而生成。
在图3的(a)中示出了作为调制波S而相位相反的二个调制波S1、S2和载波C。调制波S1用实线表示，调制波S2用虚线表示。调制波S1用调制波指令信号(sinθ)与调制率α的积(α·sinθ)表示，调制波S2用调制波指令信号(-sinθ)与调制率α的积(-α·sinθ)表示。PWM脉冲信号是根据二个调制波S1、S2与载波C的交点的相位位置生成的。
通过将载波C与调制波S(S1、S2)进行奇函数控制，并且通过同步控制，载波C相对于调制波S使周期及相位同步，以调制波S的1/2周期的相位时间点(图中的π)为基准时间点，将载波C设为正负反转的点对称的关系。
频率同步控制中，将对调制波信号的调制波频率fs乘以偶数的脉冲数N而得的N·fs设为载波信号的载波频率fc。载波频率fc相对于调制波频率fs成为整数倍的关系，因此调制波S的频率与载波C的频率同步。
相位同步控制中，在调制波的各周期使调制波与载波进行相位同步来抑制相位偏移。调制波和载波被进行奇函数控制，因此在调制波的1个周期内的载波的相位关系在各周期担保相同的相位关系。
在调制波S的1个周期内，将脉冲数及载波的个数设为偶数的N时，1/2周期所包含的脉冲数及载波数成为N/2。在此，将“k”设为表示从调制波S的1个周期的相位0的端部起计数时的载波的顺序的序数。k＝0表示存在与相位0的端部对应的载波的区间，k＝N-1表示存在与1个周期的相位2π的端部对应的载波的区间。此外，k＝N/2-1表示存在与1/2周期的相位π的前半的1/2周期的端部对应的载波的区间，k＝N/2表示存在与1/2周期的相位π的后半的1/2周期的端部对应的载波的区间。
(S1)过调制区域中的调制率α的范围
(S1a)过调制状态的条件
调制波S的振幅用对正弦波的调制波指令信号sinθ乘以调制率α而得的(α·sinθ)表示。在载波信号的三角波的峰值1时间点，满足(α·sinθ)＞1时成为过调制状态。
图3的(a)表示通常调制状态，图3的(b)表示过调制状态。
在图3的(a)的通常调制状态中，在从0至π为止的1/2周期内的k区间[2kπ/N～2(k+1)π/N]，调制波S1与载波C在点1k及点2k相交叉，该交叉点的相位角为θ1k及θ2k。此外，调制波S2与载波C相交叉的交叉点3k及点4k的相位角为θ3k及θ4k。此外，在从π至2π为止的1/2周期内的k区间[π+2kπ/N～π+2(k+1)π/N]，调制波S1与载波C相交叉的相位角为π+θ1k及π+θ2k，调制波S2与载波C相交叉的相位角为π+θ3k及π+θ4k。
在图3的(b)的过调制状态中，过调制状态是(α·sinθ)超过k区间的三角波的峰值1的情况。在过调制状态中，在k区间，调制波与三角波相交叉的点1k与点2k的振幅及相位相一致，该相位角表示在k区间成为过调制状态的阈值。
由此，成为过调制状态的条件式用以下所示的(5)的各式表示。
α·sinθ1k＝α·sinθ2k＞1
θ1k＝θ2k＝2π(k+1/4)/N
α＞1/sin{2π(k+1/4)/N} (5)
在k区间，若调制率α未满足式(5)的条件，则通过通常调制状态生成脉冲。另一方面，若调制率α满足式(5)，则k区间成为过调制状态，在该区间的脉冲的发生受到抑制。
(S1b)调制率α的上限值
调制率α的上升，并且成为过调制状态的区间增加，最终通常调制状态的区间仅成为k＝0区间。若调制率α超过上限，k＝0区间也成为过调制状态，脉冲宽度跳跃成50％占空比(duty)。因该跳跃现象，脉冲宽度的连续性消失。
为了维持脉冲宽度的连续性，且脉冲宽度不会跳跃成50％占空比，必须在k＝0区间停留在通常调制状态。本发明限制调制率α，用于停留在通常调制状态。调制率α的限制可根据k＝0区间的调制率α的上限值αupper来进行。
调制率α的上限值αupper根据式(5)所示的过调制状态的条件式，用以下式(6)表示。
αupper＝1/sin(π/2N) (6)
若调制率α成为α≥1/sin(π/2N)，则脉冲宽度转移为50％占空比的脉冲宽度且跳跃。另一方面，若调制率α为α＜1/sin(π/2N)，则脉冲宽度不会跳跃且保持连续性。
图4的(a)是用于说明调制率的上限值的图。调制波S1(α·sinθ)在k＝0区间，与三角波的载波在θ1k＝θ2k交叉。在调制率α增加而调制波S1的振幅超过该交叉点而变大时，调制波S1与三角波的交叉消失，脉冲宽度转移为50％占空比且发生跳跃。
·商用频率频带与RF频带的比较：
处理商用频率60Hz的PWM逆变器的脉冲数N为N＝350。根据式(6)，在N＝350的过调制区域跳跃的调制率α为α＝1/sin{π/(2×350)}＝222.8。
因α＞222.8的调制率而发生了跳跃之后，脉冲波形成为导通率0.5的方形波。α＝222.8中的跳跃之前的导通率为(N-1)/(2N)＝(350-1)/(2×350)＝0.499，可视为大致0.5，因此在处理商用频率的脉冲数N的情况下，可忽略跳跃现象。
以下示出了在RF频带跳跃的调制率α的一例。
N＝6跳跃的调制率α为α＝1/sin(π/12)＝3.864
N＝4跳跃的调制率α为α＝1/sin(π/8)＝2.613
N＝2跳跃的调制率α为α＝1/sin(π/4)＝1.414
(S1c)调制率α的过调制下限值
在过调制状态中，调制率α的值变小时成为过调制状态的区间减小，过调制状态的区间仅成为k＝INT(N/4)区间。
在调制率α超过过调制状态的下限而降低时，k＝INT(N/4)区间也成为通常调制状态，过调制状态的区间k消失，全部区间k成为通常调制状态。若成为该状态，变得无法得到因过调制导致的脉冲数减少、及开关损耗的减低效果。
因存在过调制状态的区间的调制率为k＝INT(N/4)区间中的调制率α的过调制下限值。调制率α的过调制下限值αlower根据式(5)所示的过调制状态的条件式，用以下的式(7)表示。
αlower＝1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N] (7)
此外，式(7)中的INT(n)是将对象参数n的小数点以下舍去而返回整数的函数，INT(N/4)是脉冲数N的1/4的整数部分，表示调制波S的1/4周期内所包含的脉冲数。
在调制率α低于过调制下限值αlower而成为α＜1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N]时，全部区间k成为通常调制状态。另一方面，若调制率α超过过调制下限值αlower而为α＞1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N]，至少k＝INT(N/4)区间成为过调制状态，在该区间由于脉冲发生被抑制，因此达成脉冲数减低而减低开关损耗。
图4的(b)是用于说明调制率α的过调制下限值αlower的图。调制波S1(α·sinθ)在k＝INT(N/4)区间，在三角波的载波的峰值(θ1k＝θ2k)交叉。若调制率α减少而调制波S1的振幅超过该交叉点而变小时，过调制状态的区间k消失。
(S1d)调制率α的范围
根据上述的调制率α的上限的条件式(6)及调制率α的下限的条件式(7)，处于过调制状态，而且抑制脉冲宽度的跳跃的调制率α的范围用以下的式(8)表示。
1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N]＜α
<1/sin(π/2N) (8)
图5概略性地示出了成为过调制状态的调制率α的范围。在图5所示的调制波S1中，在调制率α的过调制下限值αlower与上限值αupper之间所夹的多条虚线表示调制率α的范围的调制波S1。因存在于该范围内的调制波S1所致的调制状态为过调制状态，而且脉冲宽度的跳跃的发生被抑制。
(S2)基波成分比、谐波成分比
未伴随直流成分的傅立叶级数的一般式使用图3所示的相位角θ1k、θ2k而用以下的式表示。
f(θ)＝∑∞ n＝1(An.cosθ1k-Bn.sinθ2k) (9)
将傅立叶级数的系数Bn设为Bn＝∑Ke k＝0(Bnk++Bnk-)，将Bnk+的区间设为θ为[2kπ/N～2(k+1)π/N]的范围，将Bnk的区间设为θ为[π+2kπ/N～π+2(k+1)π/N]的范围，将输入直流电压的振幅设为Vd时，从图3所示的θ的区间，系数Bn用式(1O)表示。此外，调制波及载波为奇函数，因此An＝0。
Bn＝(4/nπ)·Vd·
{1-∑Ke k＝0(cos(n·θ1k)-cos(n·θ2k)} (10)
式(10)示出了从通常调制区域至过调制区域的全区域的高频成分。n＝1时的系数B1表示基波成分，n＝3、n＝5时的系数B3、B5表示第3次谐波成分及第5次谐波成分。
以下，说明基波成分比B1/Vd及谐波成分比B3/B1、B5/B1。
(S2a)基波成分比B1/Vd
通过使用过调制区域，达成因开关损耗减低所致的高效率、及基波成分比B1/Vd与输出电压控制范围的扩大。
基波成分比B1/Vd可根据式(10)求出，相位角θ1k、θ2k将脉冲数N设为变量，因此将脉冲数N及调制率α决定为参数。图6是相对于调制率α的基波成分比B1/Vd的特性，示出了脉冲数N为2、4、6的各情况。在图6中，用点划线表示脉冲数N为2的情况，用虚线表示脉冲数N为4的情况，用实线表示脉冲数N为6的情况。
若调制率α超过上限值αupper，则脉冲宽度跳跃，并且在基波成分比B1/Vd发生跳跃现象，成为不连续的值。基波成分比B1/Vd连续变化且不发生跳跃的调制率的范围在N＝2为窄范围，在N＝6为宽范围，在N＝4是N＝2与N＝6中间的范围。
此外，N＝4及N＝6的基波成分比B1/Vd成为1以上的值而被扩大，基波成分B1获得超过输入直流电压Vd的振幅。由此，达成基波成分比B1/Vd的高输出化与输出电压控制范围的扩大。
(S2b)谐波成分比B3/B1、B5/B1
与基波成分比B1/Vd同样地，谐波成分比B3/B1、B5/B1可根据式(10)求出，相位角θ1k、θ2k将脉冲数N作为变量，因此脉冲数N及调制率α决定为参数。图7示出了相对于调制率α的谐波成分比B3/B1、B5/B1的特性、基波成分比B1/Vd的特性。图7的(a)表示脉冲数N为6的情况，图7的(b)表示脉冲数N为4的情况，图7的(c)表示脉冲数N为2的情况。在图7中，用点划线表示谐波成分比B3/B1，用虚线表示谐波成分比B5/B1，用实线表示基波成分比B1/Vd。
若在调制率α的上限值αupper脉冲宽度跳跃，针对谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1也成为不连续的值，与脉冲宽度的跳跃同样地发生跳跃现象。图7所示的特性示出了谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1在N＝2时较大，在N＝6时较小，在N＝4时为他们的中间。这表示低阶的谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1相对于脉冲数N的增加而减少的特性。
(S3)脉冲数N的设定
图8模式性地示出了开关损耗与谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1的关系。开关损耗具有相对于脉冲数N的增加为正的关系的特性，若脉冲数N变大，则开关损耗也增大。另一方面，谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1具有相对于脉冲数N的增加为负的关系的特性，若脉冲数N变大，则谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1减少。这些特性示出了在开关损耗与谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1之间，具有相对于脉冲数N的增加而彼此相反的增减关系。
在RF频带，为了抑制开关损耗，过调制区域的脉冲数N优选较小的值，另一方面，为了使谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1减小，过调制区域的脉冲数N优选较大的值。因此，在开关损耗与谐波成分之间，关于脉冲数N，在开关损耗与谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1的关系中处于取舍(trade off)的关系。在该取舍的关系中，若为了抑制开关损耗而减小脉冲数N时，谐波成分比提高，且为了使谐波成分比减低而使脉冲数N变大时，开关损耗会增加。
因此，考虑开关损耗与谐波成分比B3/B1、B5/B1的特性的平衡来设定脉冲数N。
作为一例，若观察脉冲数N为2、4、6的情况时，在脉冲数2，谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1较大，开关损耗较小。在脉冲数6，谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1较小，开关损耗较大。脉冲数4中，谐波成分比B3/B1及谐波成分比B5/B1及开关损耗处于脉冲数N为2与6的中间。根据该关系，考虑开关损耗与谐波成分比的平衡，选择4作为脉冲数N。
此外，上述的脉冲数N的选择为一例。脉冲数的选择取决于在开关损耗与谐波成分比的减低的哪一个设置权重，因此也可以分别在重视开关损耗时，选择脉冲数N＝2，在重视谐波成分比的减低时，选择脉冲数N＝6、或其以上的值。
(S4)调制率α的上限值αupper的设定
在调制率α的上限值αupper与脉冲数N之间是用式(6)表示的关系，可将脉冲数N作为参数来设定上限值αupper。
(S5)调制率的设定
根据在S3设定的脉冲数N，将在S4设定的上限值αupper设为设定值的上限，根据调制率指令值αref来设定调制率α。
(S5a)关于额定输出电压
图9示出了相对于脉冲数N的基波成分比B1/Vd。此外，在此所示的基波成分比B1/Vd中，在图6所示的相对于调制率α的基波成分比B1/Vd中，在未发生跳跃的范围内，基波成分比B1/Vd为最大的值，是对应于调制率α的上限值αupper的值。
在图9中，求出在S3中设定的相对于脉冲数N的基波成分比B1/Vd，根据该值来决定额定输出电压。在图9中，Vd为输入直流电压，B1为基波成分，因此所求出的基波成分比B1/Vd处于相对于输入直流电压Vd的输出电压的关系。根据该关系，输入了输入直流电压Vd时，基波成分B1(＝(B1/Vd)·Vd)可作为输出电压来处理。由于图9所示的基波成分比B1/Vd是调制率α为上限值αupper的情况，因此该基波成分B1是输出电压的最大值。额定输出电压从将该输出电压作为上限电压的电压范围中设定。
(S5b)调制率的设定
在相对于调制率α的基本成分比B1/Vd的关系中，在调制范围内将与上限值αupper相同的值或较小的值设定为调制率α。图10示出了相对于调制率α的基本成分比B1/Vd，调制率α包含通常调制区域的范围和过调制区域的范围，过调制区域的调制率通过上限值αupper来限制上限。
此外，在调制率指令值αref小于该上限值αupper的情况下，将αref设定为调制率α，在调制率指令值αref大于上限值αupper的情况下，将αupper设定为调制率α。
其中，调制率指令值αref如图12所示从外部提供的情况下，也有由调制信号生成部8A设定的情况下。
(模拟例)
以下，图11示出了本发明的模拟例。图11的模拟例是设为N＝4、fs＝150kHz、α＝0.4～2.5，将额定电压设定为B1/Vd＝1.17时的例子，表示相对于调制率α的基波成分比B1/Vd和输出电压eo的THD(总谐波失真)。通过该模拟例，调制率α在低于上限值αupper的值中并未观测到基波比B1/Vd的跳跃。
图11的模拟例示出了通过灵活运用过调制区域，并限制调制率的上限，而得到输出电压的高输出化与谐波成分被抑制的正弦波输出电压。此外，输出效率在开关装置等条件受到影响，因此模拟例是表示输出效率的倾向，图中的数值仅为一例。
(本发明的RF频带电源装置的结构例)
图12是用于说明本发明的RF频带电源装置的结构例的结构图。
RF频带电源装置1具备：输出直流电压Vd的直流电源2；将直流电源2供给的输入直流电压变换为交流电压而输出逆变器输出Vinv的单相PWM逆变器3；将单相PWM逆变器3输出的逆变器输出Vinv所包含的高频成分去除，输出正弦波输出Vout的低通滤波器(LPF)4；以及对单相PWM逆变器3进行PWM控制的逆变器控制部5。逆变器控制部5具备：生成PWM脉冲信号的PWM控制部6；以及生成正弦波的调制信号与三角波的载波信号并发送至PWM控制部6的调制信号/载波信号生成部7。
调制信号/载波信号生成部7具备控制调制信号的调制率的调制控制部8。调制控制部8具备：生成调制信号的调制信号生成部8A；以及决定调制率α的上限值αupper的调制率上限设定部8B。
调制信号/载波信号生成部7还具备生成载波信号的载波信号生成部9、设定脉冲数N的脉冲数N设定部10。载波信号生成部9根据在脉冲数N设定部10中设定的脉冲数N来生成载波信号。
此外，调制率上限设定部8B及脉冲数N设定部10也可以设置在调制信号/载波信号生成部7的外部。此外，也可以预先设定调制率指令值αref及脉冲数N，通过调制信号生成部8A使用该调制率指令值αref来设定调制率α，载波信号生成部9使用该脉冲数N来进行载波信号的生成。
单相PWM逆变器3的一结构例例如通过D类全桥放大器构成，并具备全桥电路Br及输出变压器(未图示)。单相PWM逆变器3将直流电源的直流电压Vd通过全桥电路的开关动作进行电力变换，并从输出变压器输出逆变器输出Vinv。全桥电路Br具备开关元件Q1、Q2、Q3、Q4这4个开关元件。将开关元件Q1与开关元件Q2的串行电路作为一方的第1脚(leg)，将开关元件Q3与开关元件Q4的串行电路作为另一方的第2脚而构成桥式电路。第1脚及第2脚的上臂侧的开关元件Q1、Q3的高电压侧连接于直流电源2的高电压侧，第1脚及第2脚的下臂侧的开关元件Q2、Q4的低电压侧连接于直流电源2的低电压侧。第1脚的点X及第2脚的点Y连接于输出变压器Tr的输入端。单相PWM逆变器3通过栅极信号(PWM脉冲信号)来切换开关元件Q1、Q2及开关元件Q3、Q4的接通/断开(ON/OFF)动作，由此将直流电压变换为交流电压，输出逆变器输出Vinv。
在各开关元件Q1～Q4的每一个并联连接续流二极管，通过续流二极管而流通开关元件从接通状态切换成断开状态时逆流的电流，从而防止开关元件破坏。此外，第1脚及第2脚的名称是为了说明上的方便而使用的。
低通滤波器4将单相PWM逆变器3的逆变器输出Vinv所包含的高频成分去除，输出正弦波输出Vout。低通滤波器4连接于输出变压器Tr的输出侧，输入通过单相PWM逆变器3从直流电压电力变换为交流电压的逆变器输出Vinv。低通滤波器4例如由电感器和电容器的LC电路构成，将逆变器输出Vinv所包含的高频成分去除，将所得的正弦波输出Vout供给至负载。此外，低通滤波器4的截止频率是与正弦波输出Vout的频率fs对应地设定的。
PWM控制部6通过比较调制波S的调制信号与载波C的载波信号来生成栅极信号(PWM脉冲信号)。栅极信号(PWM脉冲信号)是控制单相PWM逆变器3所具备的开关元件Q1～Q4的接通/断开动作的PWM脉冲信号。在开关元件Q1与开关元件Q2串联连接的第1脚中，控制开关元件Q1的栅极信号(PWM脉冲信号)与控制开关元件Q2的栅极信号(PWM脉冲信号)处于反转的信号关系。在栅极信号间，为了防止直流电源2的正端子与负端子间的短路，设置供两开关元件不会同时成为接通状态的死区时间(dead time)。在开关元件Q3与开关元件Q4串联连接的第2脚中，也为同样的信号关系，设置死区时间。
调制信号生成部8A根据调制指令信号及调制率指令值αref生成调制信号。调制指令信号对调制信号的信号波形及调制频率fs发出指令。调制信号的信号波形为正弦波，将RF频带电源装置的输出电压设为正弦波。在将调制率α的上限值αupper设为上限的调制范围内设定调制率α，生成调制信号α·sin(2π·fs·t)。
调制率的设定中，如(S5b)所示，若调制率指令值αref小于上限值αupper，则将αref设定为调制率α，若调制率指令值αref大于上限值αupper，则将αupper设定为调制率α。
如(S4)所示，调制率上限设定部8B根据在(S3)设定的脉冲数N设定调制率α的上限值αupper。
通过限制调制率α的上限即上限值αupper，抑制脉冲宽度及基波成分比B1/Vd成为不连续的跳跃现象。
载波信号生成部9根据调制指令信号及脉冲数N生成载波信号。调制指令信号对调制频率fs发出指令。载波信号生成部9生成三角波作为载波C。载波信号生成部9将对调制频率fs乘以脉冲数N而得的频率N·fs设定为载波频率fc。
脉冲数N设定部10设定脉冲数N。如(S3)中所示，脉冲数N的设定根据开关损耗与谐波成分比B3/B1、B5/B1的特性，考虑两者的平衡来设定。用脉冲数N设定部10设定的脉冲数N使用于调制率上限设定部8B中的调制率α的上限值αupper的设定、以及载波信号生成部9中的载波C的载波信号的生成。
工业上可利用性
本发明的RF频带电源装置及脉冲宽度调制控制方法能够适用于半导体制造装置或液晶面板制造装置等中使用的高频电源(RF发生器)。
符号说明
1RF频带电源装置
2直流电源
3单相PWM逆变器
4低通滤波器
5逆变器控制部
6PWM控制部
7调制信号/载波信号生成部
8调制控制部
8A调制信号生成部
8B调制率上限设定部
9载波信号生成部
10脉冲数N设定部
fc载波频率
fs调制波频率
C载波信号
S调制信号
N脉冲数
Q1、Q2、Q3、Q4开关元件
Vd直流电压
Vinv逆变器输出
Vout正弦波输出
α调制率
αref调制率指令值
αupper调制率的上限值
αlower调制率的过调制下限值。

Claims (13)

1.一种RF频带电源装置，其特征在于，具备：
直流电源；
单相PWM逆变器，其将从所述直流电源供给的直流变换为交流；
低通滤波器电路，其去除所述单相PWM逆变器的交流输出中包含的高频成分而输出正弦波；以及
逆变器控制部，其对所述单相PWM逆变器进行脉冲宽度调制，
所述逆变器控制部具备：PWM控制部，其通过正弦波的调制信号与三角波的载波信号的比较，生成在脉冲宽度调制中使用的PWM脉冲信号；以及调制信号/载波信号生成部，其生成所述调制信号和所述载波信号，
所述调制信号/载波信号生成部具备：调制控制部，其控制所述调制信号的调制率，
所述调制控制部进行如下控制：
(a)将过调制区域的调制率设为小于所述PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值而限制上限，并维持所述PWM脉冲信号的脉冲宽度的连续性；以及
(b)使从通常调制区域至过调制区域的调制率享有连续性，将所述调制信号的调制波设为从通常调制区域至过调制区域呈连续的正弦波。
2.根据权利要求1所述的RF频带电源装置，其特征在于，
所述调制控制部具备：调制率上限设定部；以及调制信号生成部，其在将由所述调制率上限设定部设定的调制率的上限值设为上限的调制率的范围内设定调制率，并生成调制信号。
3.根据权利要求1或2所述的RF频带电源装置，其特征在于，
在调制波的1个周期的内周端部，调制波与载波的峰值相接，将在该接点停留在通常调制状态的调制率的阈值设为调制率的上限值。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的RF频带电源装置，其特征在于，
将脉冲数设为N时，将所述调制率的阈值设为1/sin(π/2N)，并设为调制率的上限值。
5.根据权利要求1或2所述的RF频带电源装置，其特征在于，
调制波与载波的峰值相接，将在该接点停留在过调制状态的调制率的阈值设为调制率的过调制下限值。
6.根据权利要求1、2、5中的任一项所述的RF频带电源装置，其特征在于，
将脉冲数设为N时，将所述过调制区域与所述通常调制区域的边界的调制率设为1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N]，并设为调制率的过调制下限值。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的RF频带电源装置，其特征在于，
所述调制信号/载波信号生成部具备调制控制部和载波信号生成部，
所述调制控制部具备：调制信号生成部，其根据调制波频率fs和由所述调制控制部控制的调制率α，生成正弦波的调制波α·sin(2π·fs·t)，
载波信号生成部根据调制波频率fs和脉冲数N，生成载波频率fc＝N·fs的三角波。
8.一种脉冲宽度调制控制方法，其是将基于RF频带的相位相反的二个调制信号与载波信号的比较而生成的栅极信号设为PWM脉冲信号而对单相PWM逆变器进行脉冲宽度调制控制，并输出RF频带的正弦波的单相PWM逆变器的脉冲宽度调制控制的控制方法，其特征在于，
所述调制信号的调制波为正弦波，所述载波信号的载波为三角波，
从通常调制区域跨至过调制区域对所述调制信号进行调制，
(a)将过调制区域的调制率设为小于所述PWM脉冲信号的脉冲宽度跳跃成50％占空比的阈值而限制上限，并维持所述PWM脉冲信号的脉冲宽度的连续性；
(b)使从通常调制区域至过调制区域的调制率享有连续性，将所述调制信号的调制波设为从通常调制区域至过调制区域呈连续的正弦波。
9.根据权利要求8所述的脉冲宽度调制控制方法，其特征在于，
在调制波的1个周期的内周端部，调制波与载波的峰值相接，将在该接点停留在通常调制状态的调制率的阈值设为调制率的上限值。
10.根据权利要求8或9所述的脉冲宽度调制控制方法，其特征在于，
将脉冲数设为N时，将所述调制率的阈值设为1/sin(π/2N)，并设为调制率的上限值。
11.根据权利要求8所述的脉冲宽度调制控制方法，其特征在于，
调制波与载波的峰值相接，将在该接点停留在过调制状态的调制率的阈值设为调制率的过调制下限值。
12.根据权利要求8或11所述的脉冲宽度调制控制方法，其特征在于，
将脉冲数设为N时，将所述过调制区域与所述通常调制区域的边界的调制率设为1/sin[2π{INT(N/4)+1/4}/N]，并设为调制率的过调制下限值。
13.根据权利要求8至12中的任一项所述的脉冲宽度调制控制方法，其特征在于，
根据调制波频率fs和调制率α，生成正弦波的调制波α·sin(2π·fs·t)，
根据调制波频率fs和脉冲数N，生成载波频率fc＝N·fs的三角波。
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