TW202304121A - 寬頻帶ｒｆ電源及控制方法 - Google Patents

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Abstract

[課題] 於RF頻帶之可變頻率控制中，由於在載波(C)與調變波(S)之間係會於頻率以及相位中產生同步偏差，因此，在頻率或相位之同步性中係存在有課題。 [解決手段] 寬頻帶RF電源所具備的載波產生部，係將調變波頻率(fs)為可變的調變波可變頻率範圍之全部範圍，基於載波之上下限頻率來區分為被與PWM脈衝數(N)相互附加有對應之複數之調變波頻率區間。在各調變波頻率區間中，藉由各者之調變波頻率區間之被與該調變波頻率區間相互附加有對應的整數之PWM脈衝數(N)、和調變波頻率(fs)，來使滿足fc=N･fs之關係的載波頻率(fc)之頻率改變。切換至被與包含有變化後的調變波頻率(fs)之各調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數(N)，並基於fc=N･fs之關係來將載波頻率(fc)設為可變，藉由此，來使載波(C)與調變波(S)之間之頻率相互同步，而滿足週期性。

Description

寬頻帶ＲＦ電源及控制方法
本發明，係有關於在RF(Radio Frequency)頻帶中而將正弦波以寬頻帶來輸出的寬頻帶RF電源。RF(Radio Frequency)之頻率頻帶，係包含有LF頻帶(30kHz-300kHz)、MF頻帶(300kHz-3MHz)、HF頻帶(3MHz-30MHz)、VHF頻帶(30MHz-300MHz)、UHF頻帶(300MHz-30GHz)。在本案發明之寬頻帶RF電源中，現狀而言，係以LF頻帶~VHF頻帶之頻率頻帶作為利用領域。另外，在詳細之說明之項目中，作為頻率頻帶之其中一例，係使用MF頻帶以及HF頻帶。
作為在RF頻帶中之放大電路，係周知有類比放大電路與數位放大電路。類比放大電路，係依據偏壓(bias)量而被分類為A級、B級、C級。作為數位放大電路，由在RF頻帶中之單相方形波逆變器所致之D級放大電路係為周知。在先前技術中，於輸出正弦波之寬頻帶RF電源中，係使用有A級~C級之放大電路，但是，由於係為低效率而損失為大，因此，在大容量化上係有所困難，此事係為周知。
由在RF頻帶中之單相PWM逆變器所致之D級放大電路，係具備有藉由MOSFET等之半導體切換元件之單相全橋電路所構成的D級全橋放大器。單相PWM逆變器，係作為「藉由使半導體切換元件進行ON/OFF切換動作來對於橋式電路進行PWM控制，來將直流電源之直流電壓轉換為交流電壓」的電力轉換裝置而被作使用。
由單相PWM逆變器所致之電力轉換裝置，係藉由將調變波與載波作比較，來產生對於ON/OFF動作進行控制之PWM訊號，並藉由所產生的PWM訊號，來對於逆變器之切換元件之ON/OFF切換動作進行控制而得到正弦波之輸出。由於正弦波之頻率係依存於調變波之頻率，因此，係能夠藉由將調變波之頻率以廣頻帶而設為可變，來將正弦波之輸出之頻率以廣頻帶而設為可變，並能夠藉由將調變波之調變率設為可變，而將輸出設為可變。在專利文獻1中，係針對「由正弦波調變PWM方式所致之可變頻率之單相逆變器」有所記載。
在非專利文獻1中，係針對藉由載波訊號與調變訊號來決定脈衝圖案之PWM(脈衝寬幅調變)，而記載有： (a)由於係能夠使不必要的諧波成分作為載波頻率之旁頻帶(side band)而移動至高頻率頻帶處，因此，係能夠藉由使載波頻率與輸出之基本波頻率之間的頻率比例增大，來進行波形之改善； (b)隨著將PWM之載波頻率提高，雖然係能夠將起因於不必要之諧波成分所導致的負載之損失之增加減輕，但是，切換元件之切換損失，係會與切換次數成正比地而增加； (c)在PWM逆變器中，藉由將載波頻率設為調變波頻率之整數倍，係能夠避免由於載波頻率為低一事所導致的旁頻帶與訊號波之間之干涉之內容。
專利文獻2，係針對將直流電力轉換為商用交流電力之逆變器裝置，而記載有「藉由將PWM載波訊號之頻率設定為電流指令訊號之頻率的整數倍，係能夠使單相全橋電路之第1臂(arm)與第2臂之切換動作相互同步」的內容，並作為其中一例，而揭示有將PWM載波訊號之頻率設為20kHz並將電流指令訊號之頻率設定為50Hz之例。
在PWM逆變器中，對於載波頻率與調變波頻率之關係作表現的N，由於係相當於對於切換元件進行驅動控制之切換脈衝之1個週期內的脈衝數，因此係要求其為整數。 [先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1] 日本特開昭64-75316號公報 [專利文獻2] 日本特開2001-320884號公報 [非專利文獻]
[非專利文獻1]「三相正弦波PWM逆變器所用之調變訊號」電氣學會論文誌8 105卷 10號 第880-886頁
[發明所欲解決之課題]
於在RF頻帶而輸出寬頻帶之正弦波的單相PWM逆變器中，係要求能夠 (a)將切換損失降低、 以及 (b)藉由單一之輸出濾波器來將諧波成分去除 ，並被列舉為在使用有單相PWM逆變器之RF電源中所應解決的課題。
為了解決上述之「切換損失之降低」的課題以及「由單一之輸出濾波器所致之諧波成分之去除」的課題，在對於單相PWM逆變器之切換動作進行控制的PWM脈衝訊號之產生中，係於載波C與調變波S之間而對於頻率以及相位要求有同步性。
(頻率之同步性) 頻率之同步性，係為在載波頻率fc與調變波頻率fs之間而藉由fc=N･fs(N為整數)來作表現的整數倍之關係性，將載波C之頻率fc作為調變波S之頻率fs之整數倍，而使兩波形間之頻率相互同步。頻率之同步性，單相全橋電路之第1臂~第4臂之切換動作係相互同步。
在上述之專利文獻2以及非專利文獻1中，係藉由相對於一定之載波頻率fc來因應於調變波頻率fs之變化而使N作改變，來維持fc=N･fs(N為整數)之整數倍的關係性。
(相位之同步性) 相位之同步性，係為「相對於調變波S之1個週期而載波C之相位為同步」的關係性，在調變波S之1個週期中，將前半之半週期的載波之訊號波形與後半之半週期的載波之訊號波形，以調變波S之半週期之π之相位的時間點作為基準時間點而設為相互對稱，以使兩波形間之相位相互同步。相位之同步性，係保障調變波S之1個週期內的相對於基準點之載波C之波形之對稱性，並將在單相全橋電路之各腿(leg)處的切換損失均等化而對於不均等作抑制。波形之對稱性，係可藉由使載波C相對於調變波S而為奇函數或偶函數，來得到之。
奇函數，係為相對於任意之x而滿足f(x)=  -f(-x)之函數，並相對於基準時間點之x=0而具備有點對稱之對稱性。
偶函數，係為相對於任意之x而滿足f(x)=  f(-x)之函數，並相對於基準時間點之x=0而針對前後之時間點具備有對稱性。在無法得到頻率、相位之同步性的情況時，係會出現同步偏差。
(a)頻率之同步偏差 在將載波頻率fc設為一定並將調變波頻率fs設為可變的方式中，PWM脈衝數N係藉由N=fc/fs來作表現。在將載波頻率fc設為300Hz之一定頻率時的例子中， (1)當調變波頻率fs係為60Hz時，PWM脈衝數N係為5(=fc/fs=300/50)。 (2)當調變波頻率fs係為50Hz時，PWM脈衝數N係為6(=fc/fs=300/60)。 (3)當調變波頻率fs係為45Hz時，PWM脈衝數N係為6.6667(=fc/fs=300/45)。
上述之(1)、(2)，係為PWM脈衝數N成為整數之例。當PWM脈衝數N為整數之條件有被滿足的情況時，載波頻率fc與調變波頻率fs由於係成為整數倍之關係，因此載波C與調變波S係相互同步。在UPS等之固定頻率(CVCF)控制中，係能夠使載波C與調變波S相互同步。
相對於此，上述之(3)，係為PWM脈衝數N並不會成為整數之例。在此例中，由於載波頻率fc與調變波頻率fs係並不會成為整數倍之關係，因此係藉由數位處理來將PWM脈衝數設定為6或7之整數。在由數位處理所致之整數化中，由於依存於選擇何者之整數一事，PWM脈衝數係會變動，因此，在載波C與調變波S之間係會於頻率以及相位中產生同步偏差。
本案發明之正弦波之輸出的頻率頻帶，係為RF頻率。此RF頻率之正弦波之輸出的同步偏差，係與在商用頻率之頻率頻帶中的同步偏差而在態樣上有所相異。在商用頻率之頻率頻帶中，同步偏差係為小而為可忽略之程度，相對於此，在RF頻率中之同步偏差係變大並成為無法忽略。
(a1)在商用頻率之頻率頻帶中的頻率之同步偏差 在商用頻率之頻率頻帶中，於正弦波之輸出中所產生的同步偏差，係為小而為可忽略之程度。例如，當調變波頻率fs係為商用頻率的情況時，如同在專利文獻2中亦有所揭示一般，一般而言載波頻率fc係選擇可聽頻率以上之20kHz以上而作使用。在將載波頻率fc設為21kHz之固定頻率時，若是調變波頻率fs為60Hz，則PWM脈衝數N係為350而成為整數，但是，若是調變波頻率fs為45Hz，則PWM脈衝數N係成為N=fc/fs=21kHz/45Hz=466.67，而並不會成為整數。於此種情況時，若是使用藉由數位處理來將PWM脈衝數N作了整數化的466或467，則載波頻率fc係成為20.97kHz或21.02kHz，從21kHz起之變動幅度係為小。如此這般，在商用頻率之頻率頻帶中，由於PWM脈衝數係為大，因此，頻率之同步偏差係為小而成為可忽略之程度，故而，係並不需要使載波頻率fc與調變波頻率fs之間之頻率相互同步。
(a2)在RF頻率之頻率頻帶中的頻率之同步偏差 另一方面，在本案發明之正弦波之輸出所作為對象的RF頻率之頻率頻帶中，同步偏差相較於在商用頻率之頻率頻帶中的同步偏差，係成為無法忽略的程度之大小。
例如，在將載波頻率fc設為50MHz時，若是調變波頻率fs為10.0MHz，則PWM脈衝數N係成為N=fc/fs= 50MHz/10.0MHz=5，調變波頻率fs與載波頻率fc之間係成立有整數倍N之關係。若是從此狀態起而調變波頻率fs變化為11.0MHz，則PWM脈衝數N係成為N=fc/fs=50MHz/ 11.0MHz=4.55，而並不會成為整數倍。在如此這般之不會成為整數倍的情況時，係有著「輸出之振幅係會變動，而產生低頻之脈動(beat)」的問題。
又，在RF頻率之頻率頻帶中，在與商用頻率之頻率頻帶相同的而使用有大的PWM脈衝數的情況時，頻率偏差係會變小，但是，由於頻率頻帶係為高頻頻帶，因此，載波頻率係成為非常高的頻率，並且，由於若是適用大的PWM脈衝數則切換損失係會變得過大，因此，作為寬頻帶RF電源而言係成為並不適當。
在可變電壓可變頻率控制(VVVF)之可變頻率控制中，在相對於一定之載波頻率fc而將調變波頻率fs設為可變時，滿足fc=N･fs之關係的N，係會有並不會成為整數的情況。在逆變器控制中，由於係要求N為整數，因此，若是使用藉由數位處理來作了整數化的N，則載波頻率係會成為從一定之載波頻率fc而有所變動，而無法使載波頻率fc與調變波頻率fs之間之頻率相互同步。如此這般，在RF頻率之頻率頻帶中，係於頻率之同步偏差中存在有課題。
(b)相位之同步偏差 又，就算是在特定頻率下而調變波頻率fs與載波頻率fc係成為同步狀態，若是從此特定頻率起而使調變波頻率fs作可變並導致同步狀態改變，則會發生頻率之同步偏差，並且調變波S與載波C之相位角係會在0~2π之範圍中而變動並於相位中產生同步偏差。起因於此相位之同步偏差，在載波C與調變波S之間係無法保持奇函數或偶函數之關係。
故而，於在RF頻帶處之可變頻率控制中，由於在載波與調變波S之間係會於頻率以及相位中產生同步偏差，因此，在頻率或相位之同步性中係存在有課題。
本發明，係於在RF頻帶中而輸出寬頻帶之正弦波的單相PWM逆變器中，要求(a)將切換損失降低，以及(b)藉由單一之輸出濾波器來將諧波成分去除並在RF頻帶中輸出寬頻帶之正弦波。
為了解決此課題，於在寬頻帶RF電源之RF頻帶中的可變頻率控制中，在對於單相PWM逆變器之切換動作進行控制的PWM脈衝訊號之產生中，係於載波C與調變波S之間而對於頻率以及相位要求有同步性。本發明，係為了解決前述課題(a)、(b)，而以對於載波與調變波S之間之頻率及/或相位之同步偏差作抑制並以寬頻帶來輸出在頻率以及相位中具有同步性的正弦波一事，作為目的。 [用以解決課題之手段]
[寬頻帶RF電源] 本發明之寬頻帶RF電源，係在RF頻帶中而將輸出頻率以寬頻帶來設為可變並輸出正弦波。寬頻帶RF電源，係具備有：直流電源；和PWM逆變器，係將直流電源所供給之直流轉換為交流；和逆變器控制部，係對於PWM逆變器進行PWM控制；和低通濾波器，係從PWM逆變器之逆變器輸出而將諧波成分去除。在本發明中，寬頻帶，係指在RF頻帶之頻率頻帶中，輸出的正弦波之頻率範圍之頻帶寬幅為廣，而並非為在RF頻帶中被限定於LF頻帶~VHF頻帶之各頻率頻帶內之頻率範圍者，亦可為橫跨各頻率頻帶之頻率範圍。
本發明之逆變器控制部，係具備有對於PWM逆變器進行PWM控制之PWM控制部、和產生為了產生用以進行PWM控制之PWM脈衝所使用的載波之載波產生部。
載波產生部，在載波之產生中，係具備有： (a)載波可變頻率範圍，係藉由上限頻率和下限頻率來使頻率被作了限定；和 (b)調變波可變頻率範圍，係被區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間， (c)在各調變波頻率區間中，使用此調變波頻率區間內之調變波頻率fs、和被與調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，來輸出基於fc=N･fs所制定的載波頻率fc之載波C。
載波產生部，係將把調變波頻率fs設為可變的調變波可變頻率範圍之全部範圍，基於載波之上下限頻率來區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應之複數之調變波頻率區間。在各調變波頻率區間中，藉由各者之調變波頻率區間之被與該調變波頻率區間相互附加有對應的整數之PWM脈衝數N、和調變波頻率fs，來藉由切換PWM脈衝數N而使滿足fc=N･fs之關係的載波頻率fc之頻率改變。
如此這般，就算是在使調變波頻率fs以寬頻帶來作了變化的情況時，藉由切換至被與包含有變化後的調變波頻率fs之各調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並使用切換後的PWM脈衝數N來基於fc=N･fs之關係而將載波頻率fc設為可變，係能夠使載波C與調變波S之間之頻率相互週期，而滿足週期性。
(載波產生部) 載波產生部之其中一個構成，係具備有： (a)載波上下限頻率設定部，係設定載波C之上限頻率fc- upper以及下限頻率fc- lower；和 (b)調變波頻率區間設定部，係將調變波可變頻率範圍之全部範圍，區分為複數之區間，並設定被與各PWM脈衝數N相互附加有對應之調變波頻率區間；和 (c)調變波頻率演算部，係在各調變波頻率區間中，將相對於調變波頻率fs之PWM脈衝數N，切換為被與包含有此調變波頻率fs之調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並使用切換後的PWM脈衝數N和調變波頻率fs，來演算出基於fc=N･fs所得到的載波頻率fc；和 (d)載波輸出部，係輸出具有藉由載波頻率演算部所求取出的載波頻率fc之載波C。
載波產生部之其他之構成，係具備有： (e)特性資料記憶部，係對於調變波可變頻率範圍進行區分，並記憶PWN脈衝數N、和被與此PWM脈衝數N相互附加有對應地所設定之複數之調變波頻率區間；和 (f)讀出部，係將包含有從特性資料記憶部所輸入了的調變波頻率fs之調變波頻率區間以及所對應的PWM脈衝數N讀出；和 (c)載波頻率演算部，係在各調變波頻率區間中，將相對於調變波頻率fs之PWM脈衝數N，切換為被與包含有此調變波頻率fs之調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並使用切換後的PWM脈衝數N和調變波頻率fs，來演算出基於fc=N･fs所得到的載波頻率fc；和 (d)載波輸出部，係輸出具有藉由載波頻率演算部所求取出的載波頻率fc之載波。
將藉由(a)之載波上下限頻率設定部以及(b)之調變波頻率區間設定部之構成所得到的調變波頻率區間以及PWM脈衝數N之特性資料，預先儲存在(e)之特性資料記憶部中，並藉由(f)之讀出部，來將特性資料從(e)之特性資料記憶部而讀出。
若依據此構成，則係藉由載波上下限頻率設定部和調變波頻率區間設定部，來預先求取出PWM脈衝數N和被與此PWM脈衝數N相互附加有對應地而被設定之複數之調變波頻率區間之特性資料，並將所求取出的特性資料預先儲存在特性資料記憶部中。此構成，由於係將特性資料作為既知之資料而預先儲存在特性資料記憶部中，因此，在每次使調變波頻率fs作可變時，係能夠並不反覆進行由載波上下限頻率設定部和調變波頻率區間設定部所致之處理地，而取得載波頻率。
(PWM控制部) PWM控制部，係藉由將調變波S與載波C作比較，來產生對於PWM逆變器進行PWM控制之PWM脈衝，並藉由所產生的PWM脈衝，來對於PWM逆變器之切換元件之ON/OFF進行驅動，藉由此，來輸出與調變波S之調變波頻率fs相對應的頻率之正弦波。
在本發明中，將調變波設為可變的調變波頻率範圍，係被區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間。在與調變波頻率fs之頻率相對應的調變波頻率區間中，將PWM脈衝數N切換為被與該調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N。載波頻率，係將與切換後的PWM脈衝數N相對應之載波頻率fc，基於fc=N･fs而求取出來。
藉由「將RF頻帶之寬頻帶頻率範圍區分為複數之調變波頻率區間，並藉由PWM脈衝數N之切換來對於各調變波頻率區間作選擇，並且在所選擇了的各調變波頻率區間中而求取出載波頻率fc」，而在RF頻帶之寬頻帶中，對於載波C與調變波S之間之頻率以及相位之同步偏差作抑制，並以寬頻帶來輸出在頻率以及相位中具有同步性的正弦波。
本發明，係能夠藉由「由載波上下限頻率設定部所致之載波之上限頻率fc -upper以及下限頻率fc -lower之設定」和「由調變波頻率區間設定部所致之調變波頻率區間之設定」，來將RF頻帶之寬頻帶頻率範圍區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間。
(PWM脈衝數N) PWM脈衝數N之偶數要件： 根據頻率以及相位之同步性，在調變波頻率fs與載波頻率fc之間，係藉由PWM脈衝數N，而具備有以fc=N･fs來作表現之關係。PWM脈衝數N，係基於相對於調變波S之載波C的對稱性之要件，而設為偶數。
藉由使調變波頻率fs與載波頻率fc之間具有偶數倍的關係，而在調變波S之1個週期中，擔保前半之半週期的波形形狀與後半之半週期的波形形狀之間之對稱性、以及伴隨於此的PWM脈衝之對稱性，而對於在調變波S之1個週期內的PWM逆變器之各腿(leg)的切換損失之偏差作抑制。
藉由相對於調變波頻率fs而將載波頻率fc設為fc=N･fs，並使載波頻率fc具備有「調變波頻率fs之偶數N倍(N為偶數)」之關係，在調變波S之1個週期中，於前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形中係能夠得到對稱性。
另一方面，當相對於調變波頻率fs而將載波頻率fc設為fc=(N+1)･fs，並使載波頻率fc具備有「調變波頻率fs之奇數(N+1)倍(N為偶數)」之關係的情況時，在調變波S之1個週期中，前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形由於係成為相對於時間軸而作了反轉之關係，因此係成為不會滿足對稱性。
藉由相對於調變波S而使載波C具有對稱性，來在調變波S之1個週期中，將前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形以調變波S之半週期之π之相位的時間點作為基準時間點而設為相互對稱，以使在各腿處的切換損失均等化並對於偏差作抑制。
(各調變波頻率區間之PWM脈衝數N) (a)作為被與包含有調變波S之最大頻率之最高的高頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係設定偶數最小值之最小PWM脈衝數N min。 (b)作為被與調變波S之低頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係設為從高頻側起朝向低頻側而依序對於PWM脈衝數N min加算上2之值。
在作為最小PWM脈衝數N min而設定了4的情況時，係針對從高頻側起而朝向低頻側之各調變波頻率區間，而依序作為PWM脈衝數N而設定6、8、…之值。
藉由對於高頻側之調變波頻率區間而設定較小的PWM脈衝數N，並對於低頻側之調變波頻率區間而設定較大的PWM脈衝數N，係能夠根據fc=N･fs之關係，來使在各調變波頻率區間中之載波頻率fc落於被包含在載波之上下限頻率間的載波頻率範圍內。
(載波上下限頻率設定部) 載波上下限頻率設定部，係設定載波之上限頻率fc -upper與下限頻率fc -lower。又，載波之上限頻率fc -upper，係藉由包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間之最小PWM脈衝數N min與fs -max之乘積來作設定，下限頻率fc -lower，係藉由載波上限頻率fc -upper與N min/(N min+2)之乘積來作設定。
(調變波頻率區間設定部) 調變波頻率區間設定部，在將調變波可變頻率範圍區分設定為複數之調變波頻率區間時，係 (a)在使調變波頻率區間之載波頻率fc一直動作至上限頻率fc -upper的情況時，使用上限頻率fc -upper來制定調變波頻率區間N之最大調變波頻率fs -max(N)以及最小調變波頻率fs -min(N)。最大調變波頻率fs -max(N)係藉由fs -max(N)=  fc -upper/N而被制定，最小調變波頻率fs -min(N)係藉由   fs -min(N)=fc -upper/(N+2)而被制定。 (b)在使調變波頻率區間之載波頻率fc一直動作至下限頻率fc -lower的情況時，於N＞N min中使用下限頻率fc -lower之值來制定fs -min(N)與fs -max(N)調變波頻率區間N之最小調變波頻率fs -min(N)係藉由fs -min(N)=fc -lower/N而被制定，最大調變波頻率fs -max(N)係藉由fs -max(N)=fc -lower/(N-2)而被制定。
若是針對全部調變波頻率區間數N之個數，而對於一直動作至下限頻率fc -lower的情況與一直動作至上限頻率fc -upper的情況作比較，則由於下限頻率fc -lower之頻率值係較上限頻率fc -upper之頻率值而更小，因此，在一直動作至下限頻率fc -lower的情況時之全部調變波頻率區間數N係會成為較一直動作至上限頻率fc -upper的情況時而更少。
(低通濾波器之截除頻率) 在PWM逆變器之逆變器輸出中，係與基波成分之正弦波一同地而亦包含有諧波成分。低通濾波器，係將在逆變器輸出中所包含之諧波去除，並輸出基波成分之正弦波。低通濾波器之截除頻率，係為使基波正弦波頻率通過並將諧波頻率遮斷之頻率。諧波頻率，係以諧波階數n與調變波頻率fs之乘積(n･fs)來作表現。
在PWM脈衝數N與藉由PWM逆變器所產生的調變波S之諧波之階數n之間，當調變波頻率fs為高而PWM脈衝數N為小的情況時，諧波係從低階側而產生，當調變波頻率fs為低而PWM脈衝數N為大的情況時，諧波係在高階側而產生。
故而，作為低通濾波器之截除頻率，係設定「針對高的調變波頻率fs而將低階側之諧波頻率遮斷之頻率」與「針對低的調變波頻率fs而將高階側之諧波頻率遮斷之頻率」之中之較低的頻率。
包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的調變波頻率區間之最小調變波頻率fs -min(N min)，係為對於最大調變波頻率fs -max而乘算上((N min/(N min+2))所得到之值。
(a)將對於「最大調變波頻率fs -max」和「藉由被與最大調變波頻率fs -max相互附加有對應之最小PWM脈衝數N min所產生的最低諧波階數n -min」之間之乘積(n -min･fs -max)而乘算上(N min/(N min+2)所得到之頻率值(n -min･fs -max･(N min/(N min+2))，作為截除頻率f -cutoff之候補。例如，當作為最小PWM脈衝數N min而選擇了4時，最低諧波階數  n -min係為3，截除頻率f -cutoff之候補係成為(3･fs -max･(2/3))。
(b)將藉由「最小調變波頻率fs -min」和「藉由此調變波頻率區間之PWM脈衝數N所產生的最低諧波階數n -min」之間之乘積所得到的頻率值(n -min･fs -min)，作為截除頻率f -cutoff之候補。例如，當此調變波頻率區間之PWM脈衝數N係為14時的最低諧波階數n -min係為23，截除頻率f -cutoff係成為(23･fs -min)。
(c)截除頻率之選擇 在包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間的調變波頻率fs之截除頻率f -cutoff-max=n -min･fs -max･N min/ (N min+2)」與最小調變波頻率fs -min之截除頻率f -cutoff-min= n -min･fs -min之比較中，若是將f -cutoff-max與f -cutoff-min之間之比K，設為K=f -cutoff-max/f -cutoff-min=(n -min･fs -max･(N min/ (N min+2))/(n -min･fs -min)，則 當K＜1時，選擇f -cutoff-max=n -min･fs -max･N min/(N min+2)作為截除頻率， 當K≧1時，選擇f -cutoff-min=n -min･fs -min作為截除頻率。
[寬頻帶RF電源之控制方法] 本發明之寬頻帶RF電源之控制方法，係為對於「藉由在PWM逆變器處而對於調變波S與載波C進行比較，來在RF頻帶中將正弦波之輸出頻率以寬頻帶來可變地進行輸出的寬頻帶RF電源」進行控制之控制方法。另外，調變波S與載波C之間之比較，係可基於電壓或者是電流來進行。
(載波之產生) 載波之產生，係具備有： (a)載波上下限頻率設定工程，係設定載波之上限頻率以及下限頻率；和 (b)調變波頻率區間設定工程，係將調變波可變頻率範圍之全部範圍，區分並設定為被與各PWM脈衝數N相互附加有對應之複數之調變波頻率區間；和 (c)調變波頻率演算工程，係在調變波頻率fs處，切換為被與包含有此調變波頻率fs之調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並根據切換後的PWM脈衝數N與調變波頻率fs，來基於fc=N･fs而演算出載波頻率fc；和 (d)載波輸出工程，係輸出藉由載波頻率演算工程所求取出的載波頻率fc之載波；和 (e)PWM脈衝輸出工程，係對於調變波頻率fs之調變波S與藉由載波輸出工程所輸出的載波C進行電壓比較，並輸出對於PWM逆變器進行PWM控制之PWM脈衝；和 (f)輸出工程，係輸出具備有與調變波頻率fs相對應之輸出頻率之正弦波。
(載波上下限頻率設定工程) 載波上下限頻率設定工程，係 (a)藉由包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間之最小PWM脈衝數N min與fs -max之乘積，來設定載波之上限頻率fc -upper。 (b)藉由載波上限頻率fc -upper與(N min/(N min+2))之乘積，來設定載波之下限頻率fc -lower。
(調變波頻率區間設定工程) 調變波頻率區間設定工程，係 (a)在複數之調變波頻率區間中，於包含有調變波S之最大頻率之高頻側的調變波頻率區間處，將該調變波S之最大頻率作為該調變波頻率區間之最大頻率。 (b)在複數之調變波頻率區間中，於包含有調變波S之最小頻率之低頻側的調變波頻率區間處，將該調變波S之最小頻率作為該調變波頻率區間之最小頻率。 (c)在一直動作至下限頻率fc -lower而將全部調變波頻率區間數減少的情況時，在各調變波頻率區間中，以會使該區間之PWM脈衝N與該區間之調變波最小頻率之乘積成為載波下限頻率fc -lower的方式來作選擇。 (d)在一直動作至上限頻率fc -lower的情況時，在各調變波頻率區間中，以會使該區間之PWM脈衝N與該區間之調變波最大頻率之乘積成為載波上限頻率fc -lower的方式來作選擇。
(PWM脈衝數N) 將被與「包含有調變波S之最大頻率的最高之高頻側之調變波頻率區間」相互附加有對應的PWM脈衝數N，設為偶數最小值之最小PWM脈衝數N min，並將被與「低頻側之調變波頻率區間」相互附加有對應之PWM脈衝數N，設為從高頻側起朝向低頻側而依序對於最小PWM脈衝數N min加算上「2」之值。在作為最小PWM脈衝數N min而設定了“4”的情況時，係針對從高頻側起而朝向低頻側之各調變波頻率區間，而依序作為PWM脈衝數N而設定6、8、…之值。
(最小PWM脈衝數N min之設定) 將最小PWM脈衝數N min之設定，基於會相對於最小PWM脈衝數N min之增加而使切換損失增加之增加特性、和會相對於最小PWM脈衝數N min之增加而使諧波產生量減少的減少特性，此兩者之增減特性之均衡，來進行之。
(輸出工程) 輸出工程，係將從PWM逆變器之逆變器輸出而去除諧波成分的低通濾波器之截除頻率f -cutoff，藉由 (a)將對於「最大調變波頻率fs -max」和「藉由被與最大調變波頻率fs -max相互附加有對應之最小PWM脈衝數N min所產生的最低諧波階數n -min」之間之乘積(n -min･fs -max)而乘算上(N min/(N min+2)所得到之頻率值(n -min･fs -max･(N min/ (N min+2))、和 (b)將藉由「最小調變波頻率fs -min」和「藉由被與最小調變波頻率fs -min相互附加有對應之此調變波頻率區間之PWM脈衝數N所產生的最低諧波階數n -min」之間之乘積所得到的頻率值(n -min･fs -min)， 此兩者中之較小的頻率值，來制定之。
(效果) 本發明，係藉由對於載波C與調變波S之間之頻率及/或相位之同步偏差作抑制並針對頻率及/或相位而保持同步性，而發揮能夠在RF頻帶中而輸出寬頻帶之正弦波之效果，並且，亦能夠發揮將在RF頻帶中之切換損失降低的效果以及藉由單一之輸出濾波器來將諧波成分去除並在RF頻帶中輸出寬頻帶之正弦波的效果。
(切換損失) 藉由相對於調變波S而具有載波C之對稱性，來在調變波S之1個週期中，將前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形以調變波S之半週期之π之相位的時間點作為基準時間點而設為相互對稱，而使在各腿處的切換損失均等化並對於偏差作抑制。
相對於調變波S之載波之對稱性，係能夠藉由在調變波頻率fs與載波頻率fc之間具備有偶數倍之關係，以及藉由將載波C設為奇函數波形或偶函數波形，來得到之。
(單一之輸出濾波器) 將在正弦波之輸出中所包含的諧波去除之低通濾波器之截除頻率，由於係依據上限頻率fc -upper而制定，因此，係能夠藉由設定上限頻率fc -upper來對於截除頻率f -cutoff作抑制，並能夠藉由使用有此截除頻率之低通濾波器，來將在寬頻帶之正弦波之輸出中所包含的諧波藉由單一之輸出濾波器而去除。 [發明之效果]
如同以上所作了說明一般，若依據本發明，則於在寬頻帶RF電源之RF頻帶中的可變頻率控制中，係能夠對於載波C與調變波S之間之頻率及相位之同步偏差作抑制並以寬頻帶來輸出在頻率以及相位中具有同步性的正弦波。 本發明，係於在高頻頻帶中之正弦波中，對於由PWM逆變器所致之切換損失作抑制，而能夠進行輸出高頻頻帶之正弦波的高頻頻帶運轉。 本發明，於在寬頻帶中之正弦波的輸出中，係能夠在寬頻帶之全部頻率區域中而藉由單一之輸出濾波器來將諧波成分去除並進行輸出正弦波之寬頻帶運轉。
以下，使用圖1~圖6，針對本發明之電源(寬頻帶RF電源)之概略構成以及同步性進行說明，並使用圖7~圖12而針對動作例進行說明，並使用圖13~圖15來針對本發明之電源之切換損失以及低通濾波器之截除頻率進行說明，並且使用圖16、圖17來針對電壓控制之構成例進行說明。
[本發明之寬頻帶RF電源的概略構成] 圖1，係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源的概略構成作說明之概略構成圖。在圖1中，電源(寬頻帶RF電源)1，係具備有：輸出直流電壓之直流電源2、和將直流電源2所供給的直流電壓V d轉換為逆變器輸出V inV並且輸出藉由變壓器Tr來作了電壓轉換的輸出V 2之PWM逆變器3、和將PWM逆變器3所輸出之變壓器Tr之輸出V 2的諧波成分去除之低通濾波器4、以及對於PWM逆變器3進行PWM控制之逆變器控制部5。逆變器控制部5，係具備有PWM控制部6和載波產生部7。另外，直流電源2，除了直接輸出直流電壓之電源以外，係亦可使用輸出將交流電壓作了整流後的直流電壓之電源。
載波產生部7，係具備有： (a)載波可變頻率範圍，係藉由上限頻率和下限頻率而使頻率範圍被作了限定；和 (b)調變波可變頻率範圍，係被區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間， (c)在各調變波頻率區間中，使用此調變波頻率區間內之調變波頻率fs、和被與調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，來產生基於fc=N･fs之關係所制定的載波頻率fc之載波C。
PWM控制部6，係對於載波產生部7所產生的載波C與調變波S作比較，並產生對於PWM逆變器3進行PWM控制之PWM脈衝。PWM逆變器3，係基於PWM脈衝來將直流電壓V d作逆變器轉換而產生逆變器輸出V inv。
藉由PWM逆變器3所具備的變壓器Tr，來將逆變器輸出V inv轉換為輸出V 2並作輸出。在逆變器輸出V inv中，係包含有基波成分之正弦波與諧波成分，低通濾波器4，係將在PWM逆變器3所輸出的變壓器Tr之輸出V 2中所包含之諧波成分去除，並輸出基波成分之正弦波。低通濾波器4之截除頻率f -cutoff，係為使基波之正弦波頻率通過並將諧波頻率遮斷之頻率，並藉由諧波階數n與調變波頻率fs之乘積(n･fs)來作表現。
在PWM逆變器3處，在PWM脈衝數N與藉由以脈衝訊號所致之ON/OFF動作而產生的調變波S之諧波階數n之間，係有著「當調變波頻率fs為高而PWM脈衝數N為小的情況時，諧波係從低階側而產生，當調變波頻率fs為低而PWM脈衝數N為大的情況時，諧波係在高階側而產生」之關係。
故而，作為低通濾波器之截除頻率f -cutoff，係設定「將針對高的調變波頻率fs所設定之低階之諧波遮斷之頻率」與「將針對低的調變波頻率fs所設定之高階之諧波遮斷之頻率」之中之較低的頻率。
在包含有最大調變波頻率fs -max之高頻側之調變波頻率區間的截除頻率f -cutoff-max=n -min･fs -max･N min/ (N min+2)與最小調變波頻率之截除頻率f -cutoff-min=n -min･fs -min之比較中，若是將f -cutoff-max與f -cutoff-min之間之比K，設為K=f -cutoff-max/f -cutoff-min=(n -min･fs -max･(N min/(N min+2))/  (n -min･fs -min)，則 (a)當K＜1時，選擇f -cutoff-max=n -min･fs -max･N min/ (N min+2)作為截除頻率， (b)當K≧1時，選擇f -cutoff-min=n -min･fs -min作為截除頻率。
另外，在包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間中，最小的最小調變波頻率fs -min，係為對於最大調變波頻率fs -max而乘算上((N min/(N min+2))所得到之值，N min，係為最小PWM脈衝數N。
圖2，係針對用以對於PWM逆變器3以及低通濾波器4之其中一構成例作說明之電路例作展示。
PWM逆變器3，係具備有D級全橋放大器30。D級全橋放大器30，係具備有單相全橋電路Br以及輸出變壓器Tr，單相全橋電路Br係將直流電源之直流電壓V d藉由切換動作來進行逆變器轉換並產生逆變器輸出V inv，輸出變壓器Tr係輸出PWM波形之輸出V 2。單相全橋電路Br，係具備有切換元件Q1、Q2以及切換元件Q3、Q4之4個的切換元件，並將切換元件Q1與切換元件Q2之串聯電路作為其中一方之腿(leg)，並且將切換元件Q3與切換元件Q4之串聯電路作為另外一方之腿，而構成單相橋式電路。在切換元件Q1、Q3之高電壓側處，係被連接有直流電源之高電壓側，在切換元件Q2、Q4之低電壓側處，係被連接有直流電源之低電壓側，並將其中一方之腿之點X以及另外一方之腿之點Y與輸出變壓器Tr之輸入側作連接。PWM逆變器3，係藉由PWM脈衝來對於切換元件Q1、Q2以及切換元件Q3、Q4之ON/OFF動作作切換，並藉由此來將直流電壓V d逆變器轉換為交流電壓V inv。
藉由PWM逆變器3而被作了逆變器轉換後的交流電壓V inv，係藉由輸出變壓器Tr而被電壓轉換為交流電壓V 2。低通濾波器4係被與輸出變壓器Tr之輸出側作連接，並輸入PWM脈衝波形之交流電壓之輸出V 2。低通濾波器4，例如，係藉由電感L與電容器Ca之LC電路而被構成，並將在PWM脈衝波形之交流電壓之輸出V 2中所包含的諧波成分去除，並且將所得到的正弦波之輸出V out供給至負載R處。
(A)在寬頻帶中的頻率同步性 在本發明中，係藉由「將RF頻帶之寬頻帶頻率範圍區分為複數之調變波頻率區間，並藉由PWM脈衝數N之切換來對於各調變波頻率區間作選擇，並且在所選擇了的各調變波頻率區間中而求取出載波頻率fc」，而在RF頻帶之寬頻帶中，對於載波C與調變波S之間之頻率以及相位之同步偏差作抑制，並以寬頻帶來輸出在頻率以及相位中具有同步性的正弦波。
將調變波頻率fs為可變的調變波可變頻率範圍之全部範圍，基於載波之上下限頻率來區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應之複數之調變波頻率區間。在各調變波頻率區間中，藉由各者之調變波頻率區間之被與該調變波頻率區間相互附加有對應的整數之PWM脈衝數N、和調變波頻率fs，來使滿足fc=N･fs之關係的載波頻率fc之頻率改變。
如此這般，就算是在使調變波頻率fs以寬頻帶來作了變化的情況時，藉由切換至被與包含有變化後的調變波頻率fs之各調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並基於fc=N･fs之關係而將載波頻率fc設為可變，係能夠使載波與調變波S之間之頻率相互週期，而滿足週期性。
使用圖3，針對在寬頻帶中的頻率同步性進行說明。圖3，係對於使載波頻率fc一直動作至下限頻率fc -lower的情況之例作展示。在本發明中，係把將調變波設為可變的調變波頻率範圍，區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間。在圖3中，調變波可變頻率範圍[fs -max，fs -min]，係為最大調變波頻率fs -max與最小調變波頻率fs -min之間之範圍，而能夠因應於寬頻帶RF電源所輸出的正弦波之頻率範圍來因應於需要而任意作設定。另外，調變波可變頻率範圍[a，b]，係代表頻率範圍，並視為在a與b之間係存在有a＞b之大小關係。
RF(Radio Frequency)之頻率頻帶，係存在有LF頻帶(30-300kHz)、MF頻帶(300kHz-3MHz)、HF頻帶(3MHz-30MHz)、VHF頻帶(30MHz-k)、UHF頻帶(300MHz-30GHz)，但是，圖3係為調變波可變頻率範圍[fs -max，  fs -min]之其中一例，例如係將調變波可變頻率範圍在MF頻帶以及HF頻帶中而設為[13.56MHz，2.59MHz]。
圖3(a)係對於調變波頻率fs與載波頻率fc之間之關係作展示，圖3(b)係對於調變波頻率fs與PWM脈衝數N之間之關係作展示。
(a)調變波頻率fs與載波頻率fc之間之關係： 在圖3(a)中所示之調變波頻率fs與載波頻率fc之間之關係中，設定載波頻率fc之上限頻率fc -upper與下限頻率fc -lower。
(a1)載波上下限頻率之設定 將載波之上限頻率fc -upper，藉由包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間之最小PWM脈衝數N min與fs -max之乘積來作設定，並將下限頻率fc -lower，藉由載波上限頻率fc -upper與N min/(N min+2)之乘積來作設定。
(a2)調變波頻率區間之設定 調變波頻率區間之設定，係在複數之調變波頻率區間中， (1)於包含有調變波之最大頻率之高頻側的調變波頻率區間處，將該調變波之最大頻率fs -max設定為該調變波頻率區間之最大頻率。 (2)在使調變波頻率區間之載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower而將全部調變波頻率區間數量減少的情況時，使用下限頻率fc -lower之值來制定fs -min(N)與fs -max(N)。在N＞N min中，將調變波頻率區間N之最小調變波頻率fs -min(N)藉由fs -min(N)=fc -lower/N來作設定，並將調變波頻率區間N之最大調變波頻率fs -max(N)藉由fs -max(N)=fc -lower/(N-2)來作設定。 (3)在使調變波頻率區間之載波頻率一直動作至上限頻率fc -upper的情況時，使用上限頻率fc -upper來制定調變波頻率區間N之最大調變波頻率fs -max(N)以及最小調變波頻率fs -min(N)。將調變波頻率區間N之最大調變波頻率fs -max(N)藉由fs -max(N)=fc -upper/N來作設定，並將調變波頻率區間N之最小調變波頻率fs -min(N)藉由fs -min(N)=fc -upper/(N+2)來作設定。
藉由「載波之上限頻率fc -upper以及下限頻率fc -lower之設定」和「調變波頻率區間之設定」，來將RF頻帶之寬頻帶頻率範圍區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間。
在與調變波頻率fs相對應的各調變波頻率區間中，切換為被與該調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，並將與切換後的PWM脈衝數N相對應之載波頻率fc基於fc=N･fs而求取出來。
包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間，係為[fs -max，fs -max･N min/(N min+2)]。載波頻率fc，係藉由上限頻率fc -upper=N min･fs -max與下限頻率fc -lower=fc -upper･N min/(N min+2)之間之頻率區間而被作設定。相對於在此調變波頻率區間中所包含的調變波頻率fs之載波頻率fc，係成為使用被與調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N=N min而基於fc=N min･fs所制定的頻率。另外，以[a，b]所作了展示的調變波頻率區間，a係代表高頻，b係代表低頻。在以下之說明中，亦為相同。
在使載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower的情況時之N＞N min之中之調變波頻率區間，係為[fc -lower/(N-2)，fc -lower/N]，在使載波頻率一直動作至上限頻率fc -upper的情況時之調變波頻率區間，係為[fc -upper/N，fc -upper/(N+2)]。相對於在此調變波頻率區間中所包含的調變波頻率fs之載波頻率fc，係成為使用被與調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N而基於fc=N･fs所制定的頻率。
(b)調變波頻率fs與PWM脈衝數N之間之關係： (b1)PWM脈衝數N 圖3(b)，係對於調變波頻率fs與PWM脈衝數N之間之關係作展示，將被與「包含調變波S之最大頻率的最高之高頻側之調變波頻率區間」相互附加有對應的PWM脈衝數N，設為偶數最小值之最小PWM脈衝數N min，並將各調變波頻率區間之PWM脈衝數N，朝向低頻側之調變波頻率區間而依序對於最小PWM脈衝數N min加算上「2」。在作為最小PWM脈衝數N min而設定了“4”的情況時，係針對從高頻側起而朝向低頻側之各調變波頻率區間，而依序作為PWM脈衝數N而設定6、8、…之值。
(b2)PWM脈衝數N之偶數要件： 根據頻率以及相位之同步性，在調變波頻率fs與載波頻率fc之間，係藉由PWM脈衝數N，而具備有以fc=N･fs來作表現之關係。PWM脈衝數N，係基於相對於調變波S之載波C的對稱性之要件，而設為偶數。
藉由使調變波頻率fs與載波頻率fc之間具有偶數倍的關係，而在調變波S之1個週期中，擔保前半之半週期的波形形狀與後半之半週期的波形形狀之間之對稱性、以及伴隨於此的PWM脈衝之對稱性，而對於在調變波S之1個週期內的PWM逆變器之各腿(leg)的切換損失之偏差作抑制。
藉由相對於調變波頻率fs而將載波頻率fc設為fc=N･fs，並使載波頻率fc具備有「調變波頻率fs之偶數倍(N倍，N為偶數)」之關係，在調變波S之1個週期中，於前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形中係能夠得到對稱性。
另一方面，當相對於調變波頻率fs而將載波頻率fc設為fc=(N+1)･fs，並使載波頻率fc具備有「調變波頻率fs之奇數倍((N+1)倍，N為偶數」之關係的情況時，在調變波S之1個週期中，前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形由於係成為相對於時間軸而作了反轉之關係，因此係成為不會滿足對稱性。
藉由相對於調變波S而使載波C具有對稱性，來在調變波S之1個週期中，將前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形以調變波S之半週期之π之相位的時間點作為基準時間點而設為相互對稱，而維持逆變器輸出之PWM波形之前半半週期與後半半週期之對稱性。
藉由相對於調變波S而使載波C具有對稱性，逆變器輸出之PWM波形之前半半週期與後半半週期之對稱性係被維持。在載波C為奇函數的情況與為偶函數的情況時，切換損失之偏差抑制係為相異。在載波C為奇函數的情況時，由於各腿之閘極訊號之能率(duty)比係成為50%，因此，在各腿處的切換損失係被均等化，切換損失之偏差係被作抑制。另一方面，在載波C為偶函數的情況時，由於各腿之閘極訊號之能率(duty)比係並不會成為50%，因此，在各腿處的切換損失係成為不均等，切換損失之偏差係並未被作抑制。
(b3)最小PWM脈衝數N min之設定 基於相對於最小PWM脈衝數N min之增加的切換損失之增加特性、和相對於最小PWM脈衝數N min之增加的諧波產生量之減少特性，此兩者之增減特性之均衡，來選擇最小PWM脈衝數N min。
在RF頻帶之單相逆變器中，為了減低切換損失並得到高效率，係要求將PWM脈衝數N縮小。PWM脈衝數N，係由於若是調變波頻率為越低頻則會變得越大，因此，係有必要以會使在高頻側之調變波最大頻率處的PWM脈衝數N變小的方式，來選擇最小PWM脈衝數N min。另一方面，由於若是PWM脈衝數N越小，則在逆變器輸出中所包含之諧波產生量係會變得越大，因此，為了使在逆變器輸出中所包含之諧波產生量減少，係有必要選擇在高頻側處而PWM脈衝數N會變大的最小PWM脈衝數N min。
故而，最小PWM脈衝數N min，由於係存在有「為了降低切換損失之低數值化」與「為了降低諧波產生量之高數值化」之取捨(trade off)關係，因此，最小PWM脈衝數N min，係以會使此取捨之關係成為均衡的方式來作選擇。又，基於波形之對稱性，係要求PWM脈衝數N為偶數。
圖4，係為用以對於最小PWM脈衝數N min之選擇例作說明之圖。在圖4中，橫軸係為最小PWM脈衝數N min，縱軸係為切換損失以及諧波產生量，圖中之實線係代表切換損失，虛線係代表諧波產生量。另外，切換損失以及諧波產生量之變化特性，係為為了進行說明而示意性展示者，而並非絕對於代表實際上的特性。
切換損失，係相對於最小PWM脈衝數N min而展現有增加特性，諧波產生量，係相對於最小PWM脈衝數N min而展現有減少特性，而能夠藉由兩者之特性相交叉之點，來選擇最小PWM脈衝數N min。例如，當切換損失為展現有以SW1所表現之特性，而諧波產生量為展現有以HI1所表現之特性的情況時，兩特性所相互交叉之點P1，係會使切換損失以及諧波產生量一同變小。切換損失與諧波產生量之取捨之點P1的最小PWM脈衝數N min，係成為“4”，將此值選擇為最小脈衝數N min。
當在切換損失之特性為維持為SW1而不變的狀態下，諧波產生量改變為以HI2所表現之特性的情況時，根據其之交叉點P2，切換損失與諧波產生量之取捨之點的最小PWM脈衝數N min，係被選擇為“6”。
又，當在諧波產生量之特性為維持為HI2而不變的狀態下，切換損失改變為以SW2所表現之特性的情況時，根據其之交叉點Q1，最小PWM脈衝數N min，係被選擇為“4”。
同樣的，根據切換損失之特性為具備有SW1、SW2之何者之特性、以及諧波產生量之特性為具備有HI1、HI2、HI3之何者之特性，來藉由此些之交叉點P1、P2、P3以及Q0、Q1、Q2，而選擇最小PWM脈衝數N min。
因此，在最小PWM脈衝數N min之設定中，於此係將2、4、6作為最小PWM脈衝數N min之候補，而選擇合適的最小PWM脈衝數N min。
(1)若是作為最小PWM脈衝數N min而選擇偶數最小值之“2”，則切換損失係會成為最小，但是，根據fc -lower=fc -upper/2，由於載波頻率fc之可變範圍係會成為最大，而諧波係會成為最大，因此，在調變波S之可變頻率控制時，係有必要使用最大的低通濾波器來將諧波去除。
(2)若是作為最小PWM脈衝數N min而選擇“N min=6”，則相較於“N min=4”，切換損失係會變大，但是，由於諧波係會變小，因此，在調變波S之可變頻率控制時，係能夠相較於“N min=4”而使用較小型的低通濾波器來將諧波去除。
(3)在作為最小PWM脈衝數N min而選擇“4”的情況時，由於係成為取得有“2”的情況與“6”的情況之間之均衡的特性，因此，在將2、4、6作為最小PWM脈衝數N min之候補的情況時，係將“4”作為合適之最小PWM脈衝數N min而作選擇。
(b4)調變波頻率區間與PWM脈衝數之間之相互附加對應 在圖3(b)所示之調變波頻率fs與PWM脈衝數N之間之關係中，PWM脈衝數N係對應於各調變波頻率區間地而被作設定。
PWM脈衝數N，係藉由從高頻側之調變波頻率區間起朝向低頻側之調變波頻率區間而依序對於PWM脈衝數N加算上“2”之值，而被作設定。另外，PWM脈衝數N，由於基於載波之對稱性，而為偶數之整數，因此，在各調變波頻率區間處所被設定的PWM脈衝數N亦係成為偶數之整數。
被設定於「包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間(N min區間)」處的PWM脈衝數N，係為最小的PWM脈衝數N min，被設定於「包含有最小調變波頻率fs -min之調變波頻率區間(N max區間)」處的PWM脈衝數N，係為最小之PWM脈衝數N max，基於載波之對稱性，係為偶數之整數。
(b5)調變波頻率區間之設定 根據上述之關係，若是將調變波頻率之最大頻率  fs -max之PWM脈衝數N設為最小PWM脈衝數N min，則係為fc -upper=N min･fs -max、fc -lower=fc -upper･N min/(N min+2)。
在一直動作至下限頻率fc -lower的情況時，係使用fc -lower之值來制定fs -min(N)與fs -max(N)。根據上述之關係，相對於「在使載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower的情況時之PWM脈衝數N」之將調變波頻率fs設為可變的頻率區間，係如同下述一般地來表現。 N=N min之區間之fs之可變區間： fs=[fc -upper/N min，fc -lower/N min] N=N min+2之區間之fs之可變區間： fs=[fc -lower/N min，fc -lower/(N min+2)] N＞N min之區間之fs之可變區間： fs=[fc -lower/(N-2)，fc -lower/N]
在一直動作至上限頻率fc -upper的情況時，係使用fc -upper之值來制定fs -max(N)與fs -min(N)。根據上述之關係，相對於「在使載波頻率一直動作至上限頻率fc -upper的情況時之PWM脈衝數N」之將調變波頻率fs設為可變的頻率區間，係如同下述一般地來表現。 N=N min之區間之fs之可變區間： fs=[fc -upper/N min，fc -lower/N min] N=N min+2之區間之fs之可變區間： fs=[fc -upper/(N min+2)，fc -upper/(N min+4)] N＞N min之區間之fs之可變區間： fs=[fc -upper/N，fc -upper/(N+2)]
以下，將在「在使載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower的情況時之使載波頻率fc藉由下限頻率fc -lower與上限頻率fc -upper而被作了限制的最小PWM脈衝數N min」處之調變波頻率區間範圍的其中一例，展示於以下之表1中。 在表1中所示之調變波可變頻率範圍，係為在RF (Radio Frequency)之頻率頻帶中，而相當於HF頻帶(3MHz-30MHz)以及VHF頻帶(30MHz-300MHz)的頻率頻帶之例。調變波可變頻率範圍，係僅為其中一例，而並不被限定於此例。
Figure 02_image001
各調變波頻率區間，係被與PWM脈衝數N相互附加有對應，fc=N･fs之關係係被維持。在調變波頻率區間為13.56MHz≧fs≧9.04MHz之頻率範圍中，PWM脈衝數N係被與“4”相互附加有對應，在調變波頻率區間為3.02MHz≧fs≧2.59MHz之頻率範圍中，PWM脈衝數N係被與“14”相互附加有對應，根據調變波頻率fs，來切換PWM脈衝數N。
(b5)各調變波頻率區間之PWM脈衝數N (1)被與包含有調變波S之最大頻率之最高的高頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係為偶數最小值之最小PWM脈衝數N min。 (2)被與低頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係為從高頻側起朝向低頻側而依序對於最小PWM脈衝數N min加算上2之值。
各調變波頻率區間之PWM脈衝數N，係藉由「在高頻側之調變波頻率區間處設定最小PWM脈衝數N min，並朝向低頻側之調變波頻率區間而依序對於最小PWM脈衝數N min加算上“2”」，而被作設定。
在作為最小PWM脈衝數N min而設定了4的情況時，係針對從高頻側起而朝向低頻側之各調變波頻率區間，而依序作為PWM脈衝數N而設定6、8、…之值。
藉由對於高頻側之調變波頻率區間而設定較小的PWM脈衝數N，並對於低頻側之調變波頻率區間而設定較大的PWM脈衝數N，係能夠根據fc=N･fs之關係，來使在各調變波頻率區間中之載波頻率fc落於被包含在載波之上下限頻率間的載波可變頻率範圍內。
(c)調變波頻率fs與切換損失之間之關係： 切換損失Loss，係依存於在PWM脈衝數N之單位時間內的切換次數n sw。故而，切換損失Loss，係可基於PWM脈衝數N與調變波頻率fs之乘積(n sw=N･fs)來進行評價。
(B)在寬頻帶中的相位同步性 在本發明中，係藉由將載波C相對於調變波S而設為奇函數或者是偶函數，來保證相對於調變波S之一週期內之基準點的載波C之波形之對稱性，並維持逆變器輸出之PWM波形之前半半週期與後半半週期之對稱性。
(a)載波之波形特性 載波，係為奇函數波形或偶函數波形。奇函數，係為相對於任意之x而滿足f(x)=-f(-x)之函數，並相對於基準時間點之x=0而具備有點對稱之對稱性。作為奇函數波形，例如，係存在有正弦波波形和三角波波形。
另一方面，偶函數，係為相對於任意之x而滿足f(x)=f(-x)之函數，並相對於基準時間點之x=0而針對前後之時間點具備有對稱性。
藉由將載波設為奇函數波形或偶函數波形，係能夠將載波C相對於調變波S而設為對稱之波形，在形成PWM逆變器之橋式電路中，藉由使用具有對稱性之載波C，在每半週期而作切換的逆變器輸出之PWM電壓波形係成為對稱。
圖5(a)，係針對載波相對於調變波S而為奇函數的情況作展示，圖5(b)，係針對載波相對於調變波S而為偶函數的情況作展示，並展示有藉由實線以及一點鍊線所標示的使相位相互作了180°反轉之調變波S、和以虛線所標示的載波C。另外，於此，係針對PWM脈衝數N為2的情況作展示。
PWM脈衝，係藉由對於調變波S與載波C作比較，而被產生。在圖5(a)以及圖5(b)中，係針對PWM逆變器所具備的橋式電路之切換元件Q1~切換元件Q4之閘極訊號作展示。切換元件Q1與切換元件Q3、以及切換元件Q2與切換元件Q4，係具有將橋式電路之2個的腿相互以逆向而作導通之關係。
在圖5(a)之奇函數的情況時，若是對於切換元件Q1之閘極訊號與切換元件Q3之閘極訊號作比較，則相對於身為調變波S之半週期的π，波形係成為相互對稱的關係。由於切換元件Q1之閘極訊號與切換元件Q2之閘極訊號係為作了反轉之關係，切換元件Q3之閘極訊號與切換元件Q4之閘極訊號係為作了反轉之關係，因此，關於切換元件Q2之閘極訊號與切換元件Q4之閘極訊號，亦同樣的，係相對於身為調變波S之半週期的π而波形成為相互對稱的關係。此波形之對稱性，係將在調變波S之1個週期中的前半之半週期的載波C之訊號波形與後半之半週期的載波C之訊號波形，以調變波S之半週期之π之相位的時間點作為基準時間點而設為對稱之關係，而使兩波形間之相位相互同步。
藉由相對於調變波S而使載波C具有對稱性，逆變器輸出之PWM波形之前半半週期與後半半週期之對稱性係被維持。在此對稱性中，於載波C為奇函數波形的情況與為偶函數波形的情況時，切換損失之均等性係為相異。
在載波C為奇函數的情況時，由於各腿之閘極訊號之能率(duty)比係成為50%，因此，在各腿處的切換損失係被均等化，切換損失之偏差係被作抑制。另一方面，在載波C為偶函數波形的情況時，由於各腿之閘極訊號之能率(duty)比係並不會成為50%，因此，在各腿處的切換損失係成為不均等，切換損失之偏差係並未被作抑制。
在本發明中之可變頻率控制，係並非為將載波頻率fc保持為一定值，而是藉由PWM脈衝數N之切換，來將制定有變動範圍之上限頻率與下限頻率的載波頻率fc以及調變波頻率fs設為可變，並且一面在fc與fs之間而維持fc=N･fs之關係一面保持為奇函數或偶函數，藉由此，來對於切換損失與諧波產生量作抑制。進而，係藉由將載波C設為奇函數波形，來將橋式電路之各腿處的切換損失均等化而對於切換損失之偏差作抑制。
(C)載波產生部之構成例 針對載波產生部之構成例，使用圖6(a)、圖6(b)來作說明。
(1)構成例1： 在圖6(a)中所示之構成例1，係具備有載波上下限頻率設定部7a、調變波頻率區間設定部7b、載波頻率演算部7c以及載波輸出部7d。
載波上下限頻率設定部7a，係設定調變波頻率fs之範圍[fs -max，fs -min]，並基於最小PWM脈衝數N min來設定載波之上限頻率fc -upper與下限頻率fc -lower。
調變波頻率區間設定部7b，係基於載波之上限頻率fc -upper和下限頻率fc -lower以及PWM脈衝數N，來將調變波頻率fs之全部範圍區分成複數之調變波頻率區間，並且對於各調變波頻率區間而將PWM脈衝數N相互附加對應，而將此些作為特性資料來設定之。另外，對於包含有調變波S之最大頻率的調變波頻率為最高之調變波頻率區間，係使最小PWM脈衝數N min被相互附加對應，對於調變波頻率為低之調變波頻率區間，係使朝向調變波頻率fs變低的方向而依序對於N min加算上“2”的PWM脈衝數N被相互附加對應。
載波頻率演算部7c，係基於藉由調變波頻率區間設定部7b所設定了的特性資料，來基於fc=N･fs之關係，而演算出相對於調變波頻率fs之載波頻率fc。
載波輸出部7d，係輸出藉由載波頻率演算部7c所求取出的載波頻率fc之載波C。
(2)構成例2： 在圖6(b)中所示之構成例2，係具備有特性資料記憶部7e、讀出部7f、載波頻率演算部7c以及載波輸出部7d。
特性資料記憶部7e，係記憶藉由調變波頻率區間設定部7b所設定了的調變波頻率區間以及被與各調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N之特性資料。讀出部7f，係輸入調變波頻率fs，並將包含有該調變波頻率fs之調變波頻率區間以及被與該區間相互附加有對應的PWM脈衝數N之特性資料，從特性資料記憶部7e而讀出。特性資料記憶部7e之特性資料之際一，例如係可將調變波頻率區間與PWM脈衝數N以表形式來作儲存，除此之外，亦能夠以任意之形式來作儲存。
載波頻率演算部7c，係基於從特性資料記憶部7e所讀出了的特性資料，來基於fc=N･fs之關係，而演算出相對於調變波頻率fs之載波頻率fc，載波輸出部7d，係輸出藉由載波頻率演算部7c所求取出的載波頻率fc之載波C。
若依據構成例2，則由於係將預先所設定了的特性資料記憶在特性資料記憶部7e中，而能夠針對調變波頻率fs之變化而將所對應的特性資料讀出，因此，係能夠將設定特性資料之演算處理縮短。
(D)寬頻帶RF電源之構成例之動作例 接著，針對寬頻帶RF電源之構成例之動作例，使用圖7~圖12來作說明。圖7，係為用以對於構成例1之動作例進行說明的流程圖，圖8，係為對於構成例2之動作例進行說明的流程圖。又，圖9~圖12，係為用以對於圖7的S1~S7之工程進行更為詳細之說明的流程圖。在各流程圖中，符號S係代表動作順序。
(1)構成例1之動作例 圖7之流程圖，係對於構成例1之動作例作展示。 (S1)設定調變波S之調變波可變頻率範圍[fs -max，fs -min]。調變波S之最小頻率fs -min以及最大頻率fs -max，係基於寬頻帶RF電源所輸出的基波成分之正弦波之頻率範圍來作設定。此設定，係僅為其中一例，而亦可基於其他之基準來設定調變波可變頻率範圍。
(S2)基於相對於最小PWM脈衝數N min之增加的切換損失之增加特性、和相對於最小PWM脈衝數N min之增加的諧波產生量之減少特性，此兩者之增減特性之均衡，來選擇最小PWM脈衝數N min。
如同在N min之設定之項目中所示一般，根據fc=N･fs之關係，若是調變波頻率fs為越高的頻率，則PWM脈衝數N係為越小之值，若是PWM脈衝數N之值越大，則切換損失Loss會變得越大，基於相對於PWM脈衝數N min之增加的切換損失之增加特性，為了抑制切換損失Loss，係要求PWM脈衝數N為小的值。
另一方面，關於諧波產生量，若是PWM脈衝數N之值越大，則諧波產生量係會變小。基於相對於PWM脈衝數N min之增加的諧波產生量之減少特性，為了抑制諧波產生量，係要求PWM脈衝數N為大的值。
(S3)求取出載波之上限頻率fc -upper與下限頻率fc -lower。如同在載波上下限頻率之設定的項目中所示一般，載波之上限頻率fc -upper，係藉由包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間的最小PWM脈衝數N min與fs -max之乘積而被設定，下限頻率fc -lower，係藉由載波上限頻率fc -upper與(N min/(N min+2))之乘積而被設定。
基於在S1處所設定的調變波S之最大頻率 fs -max與在S2處所設定的最小PWM脈衝數N min，在包含有最大頻率fs -max之調變波可變頻率範圍中的上限頻率fc -upper，係藉由(N min･fs -max)而被作設定。另一方面，下限頻率fc -lower，係藉由fc -upper･(N min/(N min+2))而被作設定。故而，在包含有最大頻率fs -max之調變波可變頻率範圍中的載波可變頻率範圍，係成為[fc -upper，fc -lower]=[N min･   fs -max，fc -upper･(N min/(N min+2))]。
(S4)設定被與PWM脈衝數N相互附加有對應之調變波頻率區間。 如同在調變波頻率區間之設定之項目中所示一般，設定針對PWM脈衝數N之將調變波頻率fs設為可變的頻率區間。於此，係對於使載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower的情況之其中一例作展示。 N=N min之區間之fs之可變區間： fs=[fc -upper/N min，fc -lower/N min] N=N min+2之區間之fs之可變區間： fs=[fc -lower/N min，fc -lower/(N min+2)] N＞N min之區間之fs之可變區間： fs=[fc -lower/(N-2)，fc -lower/N]
(S5)在各調變波頻率區間內，使用調變波頻率fs與PWM脈衝數N，來基於fc=N･fs之關係而求取出載波頻率fc。根據此關係，藉由因應於包含有進行頻率變化之調變波頻率fs的調變波頻率區間來對於PWM脈衝數N作切換，係基於調變波頻率fs和PWM脈衝數N而求取出載波頻率fc。
(S6)產生在S5處所求取出的載波頻率fc之載波C。 (S7)藉由對於調變波S與載波C作比較，而產生PWM脈衝。
(S5)~(S7)之各工程，係為在每次調變波頻率fs被作輸入時，分別產生輸入的載波頻率fc之載波C並產生PWM脈衝之工程。相對於此， (S8)係將在S4處所設定了的調變波頻率區間以及被與調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，作為特性資料而預先儲存在記憶手段中，並在之後的S10處，針對被輸入的調變波頻率fs而從記憶手段來將特性資料讀出並產生PWM脈衝。
(2)構成例1之動作例 接下來，針對S10之工程，使用圖8之流程圖而作說明。 (S11)輸入調變波S之調變波頻率fs。另外，所輸入的調變波頻率fs，係設為調變波可變頻率範圍內之頻率。 (S12)將被儲存在記憶手段中之特性資料讀出。 (S13)基於所被讀出的特性資料，來將與所輸入了的調變波頻率fs相對應之PWM脈衝數N讀出，並基於fc=N･fs之關係而求取出載波頻率fc。 (S14)產生在S13處所求取出的載波頻率fc之載波C。 (S15)對於在S14處所產生的載波C與調變波S作比較，並產生在PWM逆變器處所使用的PWM脈衝。
(3)構成例1之詳細之動作例 針對在(S1)~(S7)之各工程中的N=N min區間、N=N min+2區間、N=N區間之各區間的動作例，基於圖9~圖12之流程圖來作展示。
(S1)設定調變波S之調變波可變頻率範圍[fs -max，fs -min]。調變波S之最大頻率fs -max以及最小頻率fs -min，係基於寬頻帶RF電源所輸出的正弦波之頻率範圍來作設定。
[N=N min區間]： (S20)設定最小PWM脈衝數N min。 (S21)在N min區間中，算出載波之上限頻率fc -upper= N min･fs -max以及載波之下限頻率fc -lower=fc -upper･(N min/ (N min+2))。 (S22)求取出N min區間之最小頻率fs -min(N min)=fc -lower/ N min。 (S23)求取出N min區間之調變波頻率fs之可變範圍  [fs -max(N min)，fs -min(N min)]=[fc -upper/N min，fc -lower/N min]。
[N=N min+2區間]： (S24)設定PWM脈衝數N min+2。 (S25)將對應於調變波頻率fs之N min區間的調變波頻率區間之最小頻率fs -min(N min)，設定為對應於N min+2區間之調變波頻率區間之最大頻率fs -max(N min+2)=fc -lower･/N min。 (S26)求取出N min+2區間之最小頻率fs -min(N min+2)=  fc -lower/(N min+2)。 (S27)求取出N min+2區間之調變波頻率fs之可變範圍[fs -max(N min+2)，fs -min(N min+2)]=[fc -lower/N min，fc -lower/ (N min+2)]。
[N＞N min區間]： (S28)設定PWM脈衝數N。 (S29)將對應於調變波頻率fs之N-2區間的調變波頻率區間之最小頻率fs -min(N-2)，設定為對應於N區間之調變波頻率區間之最大頻率fs -max(N)=fc -lower･/(N-2)。 (S30)求取出N區間之最小頻率fs -min(N)=fc -lower/N。 (S31)求取出N區間之調變波頻率fs之可變範圍[fs -max(N)，fs -min(N)]=[fc -lower/(N-2)，fc -lower/N]。
[N=N max區間]： (S32)判定是否伴隨著調變波S之調變波頻率fs之減少而成為了最小頻率fs -min。當調變波頻率fs係為最小頻率fs -min以上的情況時，係反覆進行S28~S31之工程。當調變波頻率fs係成為了未滿最小頻率fs -min的情況時，係判定調變波頻率fs成為了調變波可變頻率範圍外，並結束在調變波頻率區間處之設定。 (S33)在結束了在調變波頻率區間處之設定之後，輸入與從寬頻帶RF電源所輸出之基波成分之正弦波之頻率相對應的調變波S之調變波頻率fs。 (S34)在調變波頻率fs之調變波頻率區間中，算出與所輸入了的調變波頻率fs相對應之載波C之載波頻率fc。 (S35)當所輸入的調變波頻率fs發生了變化的情況時，反覆進行S33、S34而算出載波頻率fc。 (S36)在從寬頻帶RF電源而繼續進行基波成分之正弦波之輸出的情況時，係回到S33處，在使繼續輸出結束的情況時，係將從寬頻帶RF電源而來之正弦波之輸出結束。
(切換損失) 接著，針對在PWM逆變器處之切換損失以及由本發明之寬頻帶RF電源所致之切換損失之抑制進行說明。
載波C與調變波S，係在載波頻率fc和調變波頻率fs以及N之間，具備有fc=N･fs之關係。圖13，係針對當載波為三角波的情況時之PWM脈衝數N為4、6的情況之例作展示。
圖13(a)，調變波S以及載波C之單位時間內的週期，係分別為1個週期以及4個週期，調變波S之每1週期的PWM脈衝數N係為“4”。又，每單位時間之載波C之脈衝數，係成為4･fs，載波頻率fc係成為4･fs。
圖13(b)，調變波S以及載波C之單位時間內的週期，係分別為1個週期以及6個週期，調變波S之每1週期的PWM脈衝數N係為“6”。載波頻率fc係成為6･fs，每單位時間之載波C之脈衝數係成為6･fs。
藉由切換動作來作ON/OFF之單相PWM逆變器，係藉由PWM控制來進行切換元件之ON/OFF切換動作並輸出交流波形。在單相PWM逆變器處之切換元件之ON/OFF切換動作，係會在ON的時間點以及OFF的時間點之切換時間點處，於電壓之變遷以及電流之變遷中產生有延遲。起因於此電壓以及電流之變遷延遲，在切換元件處係產生殘存有電壓與電流之時間帶，並發生被稱作切換損失之電力損失。在此切換損失中，係存在有依存於身為「在每單位時間中之ON/OFF切換動作之次數」的切換頻率之特性，若是切換頻率越高，則切換損失係變得越大。單相PWM逆變器，由於載波(傳播波)頻率係成為切換頻率，因此，輸出基波成分之正弦波之單相PWM逆變器的切換損失，相較於輸出方形波之方形波逆變器之切換損失，係會作與兩者之切換頻率之比例相對應之量的增大。
因此，在以RF頻帶而輸出基波成分之正弦波的RF頻帶運轉中，若是使單相PWM逆變器以RF頻帶而動作，則起因於切換動作所發生的切換損失係會變得過大。
本發明之寬頻帶RF電源，係將載波頻率fc之上限設定為上限頻率fc -upper，並將下限設定為下限頻率 fc -lower，而對於載波頻率fc之載波可變頻率範圍作限制。藉由伴隨著調變波頻率fs在調變波可變頻率範圍內變化一事而將PWM脈衝數N作切換，來將基於fc=N･fs之關係所制定的載波頻率fc之範圍以會落於載波頻率fc之載波可變頻率範圍內的方式來作限制。
切換損失Loss，係依存於在PWM脈衝數N之單位時間內的切換次數n sw，並基於PWM脈衝數N與調變波頻率fs之乘積(n sw=N･fs)而被作評價。故而，切換損失，由於係依存於調變波之1個週期內的脈衝數、或者是依存於每單位時間內之載波頻率fc，因此，係藉由一面對於PWM脈衝數N作切換一面對於PWM脈衝數N以及載波頻率fc作限制，來抑制切換損失。
圖14(a)~圖14(c)，係對於當在fc=N･fs之關係中而PWM脈衝數N為固定的情況作展示。
在無關於調變波頻率fs之變化地而將PWM脈衝數N設為一定值N const的情況時(圖14(a))，載波頻率fc係伴隨著調變波頻率fs之變化來基於fc=N const･fs之關係而直線狀地增加(圖14(b))。
切換損失Loss，係與載波頻率fc相同地而相對於調變波頻率fs而具有正的增加特性，並伴隨著調變波頻率fs之變化而增加(圖14(c))，若是調變波頻率fs越高，則會變得越大，並發生超過切換損失之上限的情況。
圖14(d)~圖14(f)，係對於當在fc=N･fs之關係中一面對於PWM脈衝數N作切換一面將載波頻率fc抑制在上限頻率fc -upper與下限頻率fc -lower之間之頻率範圍內的例子作展示。
PWM脈衝數N，係伴隨著調變波頻率fs之變化，而在最小PWM脈衝數N min與最大PWM脈衝數N max之間被作切換(圖14(d))。載波C之載波頻率fc，係伴隨著被作切換的PWM脈衝數N，而在上限頻率fc -upper與下限頻率fc -lower之間之頻率範圍內基於fc=N･fs之關係而成為可變。此時，調變波頻率fs係在與PWM脈衝數N相對應之調變波頻率區間內而變化。
切換損失Loss，係與載波頻率fc相同地而相對於調變波頻率fs而具有正的增加特性，並伴隨著調變波頻率fs之變化而增加。然而，由於伴隨著PWM脈衝數N之切換，載波頻率係以上限頻率fc -upper作為上限而被作限制(圖14(e))，因此，切換損失Loss係被作抑制(圖14(f))。
(低通濾波器之截除頻率) 低通濾波器，係將在逆變器輸出中所包含之諧波去除，並輸出基波成分之正弦波。低通濾波器之截除頻率，係為使低頻側之正弦波頻率通過並將高頻側之諧波頻率遮斷之頻率。諧波頻率，係以諧波階數n與調變波頻率fs之乘積(n･fs)來作表現。
在PWM脈衝數N與藉由單相PWM逆變器所產生的調變波S之諧波之階數n之間，當調變波頻率fs為高而PWM脈衝數N為小的情況時，諧波係從低階側而產生，當調變波頻率fs為低而PWM脈衝數N為大的情況時，諧波係在高階側而產生。
在低通濾波器處，為了將諧波成分去除並輸出基波成分之正弦波，截除頻率係藉由會成為較頻率為最低之諧波而更低之頻率一事而被求取出來。因此，作為低通濾波器之截除頻率，係設定「針對高的調變波頻率fs而將低階之諧波頻率遮斷之頻率」與「針對低的調變波頻率fs而將高階之諧波頻率遮斷之頻率」之中之較低的頻率。
在包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間中，最小調變波頻率fs -min，係為對於最大調變波頻率fs -max而乘算上((N min/ (N min+2))所得到之值。另一方面，在調變波可變頻率範圍中而頻率為最低之最小調變波頻率，係以fs -min而被表現。
(a)當調變波頻率fs為高的情況時： 在包含有最大調變波頻率fs -max之高頻側之調變波頻率區間的情況時，係將對於「最大調變波頻率fs -max」和「藉由被與最大調變波頻率fs -max相互附加有對應之最小PWM脈衝數N min所產生的最低諧波階數n -min」之間之乘積(n -min･fs -max)而乘算上(N min/(N min+2))所得到之頻率值(n -min･fs -max･(N min/(N min+2))，作為截除頻率f -cutoff之候補。另外，最低諧波階數n -min，係為在最大調變波頻率fs -max時而階數為最低之諧波階數。例如，當作為最小PWM脈衝數N min而選擇了“4”時，最低諧波階數n -min係為“3”，此時之截除頻率f -cutoff之候補係成為(3･fs -max･(2/3))。
(b)當調變波頻率fs為低的情況時： 在調變波頻率fs為低的情況時，係將藉由「調變波可變頻率範圍之最小調變波頻率fs -min」和「藉由被與最小調變波頻率fs -min相互附加有對應之最大PWM脈衝數所產生的最低諧波階數n -min」之間之乘積所得到的頻率值(n -min･fs -min)，作為截除頻率f -cutoff之候補。另外，最低諧波階數n -min，係為在最小調變波頻率fs -min時而階數為最低之諧波階數。例如，當PWM脈衝數N係為“14”時的最低諧波階數n -min係為“23”，此時之截除頻率f -cutoff係成為(23･fs -min)。
(c)截除頻率 將在上述之(a)、(b)中所得到的截除頻率f -cutoff之候補之中的較低之頻率，設定為截除頻率f -cutoff。
(d)截除頻率之選擇 在包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間的調變波頻率fs之截除頻率f -cutoff-max=(n -min･fs -max･N min/ (N min+2)))與最小調變波頻率fs -min之截除頻率f -cutoff-min=  n -min･fs -min之比較中，若是將f -cutoff-max與f -cutoff-min之間之比K，設為K=f -cutoff-max/f -cutoff-min=(n -min･fs -max･(N min/ (N min+2))/(n -min･fs -min)，則 當K＜1時，選擇f -cutoff-max=n -min･fs -max･N min/(N min+2)作為截除頻率， 當K≧1時，選擇f -cutoff-min=n -min･fs -min作為截除頻率。
於此，在當N min=4與fs -max=13.56MHz時而設為n -min=3，並當N max=14與fs -min=2.59MHz時而設為n -min= 23之例中，f -cutoff-max與f -cutoff-min之間之比K，係成為K=(3･13.56MHz･(4/6))/(23･2.59MHz)=0.455。在此例中，由於係為K＜1，因此，係選擇包含有最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間之截除頻率f -cutoff-max=n -min･fs -max･(N min/(N min+2))。
圖15，係為用以對於低通濾波器之截除頻率作說明之圖，圖15(a)、(b)以及(c)，係針對相對於調變波頻率fs之PWM脈衝數N、最低諧波階數n -min以及最低諧波頻率f n-min之概略特性作展示。在圖15(a)中所示之PWM脈衝數N，係為將最小PWM脈衝數N min設為“4”並將最大PWM脈衝數N max設為“14”之例，相對於此PWM脈衝數N之最低諧波階數n -min，係如同在圖15(b)中所示一般，而為“3”~“23”。另外，當最大PWM脈衝數N max為“14”時之最低諧波階數係從“23”起而出現，當最小PWM脈衝數N min為“4”時之最低諧波階數係從“3”起而出現。
在圖15(c)所示之最低諧波頻率f n-min處，當PWM脈衝數N為“4”時的最低諧波頻率f n-min=n -min･fs -max･N min/(N min+2)，係為27.12MHz。另外，此時之最低諧波階數n -min係為“3”，fs -max係設為13.56MHz。另一方面，當PWM脈衝數N為“14”時的最低諧波頻率f n-min=n -min･fs -min，係為59.57MHz。另外，此時之最低諧波階數n -min係為“23”，fs -min係設為2.59MHz。
故而，在此例中，係選擇當調變波頻率fs為調變波可變頻率範圍之最大頻率fs -max時的最低諧波頻率f n-min之27.12MHz作為截除頻率f -cutoff。
[電壓控制] 接下來，針對電源之電壓控制作說明。在本發明之電源中，作為電壓控制，係能夠適用DC鏈結電壓控制或PWM控制。
(DC鏈結電壓控制) DC鏈結電壓控制，係藉由對於將直流電源之直流電壓對於逆變器電路作供給的DC鏈結之電壓作控制，來對於正弦輸出之電壓作控制。圖16，係對於進行DC鏈結電壓控制之構成例作展示。
電源1，係具備有：輸出直流電壓之直流電源2、和將直流電源2所供給的直流電壓轉換為正弦波之PWM逆變器3、和將直流電源2與PWM逆變器3作連接並供給直流電壓之DC鏈結20、和對於DC鏈結20之電壓作控制之DC鏈結電壓控制部21、和將在PWM逆變器3之輸出中所包含之諧波成分去除之低通濾波器4、以及對於PWM逆變器3進行PWM控制之逆變器控制部5。逆變器控制部5，係具備有PWM控制部6和載波產生部7。除了DC鏈結20以及DC鏈結電壓控制部21以外之構成，係與在圖1中所示之構成相同。基波成分之正弦波之輸出的電壓控制，係藉由對於DC鏈結20之電壓作控制的DC鏈結電壓控制部21來進行。
(由PWM控制所致之電壓控制) 由PWM控制所致之電壓控制，係藉由對於PWM逆變器3進行控制之PWM控制部，來對於正弦輸出之電壓作控制。圖17，係對於進行由PWM控制所致之電壓控制之構成例作展示。
電源1，係具備有：輸出直流電壓之直流電源2、和將直流電源2所供給的直流電壓轉換為正弦波之PWM逆變器3、和將PWM逆變器3所輸出之正弦波之諧波成分去除之低通濾波器4、以及對於PWM逆變器3進行PWM控制之逆變器控制部5。逆變器控制部5，係具備有PWM控制部6和載波產生部7，而與在圖1中所示之構成相同。正弦波之輸出的電壓控制，係藉由PWM控制部6來對於調變率進行控制而進行之。
另外，在上述實施形態中的記述內容，係僅為本發明之寬頻帶RF電源的其中一例，本發明，係並不被限定於各實施形態，而能夠基於本發明之要旨來進行各種的變形，並且也不應將此些從本發明之範圍中而排除。 [產業上之利用可能性]
本發明之D級全橋放大器之驅動裝置，係可對於被使用在半導體製造裝置或液晶面板製造裝置等之中的高頻電源(RF發生器)作適用。作為所適用之高頻電源，例如係存在有可變電壓可變頻率電源(VVVF：Variable Voltage Variable Frequency)和可變電壓固定頻率電源(VVCF：Variable Voltage Constant Frequency)。
1:電源(寬頻帶RF電源) 2:直流電源 3:PWM逆變器 4:低通濾波器 5:逆變器控制部 6:PWM控制部 7:載波產生部 7a:載波上下限頻率設定部 7b:調變波頻率區間設定部 7c:載波頻率演算部 7d:載波輸出部 7e:特性資料記憶部 7f:讀出部 20:DC鏈結 21:DC鏈結電壓控制部 30:D級全橋放大器 Vd:直流電壓 V inv:逆變器輸出 V out:輸出波 Br:單相全橋電路 C:載波 Ca:電容器 Loss:切換損失 N:PWM脈衝數 N const:一定值 N max:最大PWM脈衝數 N min:最小PWM脈衝數 Q1,Q2,Q3,Q4:切換元件 R:負載 S:調變波 Tr:輸出變壓器 fc:載波頻率 fc- upper:上限頻率 fc- lower:下限頻率 f- cutoff:截除頻率 fn:諧波頻率 fs:調變波頻率
[圖1]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源的概略構成作說明之概略構成圖。 [圖2]係為用以對於PWM逆變器以及低通濾波器之其中一構成例作說明之電路例。 [圖3]係為一直動作至下限頻率fc -lower的情況之例，並為用以針對在寬頻帶中之頻率同步性作說明之圖。 [圖4]係為用以對於最小PWM脈衝數N min之設定作說明之圖。 [圖5]係為用以針對相對於調變波S之載波的奇函數以及偶函數之特性作說明之圖。 [圖6]係為用以對於本發明之載波產生部之構成例作說明之圖。 [圖7]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源之構成例1之動作例進行說明的流程圖。 [圖8]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源之構成例2之動作例進行說明的流程圖。 [圖9]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源之圖7的S1~S7之工程進行更為詳細之說明的流程圖。 [圖10]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源之圖7的S1~S7之工程進行更為詳細之說明的流程圖。 [圖11]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源之圖7的S1~S7之工程進行更為詳細之說明的流程圖。 [圖12]係為用以對於本發明之寬頻帶RF電源之圖7的S1~S7之工程進行更為詳細之說明的流程圖。 [圖13]係為用以對於載波C與調變波S之關係作說明之圖。 [圖14]係為用以對於fc=N･fs之關係作說明之圖。 [圖15]係為用以對於低通濾波器之截除頻率作說明之圖。 [圖16]係為用以對於直流鏈電壓(DC link voltage)控制作說明之圖。 [圖17]係為用以對於由PWM控制所致之電壓控制之構成例作說明之圖。
1:電源(寬頻帶RF電源)
2:直流電源
3:PWM逆變器
4:低通濾波器
5:逆變器控制部
6:PWM控制部
7:載波產生部

Claims (14)

  1. 一種寬頻帶RF電源，係具備有： 直流電源；和 單相PWM逆變器，係將前述直流電源所供給之直流轉換為交流；和 逆變器控制部，係對於前述單相PWM逆變器進行PWM控制；和 低通濾波器，係從前述單相PWM逆變器之逆變器輸出而將諧波成分去除， 該寬頻帶RF電源，係在RF頻帶而以寬頻帶來輸出正弦波， 前述逆變器控制部，係具備有PWM控制部和載波產生部， 前述載波產生部，係具備有： 載波可變頻率範圍，係藉由上限頻率和下限頻率而使頻率被作了限定；和 調變波可變頻率範圍，係被區分為被與PWM脈衝數N相互附加有對應的複數之調變波頻率區間， 在前述各調變波頻率區間中，使用此調變波頻率區間內之調變波頻率fs、和被與調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，來輸出基於fc=N･fs所制定的載波頻率fc之載波， 前述PWM控制部，係藉由前述調變波頻率fs之調變波與前述載波之間之比較，來輸出對於前述逆變器控制部進行PWM控制之PWM脈衝，並輸出與調變波之可變頻率相對應的頻率之正弦波。
  2. 如請求項1所記載之寬頻帶RF電源，其中， 前述載波產生部，係具備有： 載波上下限頻率設定部，係設定載波之上限頻率以及下限頻率；和 調變波頻率區間設定部，係將調變波可變頻率範圍之全部範圍，區分並設定為被與各PWM脈衝數N相互附加有對應之複數之調變波頻率區間；和 調變波頻率演算部，係在前述各調變波頻率區間中，將相對於調變波頻率fs之PWM脈衝數N，切換為被與包含有此調變波頻率fs之調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並根據切換後的PWM脈衝數N、和調變波頻率fs，來演算出基於fc=N･fs所得到的載波頻率fc；和 載波輸出部，係輸出具有藉由前述載波頻率演算部所求取出的載波頻率fc之載波。
  3. 如請求項2所記載之寬頻帶RF電源，其中， 前述載波上下限頻率設定部，係使用包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間之PWM脈衝數N=N min，來設定載波上限頻率fc -upper=N min･fs -max和載波下限頻率fc -lower=fc -upper･N min/ (N min+2)， 調變波頻率區間設定部，係在前述複數之調變波頻率區間中，於包含有調變波之最大頻率之高頻側的調變波頻率區間N min處，設定此調變波頻率之最大頻率fs -max=   fc -upper/N min與最小頻率fc -lower/N min，並在低頻側之調變波頻率區間之N＞N min處， (a)在使載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower的情況時，設定此調變波頻率之最大頻率fc -lower/(N-2)與最小頻率fc -lower/N， (b)在使載波頻率一直動作至上限頻率fc -upper的情況時，設定此調變波頻率之最大頻率fc -upper/N與最小頻率 fc -upper/(N+2)。
  4. 如請求項1所記載之寬頻帶RF電源，其中， 前述載波產生部，係具備有： 特性資料記憶部，係對於調變波可變頻率範圍進行區分，並記憶被與此區分之PWM脈衝數N相互附加有對應地所設定之複數之調變波頻率區間；和 讀出部，係將包含有從特性資料記憶部所輸入了的調變波頻率fs之調變波頻率區間以及此調變波頻率區間所對應的PWM脈衝數讀出；和 調變波頻率演算部，係在前述各調變波頻率區間中，將相對於調變波頻率fs之PWM脈衝數N，切換為被與包含有此調變波頻率fs之調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並根據切換後的PWM脈衝數N、和調變波頻率fs，來演算出基於fc=N･fs所得到的載波頻率fc；和 載波輸出部，係輸出具有藉由前述載波頻率演算部所求取出的載波頻率fc之載波。
  5. 如請求項1~4中之任一項所記載之寬頻帶RF電源，其中， 前述PWM脈衝數N，係為偶數， 被與包含有調變波之最大頻率之最高的高頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係為偶數最小值之最小PWM脈衝數N min， 被與低頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係為從高頻側起朝向低頻側而依序對於PWM脈衝數N加算上2之值。
  6. 如請求項5所記載之寬頻帶RF電源，其中， 最小PWM脈衝數N min係為4。
  7. 如請求項1~5中之任一項所記載之寬頻帶RF電源，其中， 前述載波，係為奇函數波形或偶函數波形。
  8. 如請求項1~6中之任一項所記載之寬頻帶RF電源，其中， 前述低通濾波器之截除頻率，係為 在包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率  fs -max的高頻側之調變波頻率區間中，最小調變波頻率  fs -min(N min)和藉由被與調變波頻率區間相互附加有對應之最小PWM脈衝數N min所產生的最低諧波階數n -min之間之乘積(n -min･fs -min(N min))、和 在包含有調變波可變頻率範圍之最小調變波頻率fs -min的低頻側之調變波頻率區間中，最小的最小調變波頻率 fs -min和藉由被與調變波頻率區間相互附加有對應之最小PWM脈衝數所產生的最低諧波階數n -min之間之乘積(n -min･fs -min)， 此兩者之中之較小的頻率值。
  9. 如請求項8所記載之寬頻帶RF電源，其中， 在包含有前述調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間中，最小的最小調變波頻率fs -min(N min)，係為對於最大調變波頻率fs -max而乘算上((N min/(N min+2))所得到之值。
  10. 一種寬頻帶RF電源之控制方法，係藉由在PWM逆變器處而對於調變波與載波進行比較，來在RF頻帶中將所輸出的正弦波之輸出頻率以寬頻帶來可變地進行輸出， 前述載波之產生，係具備有： (a)載波上下限頻率設定工程，係設定載波之上限頻率以及下限頻率；和 (b)調變波頻率區間設定工程，係將調變波可變頻率範圍之全部範圍，區分並設定為被與各PWM脈衝數N相互附加有對應之複數之調變波頻率區間；和 (c)載波頻率演算工程，係在調變波頻率fs處，切換為被與包含有此調變波頻率fs之調變波頻率區間相互附加有對應之PWM脈衝數N，並根據切換後的PWM脈衝數N、和可變之調變波頻率fs，來基於fc=N･fs而演算出載波頻率fc；和 (d)載波輸出工程，係輸出藉由載波頻率演算工程所求取出的載波頻率fc之載波；和 (e)PWM脈衝輸出工程，係對於前述調變波頻率fs之調變波與藉由前述載波輸出工程所輸出的載波進行比較，並輸出對於前述PWM逆變器進行PWM控制之PWM脈衝；和 (f)輸出工程，係輸出具備有與調變波頻率fs相對應之輸出頻率之正弦波。
  11. 如請求項10所記載之寬頻帶RF電源之控制方法，其中， 前述載波上下限頻率設定工程，係使用包含有調變波可變頻率範圍之最大調變波頻率fs -max的高頻側之調變波頻率區間之PWM脈衝數N=N min，來設定載波上限頻率  fc -upper=N min･fs -max和載波下限頻率fc -lower=fc -upper･N min/ (N min+2)， 調變波頻率區間設定工程，係在前述複數之調變波頻率區間中，於包含有調變波之最大頻率之高頻側的調變波頻率區間N min處，設定此調變波頻率之最大頻率fs -max=  fc -upper/N min與最小頻率fc -lower/N min， 在低頻側之調變波頻率區間之N＞N min處， (a)在使載波頻率一直動作至下限頻率fc -lower的情況時，設定此調變波頻率之最大頻率fc -lower/(N-2)與最小頻率fc -lower/N， (b)在使載波頻率一直動作至上限頻率fc -upper的情況時，設定此調變波頻率之最大頻率fc -upper/N與最小頻率 fc -upper/(N+2)。
  12. 如請求項10或11所記載之寬頻帶RF電源之控制方法，其中， 係將前述PWM脈衝數N設為偶數， 被與包含有調變波之最大頻率之最高的高頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的脈衝數N，係為偶數最小值之最小PWM脈衝數N min， 被與低頻側之調變波頻率區間相互附加有對應的PWM脈衝數N，係設為從高頻側起朝向低頻側而依序對於PWM脈衝數N加算上2之值。
  13. 如請求項12所記載之寬頻帶RF電源之控制方法，其中， 係基於會相對於最小PWM脈衝數N min之增加而使切換損失增加之增加特性、和會相對於最小PWM脈衝數N min之增加而使諧波產生量減少的減少特性，此兩者之增減特性之均衡，來選擇前述最小PWM脈衝數N min。
  14. 如請求項10所記載之寬頻帶RF電源之控制方法，其中， 前述輸出工程，係將從PWM逆變器之逆變器輸出而去除諧波成分的低通濾波器之截除頻率，基於包含有最大調變波頻率fs -max之調變波頻率區間的調變波頻率fs之截除頻率f -cutoff-max=(n -min･fs -max･(N min/(N min+2)))、和最小調變波頻率fs -min之截除頻率f -cutoff-min=n -min･fs -min，此兩者之比K，來 當K＜1時，選擇f -cutoff-max=n -min･fs -max･N min/(N min+2)作為截除頻率， 當K≧1時，選擇f -cutoff-min=n -min･fs -min作為截除頻率。
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