JP2022120677A - 回転電機制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータにそれぞれ備えられた平滑コンデンサの一方に故障が生じた場合に、故障した平滑コンデンサを特定する。
【解決手段】回転電機制御システムの制御部は、第１直流電源を流れる電流の第１波高値Ｉｂｐｐ１と、第２直流電源を流れる電流の第２波高値Ｉｂｐｐ２との差分が、判定しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ以上であって、第１波高値Ｉｂｐｐ１が第２波高値Ｉｂｐｐ２よりも大きい場合には第１平滑コンデンサが開放故障であると判定し、第１波高値Ｉｂｐｐ１と第２波高値Ｉｂｐｐ２との差分が判定しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ以上であって、第２波高値Ｉｂｐｐ２が第１波高値Ｉｂｐｐ１よりも大きい場合には第２平滑コンデンサが開放故障であると判定する。
【選択図】図１１

Description

本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御システムに関する。

３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する回転電機制御システムが知られている。特開２０１４－１９２９５０号公報には、そのような回転電機制御システムの一例が開示されている。それぞれのインバータの直流側には、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが接続されている。当該文献には、３相オープン巻線を駆動するインバータのスイッチング素子に故障が生じた場合であっても回転電機の駆動を継続することが可能な技術が開示されている。これによれば、２つのインバータの内の何れか一方のスイッチング素子に故障が生じた場合には、当該故障したスイッチング素子を含むインバータの上段側スイッチング素子の全て、或いは下段側スイッチング素子の全てを全てオン状態とし、他方の側のスイッチング素子の全てをオフ状態として、当該インバータを中性点化して、故障していない他方のインバータにより、回転電機を駆動する。

特開２０１４－１９２９５０号公報

このような回転電機制御システムにおける故障が発生するのは、インバータにおけるスイッチング素子には限らない。上述したように、直流と交流との間で電力を変換するインバータの直流側には、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが接続されている。この平滑コンデンサになんらかの故障が生じると、平滑コンデンサの容量が減少したり、平滑コンデンサの抵抗が極めて小さくなったりする場合がある。平滑コンデンサは、それぞれのインバータに対して設けられるため、上述したようなスイッチング素子の故障と同様に、故障を生じていない平滑コンデンサが接続されているインバータを用いることによって、回転電機制御システムは回転電機の駆動を継続することができる。しかし、上記の文献には、平滑コンデンサの故障に対応することについては言及されていない。

上記に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータにそれぞれ備えられた平滑コンデンサの一方に故障が生じた場合に、故障した平滑コンデンサを特定する技術の提供が望まれる。

上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を駆動制御する回転電機制御システムは、前記オープン巻線の一端側に接続された第１インバータと、前記オープン巻線の他端側に接続された第２インバータと、前記第１インバータが接続された第１直流電源と、前記第２インバータが接続された第２直流電源と、前記第１直流電源に並列接続された第１平滑コンデンサと、前記第２直流電源に並列接続された第２平滑コンデンサと、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを、互いに独立して制御可能な制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１直流電源を流れる電流の波高値である第１波高値と、前記第２直流電源を流れる電流の波高値である第２波高値との差分が、予め規定された判定しきい値以上であって、前記第１波高値が前記第２波高値よりも大きい場合には前記第１平滑コンデンサが開放故障であると判定し、前記第１波高値と前記第２波高値との差分が前記判定しきい値以上であって、前記第２波高値が前記第１波高値よりも大きい場合には前記第２平滑コンデンサが開放故障であると判定する。

平滑コンデンサの容量が小さくなると、例えば直流電源を流れる電流にリップルが生じている場合に、当該リップルを平滑化する能力が低下し、当該リップルの波高値が大きくなる。第１平滑コンデンサ及び第２平滑コンデンサの一方にオープン故障が生じて容量が低下した場合、第１平滑コンデンサと第２平滑コンデンサとのリップルの平滑化能力の差が拡大し、リップルの波高値の差分が大きくなる。静電容量の差が大きいほど、当該差分も大きくなる傾向があるため、制御部は、当該差分が判定しきい値以上である場合に、何れかの平滑コンデンサにオープン故障が生じていると判定することができる。尚、発明者の実験やシミュレーションによれば、波高値の大きさは、オープン故障を生じた平滑コンデンサと、正常な平滑コンデンサとで、同様の傾向で増減するため、区別が付きにくく、故障の判定には適切ではないことが判った。但し、静電容量が減少している平滑コンデンサの方が、波高値が大きく増加するため、一方の平滑コンデンサがオープン故障した場合には、波高値の差分は大きくなる。従って、制御部は、差分によって平滑コンデンサがオープン故障しているか否かを適切に判定することができる。また、静電容量が小さくなるほど、リップルの平滑化能力が低下するため、リップルの波高値は大きくなる。従って、制御部は、より波高値の大きい方において平滑コンデンサのオープン故障が生じていると判定することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータにそれぞれ備えられた平滑コンデンサの一方に故障が生じた場合に、故障した平滑コンデンサを特定することができる。

回転電機制御システムのさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する例示的且つ非限定的な実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機駆動システムの模式的ブロック図 回転電機制御装置の簡易的な部分ブロック図 直行ベクトル空間における回転電機の模式的電圧ベクトル図 回転電機の制御領域の一例を示す図 混合連続パルス幅変調（半周期連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 混合不連続パルス幅変調（半周期不連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図 混合連続パルス幅変調（半周期連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図 混合不連続パルス幅変調（半周期不連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図 連続パルス幅変調の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 不連続パルス幅変調の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 平滑コンデンサのオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例を示すフローチャート 平滑コンデンサの短絡故障の検出及びフェールセーフ制御の一例を示すフローチャート 低トルク指令での混合連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合のバッテリ電流のリップル波形の一例を示す波形図 低トルク指令での混合連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合の直流リンク電圧のリップル波形の一例を示す波形図 低トルク指令での不連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合のバッテリ電流のリップル波形の一例を示す波形図 低トルク指令での不連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合の直流リンク電圧のリップル波形の一例を示す波形図 高トルク指令での不連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合のバッテリ電流のリップル波形の一例を示す波形図 高トルク指令での不連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合の直流リンク電圧のリップル波形の一例を示す波形図 短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御としてシャットダウンを行う場合とアクティブショートサーキット制御を行う場合とにおける３相電流波形の一例を示す波形図 短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御としてシャットダウンを行う場合とアクティブショートサーキット制御を行う場合とにおけるバッテリ電流の一例を示す波形図 短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御としてシャットダウンを行う場合とアクティブショートサーキット制御を行う場合とにおける直流リンク電圧の一例を示す波形図

以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機制御システム１００の模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。

インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。本実施形態では、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、同じ種類のスイッチング素子３を用いた同じ回路構成のインバータ１０である。

２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。尚、複数相のアーム３Ａにおいて、上段側スイッチング素子３Ｈを含む側を上段側アームと称し、下段側スイッチング素子３Ｌを含む側を下段側アームと称する。

また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ４）が備えられている。

具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１平滑コンデンサ４１が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２平滑コンデンサ４２が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。

本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。図１に示すように、それぞれの平滑コンデンサ４は、複数のコンデンサセル４Ｃが並列接続されて構成されている。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子により構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。

図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１（制御部）により制御される。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である（制御方式の詳細については後述する）。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。

直流電源６と、インバータ１０及び平滑コンデンサ４との間には、これらの間の電気的接続を断接するコンタクタ９が備えられている。具体的には、第１インバータ１１と第１平滑コンデンサ４１と、第１直流電源６１との間には、第１コンタクタ９１が備えられ、第２インバータ１２と第２平滑コンデンサ４２と、第２直流電源６２との間には、第２コンタクタ９２が備えられている。コンタクタ９は、上述した不図示の車両制御装置や、回転電機制御装置１により制御されて閉状態（ＣＬＯＳＥ）でこれらの間を電気的に接続し、開状態（ＯＰＥＮ）でこれらの間の電気的接続を遮断する。コンタクタ９は例えばリレーによって構成されている。

回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。また、それぞれのインバータ１０の直流側の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、不図示の電圧センサによって検出され、回転電機制御装置１が取得可能である。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１の直流側の電圧である第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１、及び、第２インバータ１２の直流側の電圧である第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２を取得する。

図２のブロック図は、回転電機制御装置１の一部の機能部を簡易的に示している。ベクトル制御法では、回転電機８０に流れる実電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。回転電機制御装置１は、回転センサ１３の検出結果（θ：磁極位置、電気角）に基づいて、３相２相座標変換部５５で座標変換を行う。

電流フィードバック制御部５（FB）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令に基づく電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊，ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）と、実電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御して、電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊）を演算する。回転電機８０は、第１インバータ１１と第２インバータ１２との２つのインバータ１０を介して駆動される。このため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊は、それぞれ分配部５３（DIV）において、第１インバータ１１用の第１ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊及び第１ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊、第２インバータ１２用の第２ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^＊及び第２ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^＊に分配される。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能であり、３相電圧指令演算部７３及び変調部７４（MOD）を備えた電圧制御部７を２つ備えている。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１）を生成する第１電圧制御部７１と、第２インバータ１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）を生成する第２電圧制御部７２とを備えている。詳細は後述するが、第１インバータ１１の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｖ１^＊＊、Ｖｗ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊，Ｖｖ２^＊＊、Ｖｗ２^＊＊）との位相は“π”異なっている。このため、第２電圧制御部７２には、回転センサ１３の検出結果（θ）から“π”を減算した値が入力されている。

尚、後述するように、変調方式には、回転電機８０の回転に同期した同期変調と、回転電機８０の回転とは独立した非同期変調とがある。一般的に、同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロック（ソフトウェアの場合は生成フロー）と、非同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロックとは異なっている。上述した電圧制御部７は、電圧指令と、回転電機８０の回転に同期しないキャリアとに基づいてスイッチング制御信号を生成するものであるが、本実施形態では、説明を簡略化するために、同期変調によるスイッチング制御信号（例えば後述する矩形波制御の場合のスイッチング制御信号）も電圧制御部７にて生成されるものとして説明する。

尚、インバータ１０のそれぞれのアーム３Ａは、上述したように、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。図２では、区別していないが、各相のスイッチング制御信号は、上段用スイッチング制御信号と、下段用スイッチング制御信号との２種類として出力される。例えば、第１インバータ１１のＵ相をスイッチング制御する第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１は、末尾に“＋”を付した第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、末尾に“－”を付した第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－との２つの信号として出力される。尚、それぞれのアーム３Ａを構成する上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとが同時にオン状態となると当該アーム３Ａが短絡状態となる。これを防ぐために、それぞれのアーム３Ａに対する上段側スイッチング制御信号と、下段側スイッチング制御信号とが共に非有効状態となるデッドタイムが設けられている。このデッドタイムも、電圧制御部７において付加される。

図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。

回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えば電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つを実行することができる。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを実行することができる。尚、上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である。

また、パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。従って、回転電機制御装置１が実行可能なパルス幅変調制御には、制御方式として、連続パルス幅変調制御と、不連続パルス幅変調とが含まれる。

連続パルス幅変調は、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う変調方式であり、不連続パルス幅変調は、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う変調方式である。具体的には、不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の線間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。

パルス幅変調では、電圧指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（ＣＡ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図５～図１０参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。

デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。

上述したように、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。尚、ここで例示した変調率の値は、デッドタイムを考慮していない物理的（数学的）な値である。

変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。

また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御（ASC-L）と称する。

本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。

また、回転電機８０の回転による逆起電力が大きい場合には、シャットダウン制御によって全てのスイッチング素子３がオフ状態に制御されていても、スイッチング素子３に対して並列接続されたフリーホイールダイオード３５がターンオンする。これにより、シャットダウン制御されているインバータ１０が短絡されて、Ｙ型結線の回転電機８０が実現される場合がある。

図３は、回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１－Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。図３に示すように、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とのベクトルの向きが１８０度異なるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御されると、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなる。

本実施形態では、回転電機８０の動作条件に応じた複数の制御領域Ｒ（図４参照）が設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域Ｒに応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図４は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係の一例を示している。例えば、図４に示すように、回転電機８０の制御領域Ｒとして、第１速度域ＶＲ１と、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２と、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第２速度域ＶＲ２よりも高い第３速度域ＶＲ３とが設定される。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能である。制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御（PWM）と、電気角（全周期）の１／２周期（半周期）である第１期間Ｔ１（図５等参照）においてパターンの異なる複数のパルスを出力し、残りの１／２周期（半周期）である第２期間Ｔ２（図５等参照）において非有効状態が継続するように制御する混合パルス幅変調制御（MX-PWM）とが含まれる（図５～図８を参照して後述する）。回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータを、混合パルス幅変調制御により制御する。

混合パルス幅変調制御（MX-PWM）には、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）と、混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）とが含まれている。詳細は後述するが、混合連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う（図５、図７を参照して後述する。）。同様に詳細は後述するが、混合不連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子３をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う（図６、図８を参照して後述する。）。

混合パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２においてもスイッチング制御信号が非有効状態となるので、インバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、混合パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。

例えば、下記の表１に示すように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を後述する混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を後述する混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御により制御する。表中のＭｉ＿ｓｙｓ、Ｍｉ＿ｉｎｖ１、Ｍｉ＿ｉｎｖ２については後述する。

それぞれの制御領域Ｒの境界（第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２と第３速度域ＶＲ３との境界）は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

回転電機８０の動作条件は、図４に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。

また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。

表１に示すように、制御領域Ｒが、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。尚、表中において、“Ｖｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。

上記、表１には、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。

Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)

電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表１では、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。

尚、表１に示す変調率“ａ”や後述する表２に示す変調率“ｂ”は、それぞれの変調方式における変調率の理論上の上限値に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。例えば、“a”は０．５～０．６程度、“ｂ”は０．２５～０．３程度である。

ここで、図５～図８を参照して、混合パルス幅変調制御（MX-PWM）について、Ｕ相の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）及びＵ相上段側スイッチング制御信号（Ｓｕ１＋，Ｓｕ２＋）の波形例を示して説明する。尚、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については、図示を省略する。図５及び図７は混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）の波形例を示し、図６及び図８は混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）の波形例を示している。

図５及び図６には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通するＵ相電圧指令である共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については図示を省略する（他の制御方式も同様）。

例えば、第１キャリアＣＡ１は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、第２キャリアＣＡ２は“０＜ＣＡ２＜０．５”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。キャリアＣＡ（第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＶＡ２）と、電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較により、電圧指令がキャリアＣＡ以上の場合にスイッチング制御信号が“１”となり、電圧指令がキャリアＣＡ未満の場合にスイッチング制御信号が“０”となる。キャリアＣＡと電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較論理については、以下の説明においても同様である。

図５及び図６に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。一般的なパルス幅変調では、キャリアＣＡの振幅は、電圧指令に許容される振幅と同等であり、混合パルス幅変調におけるキャリアＣＡはハーフキャリアと称することができる。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角（全周期）の１／２周期である第１期間Ｔ１（半周期）においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。残りの１／２周期である第２期間Ｔ２（半周期）においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

尚、混合不連続パルス幅変調制御では、図６に示すように、第２期間Ｔ２においても、部分的に有効状態となるパルスがスイッチング制御信号として出力されている。これは、ベースとなる不連続パルス幅変調の変調率が、連続パルス幅変調に比べて大きいことに起因している。第２期間Ｔ２において有効状態となるパルスが出力されているのは、電圧指令（Ｖ^＊＊）の振幅中心近傍であり、電圧指令（Ｖ^＊＊）の変曲点付近である。図６に示すように、混合不連続パルス幅変調制御においても、第２期間Ｔ２において非有効状態は継続して出力されていると言える。また、第２期間Ｔ２をスイッチング制御信号が非有効状態の期間（１／２周期未満の期間）のみとし、１周期の中で第２期間Ｔ２以外の期間（１／２周期以上の期間）に設定すると、混合パルス幅変調を以下のように定義することもできる。混合パルス幅変調制御は、電気角の１／２周期以上である第１期間Ｔ１においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、電気角の１周期の残りである第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御されるということもできる。

図７及び図８は、混合連続パルス幅変調制御及び混合不連続パルス幅変調制御の図５及び図６とは異なる形態を例示している。生成されるスイッチング制御信号は、同じである。図７及び図８には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。例えば、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。第１キャリアＣＡ１と第２キャリアＣＡ２とは位相が１８０度（π）異なっている。また、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とも位相が１８０度（π）異なっている。

図７及び図８に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。従って、図７及び図８に示す形態におけるキャリアＣＡもハーフキャリアである。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期（或いは１／２周期以上）である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。周期の残りの期間である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

図５及び図６に例示した形態は、２つのハーフキャリアと１つの共通のリファレンスとしての電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式ということができる。一方、図７及び図８に例示した形態は、２つのハーフキャリアと２つの電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式ということができる。

図５～図８を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御は、指令値（電圧指令、上記の例ではＵ相電圧指令（Ｖｕ^＊＊（Ｖｕ^＊＊＝Ｖｕ１^＊＊＝Ｖｕ２^＊＊），Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊））の変域の１／２の波高のキャリアＣＡであるハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１、第２キャリアＣＡ２）と指令値とに基づいて複数のパルスを生成する。そして、本実施形態では、混合パルス幅変調制御の方式として、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式と、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式との２つを例示している。

ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式では、図５及び図６を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通する指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ位相で指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の他方（ここでは低電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式では、図７及び図８を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊，第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１用の第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と１８０度異なる位相で第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ側（高電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とは位相が１８０度異なる第２インバータ１２用の第２指令値（第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

尚、表２を参照して後述するように、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２においては、混合パルス幅変調ではなく、パルス幅変調によってインバータ１０が制御される場合がある。図９は、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、共に連続パルス幅変調制御により制御される場合の、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。また、図１０は、第２速度域ＶＲ２において第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、共に不連続パルス幅変調制御により制御される場合の、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。

第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共にスイッチング制御される場合、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は “（４／３）Ｅ”となり、線間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる（図３のベクトル図も参照）。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、理解を容易にするために本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”とする。回転電機８０には、２つのインバータ１０から同等の電力が供給される。この時、双方のインバータ１０に対して、位相が１８０度（π）異なる同じ電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。

ところで、インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる形態のパルスで制御される場合には、それぞれのパルスに応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。回転電機８０の制御方式、つまりインバータ１０の制御方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切に設定されることが望ましい。

本実施形態の回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モード（効率優先モード）と、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えている。損失低減優先モードでは、回転電機制御装置１は、表１を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御を用いてインバータ１０をスイッチング制御する。ノイズ低減優先モードでは、回転電機制御装置１は、下記の表２に例示するように、パルス幅変調制御を用いてインバータ１０をスイッチング制御する。

インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。混合パルス幅変調では、図５～図８に示すように、電気角の半周期において、２つのインバータ１０がそれぞれ異なるパルスの形態で制御されるため、それぞれのパルスに応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加する可能性がある。回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、駆動される１つのインバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。

例えば、車両の発進時や停止に向けた減速時には、可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえ易いことを考慮してノイズ低減優先モードが選択され、車両が定常走行する定常運転時には、損失低減優先モードが選択されると好適である。尚、これらのモードは、利用者による操作（設定スイッチ（タッチパネル等からの入力も含む））により、選択されてもよい。

ノイズ低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが混合パルス幅変調制御ではなく、パルス幅変調制御により制御される。ステータコイル８に電流を流す２つのインバータ１０は、電流の位相がほぼ１８０度異なるため、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することができる。

ところで、上述したように、直流と交流との間で電力を変換するインバータ１０の直流側には、直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ４が接続されている。この平滑コンデンサ４になんらかの故障が生じると、平滑コンデンサ４の容量が減少したり、平滑コンデンサ４の抵抗が極めて小さくなったりする場合がある。上述したように、本実施形態では、図１に示すように、それぞれの平滑コンデンサ４は、複数のコンデンサセル４Ｃが並列接続されて構成されている。例えば、複数のコンデンサセル４Ｃの内の１つ以上が開放状態となるオープン故障が生じた場合には、これらのコンデンサセル４Ｃにより構成されている平滑コンデンサ４の容量が低下する。平滑コンデンサ４の容量が減少すると直流電流のリップルが大きくなり、また、蓄えられる電荷が減少するために直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し易くなる。また、複数のコンデンサセル４Ｃの内の少なくとも１つが短絡状態となる短絡故障が生じた場合には、インバータ１０の直流側の正極Ｐと負極Ｎとが短絡してしまう。

本実施形態では、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサ４２の何れか一方の平滑コンデンサ４に故障が生じた場合に、故障した平滑コンデンサ４を特定し、適切なフェールセーフ制御を実行する。そして、少なくとも第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方を介して回転電機８０を駆動する。

上述したように、互いに独立した複数相のオープン巻線（ステータコイル８）を有する回転電機８０を駆動制御する回転電機制御システム１００は、オープン巻線の一端側に接続された第１インバータ１１と、オープン巻線の他端側に接続された第２インバータ１２と、第１インバータ１１が接続された第１直流電源６１と、第２インバータ１２が接続された第２直流電源６２と、第１直流電源６１に並列接続された第１平滑コンデンサ４１と、第２直流電源６２に並列接続された第２平滑コンデンサ４２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれを、互いに独立して制御可能な制御部としての回転電機制御装置１とを備えている。回転電機制御装置１は、第１直流電源６１を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）の波高値である第１波高値Ｉｂｐｐ１と、第２直流電源６２を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）の波高値である第２波高値Ｉｂｐｐ２との差分が、予め規定された判定しきい値（差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ）以上であって、第１波高値Ｉｂｐｐ１が第２波高値Ｉｂｐｐ２よりも大きい場合には第１平滑コンデンサ４１が開放故障であると判定し、第１波高値Ｉｂｐｐ１と第２波高値Ｉｂｐｐ２との差分が判定しきい値（差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ）以上であって、第２波高値Ｉｂｐｐ２が第１波高値Ｉｂｐｐ１よりも大きい場合には第２平滑コンデンサ４２が開放故障であると判定する。

尚、詳細は後述するが、判定しきい値（差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ）は、回転電機８０が出力可能な最大トルクの半分以上である規定トルクを出力中に、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサ４２の内、開放故障が生じた平滑コンデンサ４に接続された直流電源６を流れる電流（バッテリ電流Ｉｂ）の波高値（Ｉｂｐｐ）と、正常な平滑コンデンサ４に接続された直流電源６を流れる電流（バッテリ電流Ｉｂ）の波高値との差分に応じた値に設定されている。

また、回転電機制御システム１００は、上述したように、第１直流電源６１と第１平滑コンデンサ４１及び第１インバータ１１との電気的接続を断接する第１コンタクタ９１と、第２直流電源６２と第２平滑コンデンサ４２及び第２インバータ１２との電気的接続を断接する第２コンタクタ９２とを備えている。第１コンタクタ９１は、第１直流電源６１を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）が予め規定された過電流しきい値以上である場合に開放され、第２コンタクタ９２は、第２直流電源６２を流れる電流（第２バッテリ電流Ｉｂ２）が過電流しきい値以上である場合に開放される。例えば、第１コンタクタ９１は第１バッテリ電流Ｉｂ１に基づいて、第２コンタクタ９２は第２バッテリ電流Ｉｂ２に基づいて、回転電機制御装置１により開閉制御される。また、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１の両端電圧（第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１）が予め規定された短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、第１直流電源６１を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）が予め規定された短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下である場合に、第１平滑コンデンサ４１が短絡故障であると判定する。また、回転電機制御装置１は、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧（第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２）が短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、第２直流電源６２を流れる電流（第２バッテリ電流Ｉｂ２）が過電流しきい値（ＯＣ＿ｒｅｆ）以上である場合に開放される。例えば、第１コンタクタ９１は第１バッテリ電流Ｉｂ１に基づいて、第２コンタクタ９２は（第２バッテリ電流Ｉｂ２）が短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下である場合に、第２平滑コンデンサ４２が短絡故障であると判定する。

以下、これら平滑コンデンサ４に開放故障、短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御について具体的に説明する。図１１のフローチャートは、平滑コンデンサ４のオープン故障の検出及びフェールセーフ制御の一例を示しており、図１２は、平滑コンデンサ４の短絡故障の検出及びフェールセーフ制御の一例を示している。

まず、図１１を参照してオープン故障時について説明する。図１１に示すように、回転電機制御装置１は、初めに第１バッテリ電流Ｉｂ１、第２バッテリ電流Ｉｂ２を検出する（＃１）。第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２（総称してバッテリ電流Ｉｂ）は、それぞれ図１等には不図示の電流センサによって計測され、例えばＣＡＮ（Controller Area Network）等の車内ネットワークを介して回転電機制御装置１が取得することによって検出される。回転電機制御装置１は、ベクトル制御の制御周期に応じて第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２を検出する。検出周期が長いと分解能が低くなり、検出周期が短かすぎるとメモリ等の一時記憶装置の容量が圧迫され、またの演算負荷も増大する。従って、例えばベクトル制御の制御周期ごとに、１回ずつ第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２が検出されると好適である。

回転電機制御装置１は、検出されたバッテリ電流Ｉｂの波高値（ピーク・トゥ・ピーク）を演算し、さらに、第１バッテリ電流Ｉｂ１の波高値（第１波高値Ｉｂｐｐ１）と第２バッテリ電流Ｉｂ２の波高値（第２波高値Ｉｂｐｐ２）との差分（絶対値）を演算する。そして、回転電機制御装置１は、当該差分が差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ（判定しきい値）以上であるか否かを判定する（＃２）。当該差分が、差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ以上である場合には、第１バッテリ電流Ｉｂ１のリップルと第２バッテリ電流Ｉｂ２のリップルとの間に差があり、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサ４２の何れかの容量が減少していること、即ち、平滑コンデンサ４にオープン故障が生じている可能性がある。従って、回転電機制御装置１は、当該差分が差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆ（判定しきい値）以上である場合には、第１波高値Ｉｂｐｐ１と第２波高値Ｉｂｐｐ２との何れが大きいかを判定する（＃３）。

第１波高値Ｉｂｐｐ１の方が第２波高値Ｉｂｐｐ２よりも大きい場合、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１にオープン故障が生じていると判定し、第１平滑コンデンサ４１が故障していることを車両の乗員に報知する（＃５）。例えば、車室内の警告灯を点灯させたり、ディスプレイパネルにメッセージを表示させたりされる。また、車外のネットワークに接続可能な場合には修理工場・ロードサービス会社・乗員のスマートフォン等に故障情報が送信されてもよい。同様に、第２波高値Ｉｂｐｐ２の方が第１波高値Ｉｂｐｐ１よりも大きい場合、回転電機制御装置１は、第２平滑コンデンサ４２にオープン故障が生じていると判定し、第２平滑コンデンサ４２が故障していることを車両の乗員に報知する（＃５）。

平滑コンデンサ４にオープン故障が生じて、平滑コンデンサ４の容量が定格の容量よりも減少している場合、上述したように、直流電流のリップルが大きくなり、また、蓄えられる電荷が減少するために直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し易くなる。しかし、直流電流のリップルが回転電機８０やインバータ１０に与える影響が比較的軽微な場合や、回転電機８０の逆起電力が比較的小さく、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が起こりにくい場合などでは、回転電機８０の駆動を継続しても大きな問題はない。従って、回転電機制御装置１は、直流電流のリップルが比較的小さくなり、また、回転電機８０の逆起電力が比較的小さくなるような動作領域に制限して、回転電機８０の駆動を継続する（＃６）。

次に、図１２を参照して短絡故障時について説明する。図１２に示すように、回転電機制御装置１は、初めに第１平滑コンデンサ４１の両端電圧（第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１）、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧（第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２）、第１バッテリ電流Ｉｂ１、第２バッテリ電流Ｉｂ２を検出する（＃２１）。第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１及び第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２（総称して直流リンク電圧Ｖｄｃ）は、それぞれ図１等には不図示の電圧センサによって計測され、例えばＣＡＮ等の車内ネットワークを介して回転電機制御装置１が取得することによって検出される。第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２も、上述したように、それぞれ図１等には不図示の電流センサによって計測され、例えばＣＡＮ等の車内ネットワークを介して回転電機制御装置１が取得することによって検出される。回転電機制御装置１は、ベクトル制御の制御周期に応じて、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２、第１バッテリ電流Ｉｂ１及び第２バッテリ電流Ｉｂ２を検出する。

尚、平滑コンデンサ４に短絡故障が生じた場合、当該平滑コンデンサ４が接続されている側の直流リンク電圧Ｖｄｃは、ほぼゼロ［Ｖ］まで降下する。直流電源６から見ると、負荷がほぼゼロとなるために、理論的にはほぼ無限大となる大電流のバッテリ電流Ｉｂが流れることになる。このため、例えば不図示の過電流検出回路等の作動によって当該直流電源６に接続されているコンタクタ９が開状態に制御される。この過電流検出回路は、例えばヒューズ等でもよく、例えばコンタクタ９が電磁リレーによって構成されている場合には、電磁リレーのコイルへの通電を遮断することによって電磁リレーを開放状態にすることができる。コンタクタ９が開状態となると、平滑コンデンサ４を含むインバータ１０の側の回路と、直流電源６とは切り離されるため、バッテリ電流Ｉｂはほぼゼロとなる。上述したステップ＃２１において検出されるバッテリ電流Ｉｂ、直流リンク電圧Ｖｄｃは、コンタクタ９が開状態となった後に検出されたものである。

ステップ＃２１に続き、回転電機制御装置１は、直流リンク電圧Ｖｄｃが短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、バッテリ電流Ｉｂが短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であるか否かを判定する（＃２２）。そして、判定条件を満たしている場合には、回転電機制御装置１は、平滑コンデンサ４に短絡故障があると判定し、当該平滑コンデンサ４が接続されている一方の側のインバータ１０を故障側インバータと設定し、他方の側のインバータ１０を正常側インバータと設定する（＃２３）。即ち、平滑コンデンサ４の短絡によって、直流の正負両極間が短絡状態となり直流リンク電圧Ｖｄｃがゼロ［Ｖ］近くまで降下しており、且つ、バッテリ電流Ｉｂの過電流によってコンタクタ９が開状態となり、バッテリ電流Ｉｂがゼロ［Ａ］となっているか否かが判定される。従って、短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆは、ほぼゼロ［Ｖ］に設定されており、短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆは、ほぼゼロ［Ａ］に設定されている。

具体的には、回転電機制御装置１は、第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１が短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、第１バッテリ電流Ｉｂ１が短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であるか否かを判定する（＃２２ａ）。そして、判定条件を満たしている場合には、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１が短絡故障であると判定し、第１平滑コンデンサ４１が接続されている第１インバータ１１を故障側インバータと設定し、他方の第２インバータ１２を正常側インバータと設定する（＃２３ａ）。ステップ＃２２ａの判定条件を満たしていない場合、回転電機制御装置１は、第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２が短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、第２バッテリ電流Ｉｂ２が短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であるか否かを判定する（＃２２ｂ）。そして、判定条件を満たしている場合には、回転電機制御装置１は、第２平滑コンデンサ４２が短絡故障であると判定し、第２平滑コンデンサ４２が接続されている第２インバータ１２を故障側インバータと設定し、他方の第１インバータ１１を正常側インバータと設定する（＃２３ｂ）。尚、当然ながら、ステップ＃２２ａとステップ＃２２ｂとの順序は逆であってもよい。

尚、図１２には示していないが、図１１のステップ＃４及びステップ＃５と同様に、ステップ＃２３において平滑コンデンサ４に短絡故障があると判定された場合に、車両の運転者等に、当該短絡故障が報知される形態であってもよい。

回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサ４２の一方に短絡故障が生じていると判定すると、第１インバータ１１及び第２インバータ１２をシャットダウン制御する（＃２４）。即ち、故障側インバータだけではなく、正常側インバータも含めて、双方のインバータ１０がシャットダウン制御される。ここで、回転電機８０の回転速度（ここでは“ω”で示す）が第１速度しきい値ωｔｈ１以上の場合には、双方のインバータ１０がシャットダウン制御された状態が維持され、いわゆるブレーキングトルクによって回転電機８０の回転速度を低下させる（＃２５，＃２６）。そして、回転電機８０の回転速度が第２速度しきい値ωｔｈ２未満となると、回転電機制御装置１は、故障側インバータをアクティブショートサーキット制御し、正常側インバータをパルス幅変調制御によって駆動し、いわゆる１インバータ駆動によって回転電機８０を駆動する（＃２７，＃２８）。尚、第１速度しきい値ωｔｈ１及び第２速度しきい値ωｔｈ２は、同じ値であってもよく、この場合は、両者を総称して速度しきい値ωｔｈと称する。

回転電機８０の回転速度が比較的高い場合、回転電機８０の回転に伴う逆起電圧が、正常側インバータの直流リンク電圧Ｖｄｃよりも高くなり、その結果、故障側インバータのスイッチング素子３に並列接続されたフリーホイールダイオード３５がターンオンして第１インバータ１１及び第２インバータ１２を介してステータコイル８に電流が流れる。回転速度が低くなり、逆起電圧も低下すると故障側インバータがアクティブショート制御されることによって、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を介してステータコイル８に電流を流すことができる。故障側インバータは、短絡され、上述したように、ステータコイル８は故障側インバータを中性点としてＹ字接続されたステータコイル８となり、正常側インバータをスイッチング制御することによって回転電機８０が駆動制御される。

このように、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１の両端電圧（第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１）が予め規定された短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、第１直流電源６１を流れる電流（第１バッテリ電流Ｉｂ１）が予め規定された短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下である場合に、第１平滑コンデンサ４１が短絡故障であると判定する。また、回転電機制御装置１は、第２平滑コンデンサ４２の両端電圧（第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２）が短絡時電圧Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下であり、且つ、第２直流電源６２を流れる電流（第２バッテリ電流Ｉｂ２）が過電流しきい値（ＯＣ＿ｒｅｆ）以上である場合に開放される。例えば、第１コンタクタ９１は第１バッテリ電流Ｉｂ１に基づいて、第２コンタクタ９２は（第２バッテリ電流Ｉｂ２）が短絡時電流Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ以下である場合に、第２平滑コンデンサ４２が短絡故障であると判定する。

平滑コンデンサ４が短絡故障を生じることにより、平滑コンデンサ４の両端電圧はほぼゼロとなり、短絡時電圧以下となる。また、短絡によって大きな電流が流れることになり、コンタクタ９が開状態となるので、直流電源６に流れる電流もほぼゼロとなる。従って、直流電源６に流れる電流と平滑コンデンサ４の両端電圧とによって適切に平滑コンデンサ４が短絡故障を生じているか否かを判定することができる。

また、図１２を参照して上述したように、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１又は第２平滑コンデンサ４２が短絡故障であると判定した場合に、回転電機８０の回転速度が予め規定された速度しきい値（第１速度しきい値ωｔｈ１）以上の状態では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方をシャットダウン制御により制御する。また、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度が速度しきい値（第１速度しきい値ωｔｈ１、第２速度しきい値ωｔｈ２）未満の状態では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のうち、正常な平滑コンデンサ４が接続された方のインバータ１０をパルス幅変調制御により制御し、短絡故障である平滑コンデンサ４が接続された方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御により制御する。

回転電機８０の回転速度が相対的に高い場合には、両インバータ１０をシャットダウン制御することによって、いわゆるブレーキングトルクにより回転電機８０の回転速度を低下させることができる。回転電機８０の回転速度が相対的に低い場合には、短絡故障した平滑コンデンサ４が接続されたインバータ１０をアクティブショートサーキット制御することによって、当該インバータ１０を短絡させ、オープン巻線を有する回転電機８０を、当該インバータ１０の側でオープン巻線が短絡されたＹ字結線の巻線を有する回転電機８０とすることができる。そして、制御部（回転電機制御装置１）は、このＹ字結線型の巻線を備えた回転電機８０を正常な平滑コンデンサ４が接続された側のインバータ１０を介して適切に制御することができる。

尚、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度が高い場合においても、双方のインバータ１０をシャットダウン制御することなく、短絡故障した平滑コンデンサ４が接続されたインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって制御し、正常な平滑コンデンサ４が接続されたインバータ１０をシャットダウン制御によって制御してもよい。

また、本実施形態では、回転電機制御装置１が、平滑コンデンサ４がオープン故障した場合、及び短絡故障した場合の双方を検出する形態を例示して説明した。しかし、回転電機制御装置１が平滑コンデンサ４のオープン故障のみを検出する形態であってもよい。同様に、回転電機制御装置１が平滑コンデンサ４の短絡故障のみを検出する形態であってもよい。

以下、図１３～図１８を参照して、平滑コンデンサ４にオープン故障が生じた場合、図１９～図２１を参照して、平滑コンデンサ４に短絡故障が生じた場合、のそれぞれのシミュレーション結果について説明する。まず、平滑コンデンサ４にオープン故障が生じた場合について説明する。図１３～図１４は、低トルク指令（例えば３０［Ｎｍ］程度）での混合連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合、図１５～図１６は、低トルク指令（例えば３０［Ｎｍ］程度）での不連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合、図１７～図１８は、高トルク指令（例えば１４０［Ｎｍ］程度）での不連続パルス幅変調による制御時にオープン故障が生じた場合を例示している。また、図１３、図１５、図１７の波形図は、それぞれバッテリ電流Ｉｂのリップル波形の一例を示しており、図１４、図１６、図１８の波形図は、それぞれ直流リンク電圧Ｖｄｃのリップル波形の一例を示している。図１３～図１８の全ておいて、第２平滑コンデンサ４２にオープン故障が生じた場合を例示している。下記に示す表３は、バッテリ電流Ｉｂの波高値の一例を示している。また、下記に示す表４は、直流リンク電圧Ｖｄｃの波高値の一例を示している。

表４から明らかなように、回転電機８０のトルク指令に拘わらず、直流リンク電圧Ｖｄｃの波高値には大きな差は観測されない。従って、平滑コンデンサ４がオープン故障した場合であっても、直流リンク電圧Ｖｄｃでは判別は困難である。一方、表３に示すように、バッテリ電流Ｉｂは、回転電機８０のトルク指令が低トルクの場合に比べて、高トルクの方が、波高値が大きくなっている。また、相対的に、低トルクであっても、直流リンク電圧Ｖｄｃに比べて、第１インバータ１１側と第２インバータ１２側とで波高値の差が大きい。従って、上述したように、回転電機制御装置１は、バッテリ電流Ｉｂに基づいて、平滑コンデンサ４の短絡故障を適切に判定してフェールセーフ制御を実行することができる。

ところで、バッテリ電流Ｉｂを測定する電流センサの精度にはコストとの兼ね合い等により、一般的に限度がある。電流センサの個体差、動作環境に伴う誤差等により、電流センサの測定値には、１０［Ａ］程度の誤差が生じる場合がある。従って、表３に示すような低トルクの場合には、波高値の差が平滑コンデンサ４のオープン故障によるものか、電流センサの誤差によるものかの区別が付きにくい場合がある。従って、相対的に回転電機８０のトルクが高い場合に、平滑コンデンサ４のオープン故障の有無が判定されると好適である。

回転電機８０のトルクが低い場合、トルクが大きい場合に比べて、ステータコイル８に流れる電流も小さいため、平滑コンデンサ４の平滑作用が充分に機能する。このため、表３及び表４に示すように、一方の平滑コンデンサ４にオープン故障が生じても、一方の直流電源６に非常に大きなバッテリ電流Ｉｂが流れるようなことはなく、直流電源６を消耗させる可能性は低い。また、バッテリ電流Ｉｂ及び直流リンク電圧Ｖｄｃに大きな変化も生じないため、インバータ１０のスイッチング素子３への影響もほぼ増加はしない。同様に、回転電機８０のステータコイル８への影響もほぼ増加しない。従って、回転電機８０を車輪の駆動力源とする車両の走行にもほぼ影響しない。従って、回転電機制御装置１は、特に回転電機８０の駆動を制限しなくてもよい。よって、差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆは、回転電機８０のトルクが比較的高い場合の波高値の差分に応じて設定されていると好適である。

例えば、差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆは、回転電機８０が出力可能な最大トルクの半分以上である規定トルクを出力中に、第１平滑コンデンサ４１及び第２平滑コンデンサ４２の内、開放故障が生じた平滑コンデンサ４に接続された直流電源６を流れるバッテリ電流Ｉｂの波高値（Ｉｂｐｐ）と、正常な平滑コンデンサ４に接続された直流電源６を流れるバッテリ電流Ｉｂの波高値（Ｉｂｐｐ）との差分に応じた値に設定されている。尚、この規定トルクにおける差分は、バッテリ電流Ｉｂを検出する電流センサの誤差の２倍以上であると好適である。

当該差分が小さい場合、一方の平滑コンデンサ４にオープン故障が生じていても、直流電源６、インバータ１０、回転電機８０、車両にはほとんど影響を与えない。従って、平滑コンデンサ４にオープン故障が生じていることが検出されなくても問題はない。一方、差分が大きい場合には、直流電源６、インバータ１０、回転電機８０の何れかに影響を与える可能性がある。従って、平滑コンデンサ４に異常が生じていることが速やかに検出されることが好ましい。発明者による実験やシミュレーションによれば、回転電機８０のトルクが大きくなると、当該差分も大きくなることが判った。上記のように回転電機８０が規定トルクを出力中における当該差分に応じて判定しきい値（差分しきい値ｄｉｆｆ＿ｒｅｆ）が設定されると適切に平滑コンデンサ４のオープン故障を検出することができる。

本実施形態では、回転電機８０は、車両に搭載されて当該車両の車輪を駆動する駆動力源である。図１１を参照して上述したように、回転電機制御装置１は、第１平滑コンデンサ４１又は第２平滑コンデンサ４２が開放故障であると判定した場合には、回転電機８０の出力可能なトルク及び回転速度を規定範囲内に制限すると共に、車両の運転者に対して警告を報知する。

上述したように、発明者による実験やシミュレーションによれば、回転電機８０のトルクが大きくなると、放故障が生じた平滑コンデンサ４に接続された直流電源６を流れる電流（バッテリ電流Ｉｂ）の波高値（Ｉｂｐｐ）と、正常な平滑コンデンサ４に接続された直流電源６を流れる電流（バッテリ電流Ｉｂ）の波高値（Ｉｂｐｐ）との差分も大きくなることが判った。つまり、回転電機８０のトルクが小さくなると、平滑コンデンサ４のオープン故障が検出できない程度まで、当該差分が小さくなる。当該差分が小さい場合には、一方の平滑コンデンサ４にオープン故障が生じていても、直流電源６、インバータ１０、回転電機８０にはほとんど影響を与えない。回転電機制御装置１（制御部）が、回転電機８０の出力可能なトルク及び回転速度を規定範囲内に制限することで、当該差分を小さく抑えることができる。尚、この規定範囲は、一方の平滑コンデンサ４にオープン故障が生じていても、当該差分が判定しきい値（差分しきい値ｄｉｆｆ＿ｒｅｆ）を超えないような範囲に設定されていると好適である。但し、回転電機８０のトルク及び回転速度が制限されることによって、車両の走行も制限されることになる。車両の運転者に警告を報知することによって、車両を整備工場等へ入庫させて平滑コンデンサ４のオープン故障の修理を行うように促すことができる。

尚、回転電機制御装置１は、回転電機８０のトルク及び回転速度を制限するのみで、警告を報知しなくても良いし、反対に、警告を報知するのみで回転電機８０のトルク及び回転速度を制限しなくてもよい。また、回転電機制御装置１は、回転電機８０のトルク及び回転速度の制限も、警告の報知もしない構成であってもよい。例えば、回転電機８０のトルクが高い場合には、平滑コンデンサ４にオープン故障が生じると、上述したように、バッテリ電流Ｉｂの差分が大きくなる。しかし、それによって直ちに直流電源６、インバータ１０、回転電機８０が連鎖的に故障するものではない。従って、平滑コンデンサ４にオープン故障が生じたことが検出された後のアクションは、例えば、平滑コンデンサ４の故障が車両の診断記録メモリ等に記憶されるなどであってもよい。

また、上記においては、低トルクの場合にはオープン故障の誤検出を抑制するために、差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆが、規定トルクを出力中におけるバッテリ電流Ｉｂの差分に応じて設定されている形態を例示して説明した。これは、上述した通り、バッテリ電流Ｉｂを計測する電流センサの精度を考慮したものである。しかし、当該電流センサの精度が充分に確保できるような場合には、規定トルクに関係なく、さらに低トルクにおける当該差分に応じて差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆが設定されてもよい。また、回転電機８０のトルクには関係なく、差分しきい値Ｉｄｉｆｆ＿ｒｅｆが設定されることを妨げるものでもない。

次に、図１９～図２１を参照して、平滑コンデンサ４に短絡故障が生じた場合のシミュレーション結果について説明する。図１９の波形図は、第２平滑コンデンサ４２に短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御としてシャットダウンを行う場合とアクティブショートサーキット制御を行う場合とにおける３相電流波形の一例を示している。図２０の波形図は、第２平滑コンデンサ４２に短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御としてシャットダウンを行う場合とアクティブショートサーキット制御を行う場合とにおけるバッテリ電流Ｉｂの一例を示している。図２１の波形図は、第２平滑コンデンサ４２に短絡故障が生じた場合のフェールセーフ制御としてシャットダウンを行う場合とアクティブショートサーキット制御を行う場合とにおける直流リンク電圧Ｖｄｃの一例を示している。図１９～図２１は、回転電機８０の回転速度がいわゆる高回転領域の場合の波形を示している。尚、ここでいう高回転領域とは、回転電機８０による逆起電力によりフリーホイールダイオード３５がターンオンする回転速度以上で回転電機８０が回転する動作領域である。

図１９に示すように、高回転領域では、故障側インバータである第２インバータ１２をシャットダウン制御した場合も、アクティブショートサーキット制御した場合も、３相電流波形は同様である。図２０に示すように、第２インバータ１２は、フリーホイールダイオード３５がターンオンすることにより短絡され、ステータコイル８の中性点となる。従って、第２インバータ１２の側の第２バッテリ電流Ｉｂ２はゼロとなっている。第１インバータ１１の側の第１バッテリ電流Ｉｂ１には、回生電流が流入している。また、図２１に示すように、第２インバータ１２の側の第２直流リンク電圧Ｖｄｃ２は、第２平滑コンデンサ４２の短絡によって、ほぼゼロとなっている。第１インバータ１１の側の第１直流リンク電圧Ｖｄｃ１は、第２平滑コンデンサ４２の短絡によって若干電圧が上昇している。

第２平滑コンデンサ４２が短絡故障を生じ、フェールセーフ制御としてシャットダウン制御が実行された場合、回転電機８０の回転速度が低い場合には、回転電機８０のトルクに拘わらず、第１直流電源６１には電流が流れず、第１直流電源６１の定格を超えることはない。同様に、インバータ１０にも電流は流れず、スイッチング素子３の破壊につながることもない。ステータコイル８にも電流が流れないため、回転電機８０の故障につながることもない。車両は、イナーシャトルクによって次第に減速する。従って、例えば車両が走行中に平滑コンデンサ４に短絡故障が生じた場合であっても、路肩など安全な場所まで車両を走行させて停車させることができる。いわゆる、リンプホーム（limp home）が可能である。

回転電機８０の回転速度が高い場合には、正常側インバータである第１インバータ１１に接続された第１直流電源６１のみが回転電機８０に接続されることになる。このため、図２０に示すように、大きなバッテリ電流Ｉｂが流れることになるが、直流電源６の使用範囲内であり問題はない。同様に、インバータ１０及びステータコイル８にも同程度の電流が流れるが、これも使用範囲内であり問題はない。また、図１２を参照して上述したように、回転電機８０の回転速度が高い場合には、双方のインバータ１０がシャットダウン制御されることによるブレーキングトルクによって車両が減速する。そして、車両の速度が充分に低下した後、正常側インバータによる１インバータ駆動によって回転電機８０が駆動制御される。従って、低回転速度の場合と同様に、例えば車両が走行中に平滑コンデンサ４に短絡故障が生じた場合であっても、路肩など安全な場所まで車両を走行させて停車させることができる。いわゆる、リンプホーム（limp home）が可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータにそれぞれ備えられた平滑コンデンサの一方に故障が生じた場合に、故障した平滑コンデンサを特定することができる。

１：回転電機制御装置（制御部）、３：スイッチング素子、３Ａ：アーム、３Ｈ：上段側スイッチング素子、３Ｌ：下段側スイッチング素子、４：平滑コンデンサ、６：直流電源、８：ステータコイル（オープン巻線）、９：コンタクタ、１０：インバータ、１１：第１インバータ、１２：第２インバータ、４１：第１平滑コンデンサ、４２：第２平滑コンデンサ、６１：第１直流電源、６２：第２直流電源、８０：回転電機、９１：第１コンタクタ、９２：第２コンタクタ、１００：回転電機制御システム、Ｉｂ：バッテリ電流、Ｉｂ１：第１バッテリ電流（第１直流電源を流れる電流）、Ｉｂ２：第２バッテリ電流（第２直流電源を流れる電流）、Ｉｂｐｐ１：第１波高値、Ｉｂｐｐ２：第２波高値、Ｉｓｈｒｔ＿ｒｅｆ：短絡時電流、Ｖｄｃ１：第１直流リンク電圧（第１平滑コンデンサの両端電圧）、Ｖｄｃ２：第２直流リンク電圧（第２平滑コンデンサの両端電圧）、Ｖｓｈｒｔ＿ｒｅｆ：短絡時電圧、ｄｉｆｆ＿ｒｅｆ：差分しきい値（判定しきい値）、ωｔｈ：速度しきい値

Claims (5)

1. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を駆動制御する回転電機制御システムであって、
   前記オープン巻線の一端側に接続された第１インバータと、
   前記オープン巻線の他端側に接続された第２インバータと、
   前記第１インバータが接続された第１直流電源と、
   前記第２インバータが接続された第２直流電源と、
   前記第１直流電源に並列接続された第１平滑コンデンサと、
   前記第２直流電源に並列接続された第２平滑コンデンサと、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを、互いに独立して制御可能な制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記第１直流電源を流れる電流の波高値である第１波高値と、前記第２直流電源を流れる電流の波高値である第２波高値との差分が、予め規定された判定しきい値以上であって、前記第１波高値が前記第２波高値よりも大きい場合には前記第１平滑コンデンサが開放故障であると判定し、前記第１波高値と前記第２波高値との差分が前記判定しきい値以上であって、前記第２波高値が前記第１波高値よりも大きい場合には前記第２平滑コンデンサが開放故障であると判定する、回転電機制御システム。
2. 前記判定しきい値は、前記回転電機が出力可能な最大トルクの半分以上である規定トルクを出力中に、前記第１平滑コンデンサ及び前記第２平滑コンデンサの内、開放故障が生じた平滑コンデンサに接続された直流電源を流れる電流の波高値と、正常な平滑コンデンサに接続された前記直流電源を流れる電流の波高値との差分に応じた値に設定されている、請求項１に記載の回転電機制御システム。
3. 前記回転電機は、車両に搭載されて当該車両の車輪を駆動する駆動力源であり、
   前記制御部は、前記第１平滑コンデンサ又は前記第２平滑コンデンサが開放故障であると判定した場合、前記回転電機の出力可能なトルク及び回転速度を規定範囲内に制限すると共に、前記車両の運転者に対して警告を報知する、請求項１又は２に記載の回転電機制御システム。
4. 前記第１直流電源と前記第１平滑コンデンサ及び前記第１インバータとの電気的接続を断接する第１コンタクタと、前記第２直流電源と前記第２平滑コンデンサ及び前記第２インバータとの電気的接続を断接する第２コンタクタと、を備え、
   前記第１コンタクタは、前記第１直流電源を流れる電流が予め規定された過電流しきい値以上である場合に開放され、
   前記第２コンタクタは、前記第２直流電源を流れる電流が前記過電流しきい値以上である場合に開放され、
   前記制御部は、前記第１平滑コンデンサの両端電圧が予め規定された短絡時電圧以下であり、且つ、前記第１直流電源を流れる電流が予め規定された短絡時電流以下である場合に、前記第１平滑コンデンサが短絡故障であると判定し、前記第２平滑コンデンサの両端電圧が前記短絡時電圧以下であり、且つ、前記第２直流電源を流れる電流が前記短絡時電流以下である場合に、前記第２平滑コンデンサが短絡故障であると判定する、請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御システム。
5. 前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
   前記制御部は、前記第１インバータ及び前記第２インバータをそれぞれ、全ての前記上段側スイッチング素子をオフ状態とし全ての前記下段側スイッチング素子をオン状態とする、又は、全ての前記上段側スイッチング素子をオン状態とし全ての前記下段側スイッチング素子をオフ状態とするアクティブショートサーキット制御、及び、複数相全ての前記スイッチング素子の全てをオフ状態とするシャットダウン制御、により制御可能であり、
   前記制御部は、前記第１平滑コンデンサ又は前記第２平滑コンデンサが短絡故障であると判定した場合に、前記回転電機の回転速度が予め規定された速度しきい値以上の状態では、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方をシャットダウン制御により制御し、
   前記回転電機の回転速度が前記速度しきい値未満の状態では、前記第１インバータ及び前記第２インバータのうち、正常な平滑コンデンサが接続された方のインバータをパルス幅変調制御により制御し、前記短絡故障である平滑コンデンサが接続された方の前記インバータをアクティブショートサーキット制御により制御する、請求項４に記載の回転電機制御システム。
   

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