JP7424583B2 - 回転電機制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置に関する。

３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する制御装置が知られている。特開２０１４－１９２９５０号公報には、そのような３相オープン巻線を駆動するインバータのスイッチング素子に故障が生じた場合であっても回転電機の駆動を継続することが可能な技術が開示されている。これによれば、２つのインバータの内の何れか一方のスイッチング素子に故障が生じた場合には、当該故障したスイッチング素子を含むインバータの上段側スイッチング素子の全て、或いは下段側スイッチング素子の全てを全てオン状態とし、他方の側のスイッチング素子の全てをオフ状態として、当該インバータを中性点化して、故障していない他方のインバータにより、回転電機を駆動する。

特開２０１４－１９２９５０号公報

ここで、故障したスイッチング素子の検出は、各スイッチング素子に対してセンサ等を配置することで可能である。しかし、全てのスイッチング素子に故障検出用のセンサを配置するとコストが掛かる。そこで、制御に用いられている既存のパラメータを利用して故障を検出することも考えられる。即ち、１つのスイッチング素子に故障が生じると、交流の各相電流や電圧等に変化が生じるため、各相電流や電圧等に基づいて故障の有無を検出することも可能と考えられる。しかし、オープン巻線には２つのインバータが接続されているため、何れのインバータに故障が生じた場合であってもオープン巻線に流れる電流や相間電圧に影響し、単純に故障したスイッチング素子を特定することは困難である。

上記の文献には、故障したスイッチング素子を特定するための具体的な技術については言及されていない。また、スイッチング素子の故障には、スイッチング素子が常に導通状態となる短絡故障と、スイッチング素子が常に開放状態となるオープン故障とがあり、それぞれ故障によって生じる事象も異なり、その特定方法も異なる。しかし、上記の文献には、それらを区別して特定するための具体的な技術についての言及もない。

上記背景に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを構成するスイッチング素子の内の１つが、オープン故障を生じた場合に、故障箇所を特定する技術の提供が望まれる。

上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、１つの態様として、前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、前記第１インバータ及び前記第２インバータの何れか一方のインバータにおいて、１つのスイッチング素子が常に開放状態となるオープン故障が生じた場合に、複数相の交流電流のそれぞれを積算して各相の電流積算値を演算し、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記オープン故障の発生を検出すると共に、前記オープン故障が生じた箇所を判別するものであり、前記回転電機の制御状態が、前記回転電機の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上での力行である状態を第１制御状態とし、前記回転電機の制御状態が、前記回転電機の回転速度が前記第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下での力行である状態、又は、前記回転電機の制御状態が回生である状態を第２制御状態として、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを、電気角の１／２周期である第１期間においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御により制御している際に、前記オープン故障の発生を検出した場合には、前記第１制御状態におけるそれぞれの前記電流積算値の正負に基づき、前記第１インバータの上段側アーム又は前記第２インバータの下段側アームの何れかが前記オープン故障を生じた故障側アームである第１故障パターン、及び、前記第１インバータの下段側アーム又は前記第２インバータの上段側アームの何れかが前記故障側アームである第２故障パターン、の何れの故障パターンであるかを判別し、前記第２制御状態におけるそれぞれの前記電流積算値に基づき、前記第２インバータの前記下段側アームが前記故障側アームである第１下段側故障パターン、及び前記第１インバータの前記下段側アームが前記故障側アームである第２下段側故障パターン、の何れの下段側故障パターンであるかを判別し、前記第１制御状態における判別結果と、前記第２制御状態における判別結果とに基づいて、前記第１インバータの前記上段側アーム、前記第１インバータの前記下段側アーム、前記第２インバータの前記上段側アーム、前記第２インバータの前記下段側アームの何れが前記故障側アームであるかを判別する。

発明者らによる実験やシミュレーションによれば、２つのインバータの内の何れか一方にスイッチング素子のオープン故障が生じた場合、３相電流波形が非対称で歪んだ波形となることが確認された。例えば、ある相の交流電流の波形は、正側に大きく偏向し、またある相の交流電流の波形は、負側に大きく偏向する。そして、交流電流を所定時間に亘って積算すると、この偏向の傾向がより顕著に現れる。偏向の方向は、オープン故障したスイッチング素子の位置によって異なる。従って、電流積算値の正負に基づけば、オープン故障が生じたこと、及びオープン故障がどちらのインバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて生じているかを判別することができる。また、発明者らの実験やシミュレーションによれば、第２制御状態では、上段側アームにおいてオープン故障が生じている場合には、オープン故障の検出自体が困難であるが、下段側アームにおいてオープン故障が生じている場合には、オープン故障の検出が可能、且つ、どちらのインバータにおける故障であるかの判別が可能である。第１制御状態では、上段側アーム及び下段側アームの何れにおいてオープン故障が生じていても、オープン故障の検出が可能である。しかし、第１制御状態では、故障パターンが、第１故障パターンであるか、第２故障パターンであるかの判別は可能であるが、どちらのインバータであるかの判別はできない。本構成によれば、オープン故障が下段側アームで生じている場合には、少なくとも第２制御状態における判別結果に基づいて、故障側アームを判別することができる。また、オープン故障が上段側アームで生じている場合であっても、下段側アームで生じている場合であっても、第１制御状態における判別結果と第２制御状態における判別結果との双方に基づけば、故障側アームを判別することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを構成するスイッチング素子の内の１つが、オープン故障を生じた場合に、故障箇所を特定することができる。

回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機駆動システムの模式的ブロック図 回転電機制御装置の簡易的な部分ブロック図 直交ベクトル空間における回転電機の模式的電圧ベクトル図 回転電機の制御領域の一例を示す図 混合連続パルス幅変調（半周期連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 混合不連続パルス幅変調（半周期不連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の例を示す波形図 混合連続パルス幅変調（半周期連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図 混合不連続パルス幅変調（半周期不連続パルス）の電圧指令及びスイッチング制御信号の他の例を示す波形図 連続パルス幅変調の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 不連続パルス幅変調の電圧指令及びスイッチング制御信号の一例を示す波形図 力行時（低速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 力行時（高速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 回生時（低速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 回生時（高速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 オープン故障箇所を判別する原理の説明図 超低回転速度の力行時に第１インバータにオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 超低回転速度の力行時に第２インバータにオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 超低回転速度の力行時にオープン故障が生じた場合と、それよりも早い回転速度の力行時にオープン故障が生じた場合との３相交流の挙動の違いを示す図 回転電機の制御領域における動作点を示す図 故障箇所を判別する際の回転電機のトルク指令と回転速度との関係を示す図 下段側でオープン故障が生じている状態で回生時の３相電流波形の歪みを解消するための回生フェールアクションの一例（パルスの入れ替え）を示す図 下段側でオープン故障が生じている状態で回生時の３相電流波形の歪みを解消するための回生フェールアクションの他の例（パルスの入れ替え及び交流電流の方向の定義の反転）を示す図 図２１及び図２２のスイッチング制御信号により歪みが解消された３相電流波形を示す図 オープン故障の発生箇所を判別する概略手順の一例を示すフローチャート 故障箇所の判別が可能な３相交流波形及び積算電流の一例を示す図 故障箇所の判別が可能な３相交流波形及び積算電流の一例を示す図 故障箇所の判別が困難な３相交流波形及び積算電流の一例を示す図 交流電流の歪み解消前の積算電流と歪み解消後の積算電流の一例を示す図 交流電流の歪み解消前の積算電流と歪み解消後の積算電流の一例を示す図 超低回転速度の力行時にオープン故障が生じた場合の、故障箇所の判別が困難な積算電流の一例を示す図 超低回転速度の力行時にオープン故障が生じた場合の、故障箇所の判別が可能な積算電流の一例を示す図 オープン故障の発生箇所を判別する手順の一例を示すフローチャート 第１故障箇所判別処理の手順の一例を示すフローチャート 第２故障箇所判別処理の手順の一例を示すフローチャート 第３故障箇所判別処理の手順の一例を示すフローチャート ノイズ低減優先モードにおける力行時（低速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 ノイズ低減優先モードにおける力行時（高速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 ノイズ低減優先モードにおける回生時（低速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 ノイズ低減優先モードにおける回生時（高速）にオープン故障が生じた場合の３相交流波形の一例を示す波形図 ノイズ低減優先モードにおけるオープン故障の発生箇所を判別する手順の一例を示すフローチャート ノイズ低減優先モードにおけるオープン故障の発生箇所を判別する手順の他の例を示すフローチャート ノイズ低減優先モードにおいて、力行時にオープン故障が生じた場合と、回生時にオープン故障が生じた場合との３相交流波形の挙動を示す図

以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機駆動システムの模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。

インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。本実施形態では、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、同じ種類のスイッチング素子３を用いた同じ回路構成のインバータ１０である。

２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。尚、複数相のアーム３Ａにおいて、上段側スイッチング素子３Ｈを含む側を上段側アームと称し、下段側スイッチング素子３Ｌを含む側を下段側アームと称する。

また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。

具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１直流リンクコンデンサ４１（第１平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２直流リンクコンデンサ４２（第２平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。

本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１直流リンクコンデンサ４１及び第２直流リンクコンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子により構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。

図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である（制御方式の詳細については後述する）。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。

回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

図２のブロック図は、回転電機制御装置１の一部の機能部を簡易的に示している。ベクトル制御法では、回転電機８０に流れる実電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。回転電機制御装置１は、回転センサ１３の検出結果（θ：磁極位置、電気角）に基づいて、３相２相座標変換部５５で座標変換を行う。

電流フィードバック制御部５（FB）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令に基づく電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊，ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）と、実電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御して、電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊，ｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊）を演算する。回転電機８０は、第１インバータ１１と第２インバータ１２との２つのインバータ１０を介して駆動される。このため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ^＊は、それぞれ分配部５３（DIV）において、第１インバータ１１用の第１ｄ軸電圧指令Ｖｄ１^＊及び第１ｑ軸電圧指令Ｖｑ１^＊、第２インバータ１２用の第２ｄ軸電圧指令Ｖｄ２^＊及び第２ｑ軸電圧指令Ｖｑ２^＊に分配される。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能であり、３相電圧指令演算部７３及び変調部７４（MOD）を備えた電圧制御部７を２つ備えている。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１）を生成する第１電圧制御部７１と、第２インバータ１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）を生成する第２電圧制御部７２とを備えている。詳細は、図６～図７等を参照して後述するが、第１インバータ１１の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｖ１^＊＊、Ｖｗ１^＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２^＊＊，Ｖｖ２^＊＊、Ｖｗ２^＊＊）との位相は“π”異なっている。このため、第２電圧制御部７２には、回転センサ１３の検出結果（θ）から“π”を減算した値が入力されている。

尚、後述するように、変調方式には、回転電機８０の回転に同期した同期変調と、回転電機８０の回転とは独立した非同期変調とがある。一般的に、同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロック（ソフトウェアの場合は生成フロー）と、非同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロックとは異なっている。上述した電圧制御部７は、電圧指令と、回転電機８０の回転に同期しないキャリアとに基づいてスイッチング制御信号を生成するものであるが、本実施形態では、説明を簡略化するために、同期変調によるスイッチング制御信号（例えば後述する矩形波制御の場合のスイッチング制御信号）も電圧制御部７にて生成されるものとして説明する。

尚、インバータ１０のそれぞれのアーム３Ａは、上述したように、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。図２では、区別していないが、各相のスイッチング制御信号は、上段用スイッチング制御信号と、下段用スイッチング制御信号との２種類として出力される。例えば、第１インバータ１１のＵ相をスイッチング制御する第１Ｕ相スイッチング制御信号Ｓｕ１は、末尾に“＋”を付した第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、末尾に“－”を付した第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－との２つの信号として出力される。尚、それぞれのアーム３Ａを構成する上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとが同時にオン状態となると当該アーム３Ａが短絡状態となる。これを防ぐために、それぞれのアーム３Ａに対する上段側スイッチング制御信号と、下段側スイッチング制御信号とが共に非有効状態となるデッドタイムが設けられている。このデッドタイムも、電圧制御部７において付加される。

図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。

尚、インバータ１０には、インバータ１０の異常、例えば、スイッチング素子の温度や、過電流発生の有無等を検出する回路が備えられており、当該情報はドライブ回路２を介して回転電機制御装置１に提供される。これらの情報は、特定のスイッチング素子３を特定していなくてもよく、例えば第１インバータ１１における異常、第２インバータ１２における異常を検出可能な程度でよい。

回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えば電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つを実行することができる。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを実行することができる。尚、上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である。

また、パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。従って、回転電機制御装置１が実行可能なパルス幅変調制御には、制御方式として、連続パルス幅変調制御と、不連続パルス幅変調とが含まれる。

連続パルス幅変調は、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う変調方式であり、不連続パルス幅変調は、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う変調方式である。具体的には、不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の線間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。

パルス幅変調では、電圧指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（ＣＡ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図７等参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。

デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。

上述したように、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。尚、ここで例示した変調率の値は、デッドタイムを考慮していない物理的（数学的）な値である。

変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。

また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御（ASC-L）と称する。

本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。

図３は、回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１－Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。図３に示すように、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とのベクトルの向きが１８０度異なるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御されると、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなる。

本実施形態では、回転電機８０の動作条件に応じた複数の制御領域Ｒ（図４参照）が設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域Ｒに応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図４は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係の一例を示している。例えば、図４に示すように、回転電機８０の制御領域Ｒとして、第１速度域ＶＲ１と、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２と、同じトルクにおける回転電機８０の回転速度が第２速度域ＶＲ２よりも高い第３速度域ＶＲ３とが設定される。

上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、スイッチングパターンが異なる複数の制御方式により制御可能である。制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御（PWM）と、電気角（全周期）の１／２周期（半周期）である第１期間Ｔ１（図５等参照）においてパターンの異なる複数のパルスを出力し、残りの１／２周期（半周期）である第２期間Ｔ２（図５等参照）において非有効状態が継続するように制御する混合パルス幅変調制御（MX-PWM）とが含まれる（図５～図８を参照して後述する）。回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータを、混合パルス幅変調制御により制御する。

混合パルス幅変調制御（MX-PWM）には、混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）と、混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）とが含まれている。詳細は後述するが、混合連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う（図５、図７を参照して後述する。）。同様に詳細は後述するが、混合不連続パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御すると共に第１期間Ｔ１において複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子３をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う（図６、図８を参照して後述する。）。

混合パルス幅変調制御では、第２期間Ｔ２においてもスイッチング制御信号が非有効状態となるので、インバータ１０の損失が低減され、また、スイッチングによる高調波電流も減少して回転電機８０の損失（鉄損）も低減される。つまり、混合パルス幅変調制御を実行することによって、システム損失を低減することができる。

例えば、下記の表１に示すように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を後述する混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を後述する混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御により制御する。表中のＭｉ＿ｓｙｓ、Ｍｉ＿ｉｎｖ１、Ｍｉ＿ｉｎｖ２については後述する。

それぞれの制御領域Ｒの境界（第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２と第３速度域ＶＲ３との境界）は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。

回転電機８０の動作条件は、図４に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。

また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。

表１に示すように、制御領域Ｒが、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。尚、表中において、“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。

上記、表１には、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。

Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)

電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表１では、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。

尚、表１に示す変調率“ａ”や後述する表２に示す変調率“ｂ”は、それぞれの変調方式における変調率の理論上の上限値に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。例えば、“a”は０．５～０．６程度、“ｂ”は０．２５～０．３程度である。

ここで、図５～図８を参照して、本実施形態において特徴的な混合パルス幅変調制御（MX-PWM）について、Ｕ相の電圧指令（Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊）及びＵ相上段側スイッチング制御信号（Ｓｕ１＋，Ｓｕ２＋）の波形例を示して説明する。尚、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については、図示を省略する。図５及び図７は混合連続パルス幅変調制御（MX-CPWM）の波形例を示し、図６及び図８は混合不連続パルス幅変調制御（MX-DPWM）の波形例を示している。

図５及び図６には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通するＵ相電圧指令である共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。第１Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ１－、第２Ｕ相下段側スイッチング制御信号Ｓｕ２－、及び、Ｖ相、Ｗ相については図示を省略する（他の制御方式も同様）。

例えば、第１キャリアＣＡ１は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、第２キャリアＣＡ２は“０＜ＣＡ２＜０．５”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。キャリアＣＡ（第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２）と、電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較により、電圧指令がキャリアＣＡ以上の場合にスイッチング制御信号が“１”となり、電圧指令がキャリアＣＡ未満の場合にスイッチング制御信号が“０”となる。キャリアＣＡと電圧指令（Ｖ^＊＊）との比較論理については、以下の説明においても同様である。

図５及び図６に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。一般的なパルス幅変調では、キャリアＣＡの振幅は、電圧指令に許容される振幅と同等であり、混合パルス幅変調におけるキャリアＣＡはハーフキャリアと称することができる。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角（全周期）の１／２周期である第１期間Ｔ１（半周期）においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。残りの１／２周期である第２期間Ｔ２（半周期）においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

尚、混合不連続パルス幅変調制御では、図６に示すように、第２期間Ｔ２においても、部分的に有効状態となるパルスがスイッチング制御信号として出力されている。これは、ベースとなる不連続パルス幅変調の変調率が、連続パルス幅変調に比べて大きいことに起因している。第２期間Ｔ２において有効状態となるパルスが出力されているのは、電圧指令（Ｖ^＊＊）の振幅中心近傍であり、電圧指令（Ｖ^＊＊）の変曲点付近である。図６に示すように、混合不連続パルス幅変調制御においても、第２期間Ｔ２において非有効状態は継続して出力されていると言える。また、第２期間Ｔ２をスイッチング制御信号が非有効状態の期間（１／２周期未満の期間）のみとし、第１期間Ｔ１を１周期の中で第２期間Ｔ２以外の期間（１／２周期以上の期間）に設定すると、混合パルス幅変調を以下のように定義することもできる。混合パルス幅変調制御は、電気角の１／２周期以上である第１期間Ｔ１においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、電気角の１周期の残りである第２期間Ｔ２において非有効状態が継続するように制御されるということもできる。

図７及び図８は、混合連続パルス幅変調制御及び混合不連続パルス幅変調制御の図５及び図６とは異なる形態を例示している。生成されるスイッチング制御信号は、同じである。図７及び図８には、第１インバータ１１のキャリアＣＡである第１キャリアＣＡ１と、第２インバータ１２のキャリアＣＡである第２キャリアＣＡ２と、第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。例えば、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２は“０．５＜ＣＡ１＜１”の間で変化し、電圧指令（Ｖ^＊＊）は、“０≦Ｖ^＊＊≦１”の間で変化可能である。第１キャリアＣＡ１と第２キャリアＣＡ２とは位相が１８０度（π）異なっている。また、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とも位相が１８０度（π）異なっている。

図７及び図８に示すように、第１キャリアＣＡ１及び第２キャリアＣＡ２の振幅は、電圧指令（Ｖ^＊＊）に許容される振幅の半分である。従って、図７及び図８に示す形態におけるキャリアＣＡもハーフキャリアである。このようなハーフキャリアを用いることにより、電気角の１／２周期（或いは１／２周期以上）である第１期間Ｔ１においては、このようなハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差するため、スイッチング制御信号としてパターンの異なる複数のパルスが出力される。周期の残りの期間である第２期間Ｔ２においては、ハーフキャリアと電圧指令（Ｖ^＊＊）とが交差しないため、スイッチング制御信号は非有効状態が継続するように出力される。

図５及び図６に例示した形態は、２つのハーフキャリアと１つの共通のリファレンスとしての電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式ということができる。一方、図７及び図８に例示した形態は、２つのハーフキャリアと２つの電圧指令（Ｖ^＊＊）により変調する方式であり、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式ということができる。

図５～図８を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御は、指令値（電圧指令、上記の例ではＵ相電圧指令（Ｖｕ^＊＊（Ｖｕ^＊＊＝Ｖｕ１^＊＊＝Ｖｕ２^＊＊），Ｖｕ１^＊＊，Ｖｕ２^＊＊））の変域の１／２の波高のキャリアＣＡであるハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１、第２キャリアＣＡ２）と指令値とに基づいて複数のパルスを生成する。そして、本実施形態では、混合パルス幅変調制御の方式として、ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式と、ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式との２つを例示している。

ダブルハーフキャリア・シングルリファレンス方式では、図５及び図６を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１及び第２インバータ１２に共通する指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ位相で指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の他方（ここでは低電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と指令値（共通Ｕ相電圧指令Ｖｕ^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

ダブルハーフキャリア・ダブルリファレンス方式では、図７及び図８を参照して説明したように、ハーフキャリアとして指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊，第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）の振幅中心よりも高電圧側又は低電圧側の一方（ここでは高電圧側）に設定された第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と第１インバータ１１用の第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とに基づいて第１インバータ１１用のパルスを生成する。また、同方式では、第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と１８０度異なる位相で第１ハーフキャリア（第１キャリアＣＡ１）と同じ側（高電圧側）に設定された第２ハーフキャリア（第２キャリアＣＡ２）と第１指令値（第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊）とは位相が１８０度異なる第２インバータ１２用の第２指令値（第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊）とに基づいて第２インバータ１２用のパルスを生成する。

尚、表２を参照して後述するように、第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２においては、混合パルス幅変調ではなく、パルス幅変調によってインバータ１０が制御される場合がある。図９は、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、共に連続パルス幅変調制御により制御される場合の、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。また、図１０は、第２速度域ＶＲ２において第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、共に不連続パルス幅変調制御により制御される場合の、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊と、キャリアＣＡと、第１Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ１＋と、第２Ｕ相上段側スイッチング制御信号Ｓｕ２＋との一例を示している。

第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共にスイッチング制御される場合、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１^＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２^＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は “（４／３）Ｅ”となり、線間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる（図３のベクトル図も参照）。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１直流電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２直流電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、理解を容易にするために本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”とする。回転電機８０には、２つのインバータ１０から同等の電力が供給される。この時、双方のインバータ１０に対して、位相が１８０度（π）異なる同じ電圧指令（Ｖ^＊＊）が与えられる。

ところで、インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる形態のパルスで制御される場合には、それぞれのパルスに応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。回転電機８０の制御方式、つまりインバータ１０の制御方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切に設定されることが望ましい。

本実施形態の回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モード（効率優先モード）と、ノイズ低減優先モードとを切り替え可能に備えている。損失低減優先モードでは、回転電機制御装置１は、表１を参照して上述したように、混合パルス幅変調制御を用いてインバータ１０をスイッチング制御する。ノイズ低減優先モードでは、回転電機制御装置１は、下記の表２に例示するように、パルス幅変調制御を用いてインバータ１０をスイッチング制御する。

インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。混合パルス幅変調では、図５～図８に示すように、電気角の半周期において、２つのインバータ１０がそれぞれ異なるパルスの形態で制御されるため、それぞれのパルスに応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加する可能性がある。回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２では、車両の走行に伴う音（タイヤと路面との接地音などの走行音）も小さいため、駆動される１つのインバータ１０から出力されるノイズが可聴周波数帯域のノイズの場合には、ノイズが利用者に聞こえ易くなる可能性がある。

例えば、車両の発進時や停止に向けた減速時には、可聴周波数帯域のノイズが利用者に聞こえ易いことを考慮してノイズ低減優先モードが選択され、車両が定常走行する定常運転時には、損失低減優先モードが選択されると好適である。尚、これらのモードは、利用者による操作（設定スイッチ（タッチパネル等からの入力も含む））により、選択されてもよい。

ノイズ低減優先モードでは、回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１及び第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが混合パルス幅変調制御ではなく、パルス幅変調制御により制御される。ステータコイル８に電流を流す２つのインバータ１０は、電流の位相がほぼ１８０度異なるため、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することができる。

ところで、インバータ１０を構成するスイッチング素子３は、スイッチング素子３が常にオン状態となる短絡故障や、スイッチング素子３が常にオフ状態となるオープン故障を生じる場合がある。例えば、一般的なＹ字結線型のステータコイルを備えた回転電機が１つのインバータによって駆動される場合には、短絡故障やオープン故障が生じると、インバータの全てのスイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御や、複数相全てのアームの上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全てのアームの下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御が実行され、車両は停止することになる。

しかし、本実施形態のように、ステータコイル８として互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機８０を、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を介して駆動制御する場合には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の内の１つのインバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御することが可能である。上述したように、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡され、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態を実現することができる。

回転電機が１つのインバータによって駆動される場合には、短絡故障やオープン故障が生じると、回転電機を駆動力源とする車両を停止させる必要がある。しかし、本実施形態のように、回転電機８０が２つのインバータ１０によって駆動される場合には、短絡故障やオープン故障が生じても、回転電機８０を駆動力源とする車両を停止させることなく、一定の制限の範囲で車両の走行を継続することができる。例えば、自宅や整備工場などの当面の目的地までの走行を可能とすることができる。

例えば、一方のインバータ１０において短絡故障が生じた場合、上段側アーム及び下段側アームの内、短絡故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオン状態とし、他方の側のアームの全てのスイッチング素子３をオフ状態としてアクティブショートサーキット制御を実行するとよい。短絡故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオン状態とすることで、短絡故障したスイッチング素子３を故障していないスイッチング素子３として用いることができる。

また、一方のインバータ１０においてオープン故障が生じた場合、上段側アーム及び下段側アームの内、オープン故障したスイッチング素子３を含まない側のアームの全てのスイッチング素子３をオン状態とし、オープン故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオフ状態としてアクティブショートサーキット制御を実行するとよい。オープン故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオフ状態とすることで、オープン故障したスイッチング素子３を故障していないスイッチング素子３として用いることができる。

このため、少なくとも、故障したスイッチング素子３が、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れに属し、且つ、上段側アーム及び下段側アームの何れに属するかを特定する必要がある。より好ましくは、故障したスイッチング素子３が、複数相の内の何れの相であるかまで特定できるとよい。

以下、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３の内の何れか１つにオープン故障が生じた場合（１相オープン故障が生じた場合）に、オープン故障したスイッチング素子３を特定し、特定後に車両の走行を継続できるように、回転電機８０をフェールセーフ制御により駆動する形態について説明する。

図１１～図１４（及び後述する図３６～図３９）は、オープン故障が生じた場合の３相交流波形（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）の一例を示す波形図である。図１１及び図１２（及び図３６及び図３７）は、力行時にオープン故障が生じた場合の３相交流波形を示し、図１３及び図１４（及び図３８及び図３９）は、回生時にオープン故障が生じた場合の３相交流波形を示している。図１１～図１４（及び後述する図３６～図３９）に共通して、Ｕ相のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形を示している。また、図１１～図１４（及び後述する図３６～図３９）に共通して、第１インバータ１１の上段側（ＨＩＧＨＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、第１インバータ１１の下段側（ＬＯＷＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、第２インバータ１２の上段側（ＨＩＧＨＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、第２インバータ１２の下段側（ＬＯＷＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、をマトリクス状に示している。また、図１１に対して図１２（及び図３６に対して図３７）は、同じトルクにおいて回転電機８０の回転速度が高い場合を示し、図１３に対して図１４（及び図３８に対して図３９）は、同じトルクにおいて回転電機８０の回転速度が高い場合を示している。

図１１及び図１２に示すように、力行時にオープン故障が生じると、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の上段側であっても、下段側であっても、３相交流波形は非対称で歪んだ波形となる。また、３相交流波形は、第１インバータ１１の上段側がオープン故障した場合と、第２インバータ１２の下段側がオープン故障した場合とで同様の波形となり、第１インバータ１１の下段側がオープン故障した場合と、第２インバータ１２の上段側がオープン故障した場合とで同様の波形となる。

一方、図１３及び図１４に示すように、回生時には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側でオープン故障が生じた場合は、３相交流波形が非対称で歪んだ波形となるが、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の上段側でオープン故障が生じた場合は、３相交流波形は、ほぼ対称でほぼ歪みの無い波形となる。

即ち、図１５に示すように、力行時（図１６～図１８を参照して後述する超低速時の力行は除く）には、どこでオープン故障が生じても３相交流波形は異常を示し、その異常の形態は、図１５に示す第１故障パターンＦＰ１と、第２故障パターンＦＰ２との２つの故障パターンＦＰに大別することができる。回生時には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側においてオープン故障が生じた場合にのみ、３相交流波形は異常を示す。その異常の形態は、図１５に示す第１下段側故障パターンＬＦ１と、第２下段側故障パターンＬＦ２との２つの下段側故障パターンＬＦに大別することができる。

第１故障パターンＦＰ１は、第１インバータ１１の上段側アーム又は第２インバータ１２の下段側アームの何れかがオープン故障を生じた故障側アームである場合の故障パターンＦＰである。第２故障パターンＦＰ２は、第１インバータ１１の下段側アーム又は第２インバータ１２の上段側アームの何れかが故障側アームである場合の故障パターンＦＰである。第１下段側故障パターンＬＦ１は、第２インバータの下段側アームが故障側アームである場合の下段側故障パターンＬＦである。第２下段側故障パターンＬＦ２は、第１インバータの下段側アームが故障側アームである場合の下段側故障パターンＬＦである。

図１５に示すように、故障パターンＦＰと下段側故障パターンＬＦとの形状は、一部が重複しつつ異なっている。従って、力行時における３相交流波形の状態と、回生時における３相交流波形の状態を照合すれば、オープン故障が検出された場合に、どちらのインバータ１０の上段側及び下段側でオープン故障が生じているか（故障側アームがどこであるか）を判別することが可能である。

具体的には、力行時に第１故障パターンＦＰ１が検出されており、回生時に３相交流波形に異常が検出されなかった場合には、第１インバータ１１の上段側（inv1-HIGHSIDE）においてオープン故障が生じていると判別することができる。力行時に第１故障パターンＦＰ１が検出されており、回生時に第１下段側故障パターンＬＦ１が検出された場合には、第２インバータ１２の下段側（inv2-LOWSIDE）においてオープン故障が生じていると判別することができる。また、力行時に第２故障パターンＦＰ２が検出されており、回生時に３相交流波形に異常が検出されなかった場合には、第２インバータ１２の上段側（inv2-HIGHSIDE）においてオープン故障が生じていると判別することができる。力行時に第２故障パターンＦＰ２が検出されており、回生時に第２下段側故障パターンＬＦ２が検出された場合には、第１インバータ１１の下段側（inv1-LOWSIDE）においてオープン故障が生じていると判別することができる。

図１６及び図１７は、図１１及び図１３よりも回転電機８０の回転速度が低い、超低回転速度においてオープン故障が生じた場合の３相交流波形を示している。図１６及び図１７共に、力行時にオープン故障が生じた場合の３相交流波形を示している。図１６は、第１インバータ１１の上段側又は下段側のＵ相のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形を示しており、図１７は、第２インバータ１２の上段側又は下段側のＵ相のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形を示している。図１６及び図１７に共通して、３種類の異なる回転速度（ＲＳ１，ＲＳ２，ＲＳ３）における波形、上段側（ＨＩＧＨＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、下段側（ＬＯＷＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、をマトリクス状に示している。尚、回転速度は、「ＲＳ１＜ＲＳ２＜ＲＳ３」であり、３つの中で最も回転速度が高い「ＲＳ３」も図１１及び図１３よりも回転電機８０の回転速度が低い超低回転速度である。

回生時と同様に、図１６及び図１７に示すように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側でオープン故障が生じた場合は、３相交流波形が非対称で歪んだ波形となるが、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の上段側でオープン故障が生じた場合は、３相交流波形は、ほぼ対称でほぼ歪みの無い波形となる。つまり、図１８に示すように、回転速度を超低回転速まで低下させると、オープン故障が生じた場合の３相交流波形の状態が変わる。超低回転速度における３相交流波形の挙動は回生の場合と同様であるから、図１５を参照して上述したように、超低回転速度の力行時と、それよりも高速の力行時とにおける、３相交流波形の状態を照合すれば、オープン故障が検出された場合に、どちらのインバータ１０の上段側及び下段側でオープン故障が生じているかを判別することが可能である。

図１９は、回転電機８０の制御領域における動作点を示している。尚、図１９における制御領域“Ｒｓ”は、１つのインバータ１０によって回転電機８０を制御する場合のシングルインバータ制御領域Ｒｓを示し、制御領域の全体を示す“Ｒｄ”は、２つのインバータ１０によって回転電機８０を制御する場合のデュアルインバータ制御領域Ｒｄを示している。

例えば、シングルインバータ制御領域Ｒｓの外の第１動作点Ｑ１において力行中にオープン故障が検出された場合、動作点を回生側の第２動作点Ｑ２に移動させることで、図１５を参照して上述したように、オープン故障した箇所を判別することができる。図２０は、回転電機８０のトルク指令と回転速度との関係を示しており、第１動作点Ｑ１において力行中にオープン故障が検出された時刻ｔ１において、トルク指令が力行トルクから回生トルクへと変更されている。回生制御により、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に回転電機８０の回転速度が低下し、時刻ｔ２では、シングルインバータ制御領域Ｒｓの回転速度まで低下している。

オープン故障した箇所が特定されると、シングルインバータ制御領域Ｒｓにおいて、故障した側の一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御することによって、故障していない他方のインバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御することができる。第３動作点Ｑ３は、元の第１動作点Ｑ１に比べて回転速度は低いが、同等のトルクを出力できており、一定の制限の範囲で車両の走行を継続することができる。

ここでは、詳細な説明は省略するが、力行中にオープン故障が検出された場合に、上述したように動作点を回生側に移動させることなく、例えばシャットダウン制御等によって回転速度を超低回転速度まで低下させて、オープン故障した箇所を特定してもよい。詳細については、図３４を参照して後述する。

ところで、上述したように、シングルインバータ制御領域Ｒｓの外の第１動作点Ｑ１において力行中にオープン故障が検出された場合、動作点を回生側の第２動作点Ｑ２に移動させ、回生運転によって回転電機８０の回転速度を低下させる場合、故障箇所が下段側であると、３相交流波形は歪んだ状態である。波形が歪んでいると、高調波成分が出現して、直流電源６や直流リンクコンデンサ４等を消耗させたり、電磁ノイズにより他の機器に影響を与えたり、また、可聴ノイズを生じさせたりする場合がある。このため、回生時の電流波形における歪みは抑制されることが好ましい。

上述したように、上段側でオープン故障が発生した場合には、回生時に３相交流にほぼ歪みを生じない。そこで、本実施形態では、スイッチングパターンを変更することで３相交流の歪みを解消させる。図２１及び図２２は、オープン故障が生じている状態で回生時の３相電流波形の歪みを解消するためのスイッチング制御信号を示している。図２１は、第１ケース（ｃａｓｅ１）のスイッチング制御信号を示し、図２２は、第２ケース（ｃａｓｅ２）のスイッチング制御信号を示している。

第１ケースでは、まず、第１インバータ１１の上段側のスイッチング制御信号と、下段側のスイッチング制御信号とを入れ替えると共に、第２インバータ１２の上段側のスイッチング制御信号と、下段側のスイッチング制御信号とを入れ替える。さらに、第１インバータ１１のスイッチング制御信号と、第２インバータ１２のスイッチング制御信号とを入れ替える。即ち、第１ケースでは、第１インバータ１１の上段側アームのスイッチングパターンと第２インバータ１２の下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えると共に、第１インバータ１１の下段側アームのスイッチングパターンと第２インバータの上段側アームのスイッチングパターンとを入れ替える。

第２ケースでは、第１ケースと同様に、まず、第１インバータ１１の上段側のスイッチング制御信号と、下段側のスイッチング制御信号とを入れ替える。そして、ステータコイル８に流れる電流の向きを入れ替える。例えば、図２に示した３相２相座標変換部５５において３相電流の正負を反転させればよい。即ち、第２ケースでは、第１インバータ１１の上段側アームのスイッチングパターンと下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えると共に、第２インバータ１２の上段側アームのスイッチングパターンと下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替え、さらに、複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）のそれぞれの正負を反転させる。

図２３は、上段側でオープン故障が生じている状態での回生時の３相電流波形（左）と、下段側でオープン故障が生じている状態での回生時において第１ケース（ｃａｓｅ１）のスイッチング制御信号及び第２ケース（ｃａｓｅ２）のスイッチング制御信号により歪みが解消された３相電流波形（右の上下）を示している。図２３に示すように、上段側でオープン故障が生じていても、下段側でオープン故障が生じている場合と同様に、３相交流波形は、ほぼ歪みのない波形となっている。このように、回生時の波形を整える制御を回生フェールアクションと称する。

図２４は、オープン故障の発生箇所を判別する概略手順の一例を示している。回転電機制御装置１は、オープン故障（OPEN-FAIL）の発生を検出すると（＃５）、回転電機８０の回転速度が回生（ReGEN）可能な回転速度であるか否かを判定する（＃６）。上述したように、本実施形態では、オープン故障箇所を特定した後、故障していない方の１つのインバータ１０を介して回転電機８０の駆動制御を継続する。回生を行った場合には、回転電機８０の回転速度を低下させるため、回転電機８０の回転速度が低い場合には回転電機８０が停止するまで減速してしまうおそれがある。

このため、回転電機制御装置１は、ステップ＃６において回転電機８０の回転速度が回生可能な回転速度であるか否かを判定し、回生可能な場合に、回生を伴う第１故障箇所判別処理（＃１０）を実行する。一方、回生が可能ではない場合には、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度を上述した超低回転速度まで減速させる減速処理（＃８）を実行した後、回生を伴わない第２故障箇所判別処理（＃２０）を実行する。尚、ステップ＃６の時点において、すでに回転電機８０の回転速度が超低回転速度である場合には、さらに減速する必要はない。ステップ＃８の減速処理には、図３４を参照して後述するように、回転速度の判定処理（＃８１）が含まれている。従って、ステップ＃８の減速処理は、必ずしも減速を伴うものではない。

第１故障箇所判別処理（＃１０）又は第２故障箇所判別処理（＃２０）においてオープン故障箇所が判別されると、回転電機制御装置１は、上述したように、シングルインバータ制御領域Ｒｓにおいて故障していない方のインバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御する（＃６０：1-inv駆動）。尚、図３２及び図３５を参照して後述するように、第３故障箇所判別処理（＃３０）によってオープン故障箇所が判別されてもよい。

以下、図２５～図３１を参照して、３相電流波形に基づいてオープン故障を生じた箇所を判別する原理について説明し、図３２～図３５のフローチャートを参照して、オープン故障を生じた箇所を判別する手順について説明する。

図１１～図１４、図１６、図１７に示したように、オープン故障が生じると、３相交流波形が歪みを生じ、また、非対称な波形となる。例えば、第１インバータ１１の上段側（又は第２インバータ１２の下段側）においてオープン故障が発生すると、図１１に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、負側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、正側に偏向した波形となる。ここで、３相電流（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）を所定時間（例えば２００［ｍｓ］）に亘って積算すると、図２５等を参照して後述するように、Ｕ相積算電流ΣＩｕ、Ｖ相積算電流ΣＩｖ、Ｗ相積算電流ΣＩｗを得ることができる。Ｕ相積算電流ΣＩｕ、Ｖ相積算電流ΣＩｖ、Ｗ相積算電流ΣＩｗは、３相交流波形の歪みを顕著に示しており、これらを用いることでオープン故障の箇所を判別することができる。尚、電流の積算に際しては、それぞれの交流電流のピーク値から積算を開始すると、積算値がオフセットして誤差を生じることを抑制できる。

図２５及び図２６は、オープン故障箇所の判別が可能な３相交流波形及び積算電流の一例を示しており、図２７は、故障箇所の判別が困難な３相交流波形及び積算電流の一例を示している。また、図２８及び図２９は、上述したように回生時における、交流電流の歪み解消前の積算電流と歪み解消後の積算電流を示している。また、図３０及び図３１は、超低回転速度の力行時にオープン故障が生じた場合の積算電流の一例を示している。図３０は、故障箇所の判別が困難な積算電流の一例を示しており、図３１は、故障箇所の判別が可能な積算電流の一例を示している。

また、図２５、図２７、図３０は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した場合の例を示し、図２６、図２８、図３１は第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した場合の例を示している。また、図２９は、第２インバータ１２のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した場合の例を示している。図２５、図２６，図３０、図３１は、力行時の波形であり、図２７～図２９は、回生時の波形である。尚、図２５、図２６，図３０、図３１における一点鎖線は、オープン故障が生じた時刻を示しており、図２８及び図２９における一点鎖線は、歪みを解消するためにスイッチング制御信号を切り替えた時刻を示している。

図２５に示すように、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により力行されると、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。Ｕ相電流Ｉｕは、負側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、正側に偏向した波形となる。ここで、回転電機制御装置１は、３相電流（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）を所定時間（例えば２００［ｍｓ］）に亘って積算する。負側に偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図２５に示すように、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。また、正側に偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、正側に増加していく（波形は上昇していく）。

回転電機制御装置１は、正側及び負側に予め規定された積算閾値を設定し、当該積算閾値を正側或いは負側に超えた場合に、オープン故障が発生していると判定するとともに、オープン故障の発生パターンを特定することができる。ここで、正側の積算閾値を“Ｉｔｈ＋”とし、負側の積算閾値を“Ｉｔｈ－”とする。図２５に例示した形態では、以下のような条件が成立するときに、オープン故障の発生が判定される。この条件を第１パターンとする。

（ΣＩｕ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｖ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｗ＞Ｉｔｈ＋）

尚、この条件は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した場合に加えて、第２インバータ１２のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した場合にも成立する。

図２６に示すように、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により力行された場合も、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。Ｕ相電流Ｉｕは、正側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、負側に偏向した波形となる。正側に偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図２６に示すように、正側に増加していく（波形は上昇していく）。また、負側に偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。図２６に例示した形態では、以下のような条件が成立するときに、オープン故障の発生が判定される。この条件を第２パターンとする。

（ΣＩｕ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｖ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｗ＜Ｉｔｈ－）

尚、この条件は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した場合に加えて、第２インバータ１２のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した場合にも成立する。

第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成する１２個のスイッチング素子３がオープン故障した場合に成立する条件は下記の表３に示すように、第１パターンから第６パターンまでの６種類ある。以下の説明において、それぞれのスイッチング素子３は、３相の識別記号（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の識別番号（１，２）、上段側スイッチング素子３Ｈ及び下段側スイッチング素子３Ｌの識別記号（Ｈ，Ｌ）を用いて、例えば、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈであれば“Ｕ１Ｈ”、第２インバータ１２のＷ相の下段側スイッチング素子３Ｌであれば“Ｗ２Ｌ”と表記する。

図２７は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により回生された場合の積算電流を示している。図１４等に示すように、３相交流波形の歪みは僅かである。Ｕ相電流Ｉｕは、やや負側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖは、やや正側に偏向しているものの、Ｗ相電流Ｉｗは、ほとんど偏向していない。このため、図２７に示すように、Ｕ相積算電流ΣＩｕが負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）傾向を示し、Ｖ相積算電流ΣＩｖが正側に増加していく（波形は上昇していく）傾向を示すものの、Ｗ相積算電流ΣＩｗは、正側にも負側にもほとんど増減しない。従って、時間が経過してもＷ相積算電流ΣＩｗは、表３に示すパターン１～６の何れの条件も満たさず、オープン故障の検出条件を満たさない。従って、上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した場合には、回生時には異常と検出されない（図１５等参照）。

図２８は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により回生された場合の積算電流を示している。図１３及び図１４に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、正側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、負側に偏向した波形となる。正側に偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図２８に示すように、正側に増加していく（波形は上昇していく）。また、負側に偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。力行時の第２パターンと同じく、下記が成立して、オープン故障の発生が判定される。

（ΣＩｕ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｖ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｗ＜Ｉｔｈ－）

その後、図２１及び図２２を参照して上述したように、歪を解消するためにスイッチング制御信号を入れ替えて回生フェールアクションが実行されると、回生時に第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した状態と等価となる（図２７と同様の傾向を示すようになる。）。このため、積算電流の正側及び負側への増加も解消される。

図２９は、第２インバータ１２のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により回生された場合の積算電流を示している。図１３及び図１４に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、負側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、正側に偏向した波形となる。負側に偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図２９に示すように、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。また、正側に偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、正側に増加していく（波形は上昇していく）。従って、力行時の第１パターンと同じく、下記が成立して、オープン故障の発生が判定される。

（ΣＩｕ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｖ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｗ＞Ｉｔｈ＋）

その後、図２１及び図２２を参照して上述したように、歪を解消するためにスイッチング制御信号を入れ替えて回生フェールアクションが実行されると、回生時に第２インバータ１２のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した状態と等価となる。このため、積算電流の正側及び負側への増加も解消される。

回生時において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側の６個のスイッチング素子３がオープン故障した場合に成立する条件は下記の表４に示すように、第１パターンから第６パターンまでの６種類ある。それぞれのパターンの番号と論理式は、表３と同じである。

表３と表４とを組み合わせると、下記の表５に示すように、１２個のスイッチング素子の何れにおいて、オープン故障が発生しているかを特定することができる。

図３０は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により超低回転速度で力行されている場合の積算電流を示している。図１６及び図１７に示すように、３相交流波形にはほとんど歪みが生じていない。このため、図３０に示すように、Ｕ相積算電流ΣＩｕ、Ｖ相積算電流ΣＩｖ、Ｗ相積算電流ΣＩｗは、正側にも負側にもほとんど増減しない。従って、時間が経過してもＷ相積算電流ΣＩｗは、表３や表４に示すパターン１～６の何れの条件も満足せず、オープン故障の検出条件を満たさない。

図３１は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌがオープン故障した状態で混合パルス幅変調制御により超低回転速度で力行された場合の積層電流を示している。図１６及び図１７に示すように、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。Ｕ相電流Ｉｕは、正側に偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、負側に偏向した波形となる。正側に偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図３１に示すように、正側に増加していく（波形は上昇していく）。また、負側に偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。図３１に例示した形態では、以下のような条件が成立するときに、オープン故障の発生が判定される。この条件は、表３及び表４の第２パターンと同じである。

（ΣＩｕ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｖ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｗ＜Ｉｔｈ－）

超低回転速度の力行において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側の６個のスイッチング素子３がオープン故障した場合に成立する条件は下記の表６に示すように、第１パターンから第６パターンまでの６種類ある。それぞれのパターンの番号と論理式は、表３及び表４と同じであり、表６は表４と同じである。

表３と表６とを組み合わせると、下記の表７に示すように、１２個のスイッチング素子の何れにおいて、オープン故障が発生しているかを特定することができる。これは表５と同じである。

以下、図３２～図３５のフローチャートも参照して、故障側アームを判別する手順について説明する。図３２は、故障側アームを判別する全体的な手順の一例を示している。図３３は、第１故障箇所判別処理（＃１０）の手順の一例を示し、図３４は、第２故障箇所判別処理（＃２０）の手順の一例を示し、図３５は、第３故障箇所判別処理（＃３０）の手順の一例を示している。

上述したように、オープン故障の検出、及び故障側アームの判別には、交流電流の積算値である積算電流を求める必要がある。このため、交流電流（相電流）の積算が開始される（＃１）。上述したように、例えば、２００［ｍｓ］分の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が積算され、積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）が演算される。

続くステップ＃２では、過電流状態（ＯＣ）であるか否かが判定される。発明者らの実験やシミュレーションによれば、例えば図１９に示す高出力領域Ｒｏｃのように、回転電機８０の出力トルクが大きく、回転速度も高いような動作領域においてオープン故障が生じた場合には、３相交流電流の瞬時値が非常に大きな値となることが確認された。このような場合には、インバータ１０や回転電機８０に備えられた不図示の過電流検出センサによって、過電流状態であることが検出され、検出結果が回転電機制御装置１に伝達される。過電流に対する対応は、優先順位が高いため、回転電機制御装置１は、他の制御を制限して、過電流状態を解消させる制御を優先的に実行する。ここでは、回転電機制御装置１は、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行して（＃３ａ）、回転電機８０の回転速度を低下させる（＃３：減速処理）。回転電機制御装置１は、回転速度が目標速度（例えば、動作点が高出力領域Ｒｏｃの外となる回転速度）に達すると、通常の制御（トルク制御）に復帰する（＃３ｂ，＃３ｃ）。

次に、回転電機８０の動作状態が、力行（PWR）であるか、回生（ReGEN）であるかが判定される（＃４）。回生である場合には、＄１を経て、図３５を参照して後述するように、第３故障箇所判別処理（＃３０）が実行される。回転電機８０が力行している場合には、オープン故障（OPEN-FAIL）が検出されているか否かが判定される（＃５）。ここでは、表３に示す６つのパターンの判定条件の何れか１つを満たしているか否かが判定され、何れか１つを満たしている場合に、オープン故障を生じていると検出される。尚、ステップ＃５が実行される際の回転電機８０の制御状態は第１制御状態に相当する。また、ここでは、図１９に示す第１動作点Ｑ１における第１制御状態で、オープン故障が検出されたとして説明する。＄３，＄５については図４０及び図４１を参照して後述する。

オープン故障を生じていると判定されると、次に回転電機８０が回生（ReGEN）可能であるか否かが判定される（＃６）。上述したように、２つのインバータ１０を備えた本実施形態では、オープン故障が生じた場合も、回転電機８０の制御を継続し、車両の走行を継続させるように制御する。回転電機８０を回生させると、回転電機８０が減速するため、車両の走行速度が低く、回転電機８０の回転速度も低い場合には、回生によって回転電機８０が停止し、車両も停止してしまうおそれがある。つまり、車両の走行を継続させることが困難となる。ステップ＃６では、例えば、回転電機８０の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上であるか否かが判定される。

回転電機８０の回転速度が第１規定回転速度以上の場合には、回転電機制御装置１は、回生トルク（ReGEN-TR）を設定して（＃７）、第１故障箇所判別処理（＃１０）を実行する。回生トルクの設定によって、回転電機８０の動作点は、図１９に示す第１動作点Ｑ１から第２動作点Ｑ２へ移動する。回転電機制御装置１は、第１故障箇所判別処理（＃１０）の実行によって故障側アームを特定した後、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６１（＃６０））。

ステップ＃６において、回転電機８０の回転速度が第１規定回転速度未満の場合には、第２故障箇所判別処理（＃２０）が実行される。第２故障箇所判別処理（＃２０）は、図１６～図１８、図３０，図３１、表６，表７を参照して上述したように、超低回転速度での力行を伴う処理である。即ち、第２故障箇所判別処理（＃２０）は、第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下の回転速度で実行される。このため、第２故障箇所判別処理（＃２０）に先だって、回転電機８０の回転速度を第２規定回転速度（超低速側規定速度）に設定する処理が実行される（＃８）。回転電機制御装置１は、第２故障箇所判別処理（＃２０）の実行によって故障側アームを特定した後、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６２（＃６０））。

以下、図３３を参照して、第１故障箇所判別処理（＃１０）について説明する。第１故障箇所判別処理（＃１０）では、はじめに、回生状態（第２制御状態）においてオープン故障が検出されるか否かが判定される（＃１１）。ここでは、表４に示す６つのパターンの判定条件の何れか１つを満たしているか否かが判定され、何れか１つを満たしている場合に、オープン故障を生じていると検出される。

ステップ＃１１においてオープン故障を生じていると判定された場合は、図２１～図２３を参照して上述したように、回生における交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形の歪みや偏向を解消させるために、回生フェールアクション（＃１２）が実行される。通常の回生、或いは回生フェールアクションを伴う回生によって、回転電機８０の回転速度は低下し、動作点はシングルインバータ制御領域Ｒｓの中まで移動する。ステップ＃１２に続くステップ＃１３ａ（＃１３）では、回転電機８０の動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内であるか否かが判定される。動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内でなければ、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内と判定されるまで、回生による減速が継続される（＃１４ａ（＃１４））。

動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓに入っている場合には、ステップ＃５においてオープン故障が検出された際の故障パターンＦＰが、第１故障パターンＦＰ１であるか否かが判定される（＃１５ａ（＃１５））。故障パターンＦＰが第１故障パターンＦＰ１である場合には、故障側アームは、第１インバータ１１の上段側アーム（inv1:H）又は第２インバータ１２の下段側アーム（inv2:L）である。ステップ＃１１において、回生においてもオープン故障が検出されているので、故障側アームは、第２インバータ１２の下段側アーム（inv2:L）である。従って、ステップ＃１６ａ（＃１６）において、故障箇所（FAIL）が、第２インバータ１２の下段側アーム（inv2-LOW）であると設定される。

回転電機制御装置１は、回転電機８０の出力トルクがゼロとなるように制御するゼロニュートン制御（0Nm）を経て、動作点を第３動作点Ｑ３に移動させ、下段側アームにオープン故障が生じている第２インバータ１２を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）により制御すると共に、第１インバータ１１をパルス幅変調により制御する（＃１７ａ（＃１７））。そして、回生から力行へと復帰させ（＃１８ａ（＃１８））、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６１（＃６０））。

ステップ＃１５ａ（＃１５）からステップ＃１６ｂ（＃１６）、＃１７ｂ（＃１７）、＃１８ｂ（＃１８）、＃６１（＃６０）と遷移する経路も同様であるから、詳細な説明は省略する。また、ステップ＃１１からステップ＃１３ｂ（＃１３）、＃１４ｂ（＃１４）、＃１５ｂ（＃１５）、＃１６ｃ（＃１６）、＃１７ｃ（＃１７）、＃１８ｃ（＃１８）、＃６１（＃６０）と遷移する経路、及び、ステップ＃１５ｂ（＃１５）からステップ＃１６ｄ（＃１６）、＃１７ｄ（＃１７）、＃１８ｄ（＃１８）、＃６１（＃６０）と遷移する経路についても同様であるから詳細な説明は省略する。

尚、図２１、図２２、図２８、図２９等を参照して上述したように、回生フェールアクションが実行されると、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の歪みや偏向も抑制され、積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の偏向も小さくなる。従って、表４を参照して上述したような回生時の判定条件も成立しなくなる。このため、ステップ＃１５、＃１６における判定に用いられる積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）は、ステップ＃１２において回生フェールアクションが実行される前に取得された値（例えばステップ＃１１における判定時に取得された値）であることが好ましい。或いは、ステップ＃１５、＃１６における判定は、回生フェールアクションの前に実行されると好適である。

以下、図３４を参照して、第２故障箇所判別処理（＃２０）について説明する。図３２を参照して上述したように、第２故障箇所判別処理（＃２０）に先だって、回転電機８０の回転速度を第２規定回転速度（超低速側規定速度）に設定する超低速側規定速度設定処理（＃８）が実行される。超低速側規定速度設定処理では、はじめに、回転電機８０の回転速度が、第２規定回転速度（超低速側規定速度）以下であるか否かが判定される（＃８１）。回転速度が、超低速側規定速度よりも高い場合には、回転電機制御装置１は、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）、ゼロニュートン制御（0Nm）により、回転電機８０の回転速度を減速させる（＃８２）。回転電機８０の回転速度が、第２規定回転速度（超低速側規定速度）以下である場合には、回転電機８０の制御モードをトルクモードに設定する（＃８３）。即ち、ステップ＃８２の減速のための制御を行っていない場合には、トルクモードが継続され、減速のための制御を行っている場合には、トルクモードに復帰することになる。

回転電機制御装置１は、回転電機８０が第２規定回転速度（超低速側規定速度）以下の回転速度で力行している状態（超低回転速度の力行（第２制御状態））において、オープン故障が検出されるか否かを判定する（＃２１）。ここでは、表６に示す６つのパターンの判定条件の何れか１つを満たしているか否かが判定され、何れか１つを満たしている場合に、オープン故障を生じていると検出される。

ステップ＃２１においてオープン故障を生じていると判定された場合は、ステップ＃５においてオープン故障が検出された際の故障パターンＦＰが、第１故障パターンＦＰ１であるか否かが判定される（＃２５ａ（＃２５））。故障パターンが第１故障パターンＦＰ１である場合には、故障側アームは、第１インバータ１１の上段側アーム（inv1:H）又は第２インバータ１２の下段側アーム（inv2:L）である。ステップ＃２１において、超低回転速度の力行においてもオープン故障が検出されているので、故障側アームは、第２インバータ１２の下段側アーム（inv2:L）である。従って、ステップ＃２６ａ（＃２６）において、故障箇所（FAIL）が、第２インバータ１２の下段側アーム（inv2-LOW）であると設定される。

回転電機制御装置１は、下段側アームにオープン故障が生じている第２インバータ１２を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）により制御すると共に、第１インバータ１１をパルス幅変調により制御する（＃２７ａ（＃２７））。そして、超低回転速度の力行から、通常の力行へと復帰させ（＃２８ａ（＃２８））、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６２（＃６０））。

ステップ＃２５ａ（＃２５）からステップ＃２６ｂ（＃２６）、＃２７ｂ（＃２７）、＃２８ｂ（＃２８）、＃６２（＃６０）と遷移する経路も同様であるから、詳細な説明は省略する。また、ステップ＃２１からステップ＃２５ｂ（＃２５）、＃２６ｃ（＃２６）、＃２７ｃ（＃２７）、＃２８ｃ（＃２８）、＃６２（＃６０）と遷移する経路、及び、ステップ＃２５ｂ（＃２５）からステップ＃２６ｄ（＃２６）、＃２７ｄ（＃２７）、＃２８ｄ（＃２８）、＃６２（＃６０）と遷移する経路についても同様であるから詳細な説明は省略する。

以下、図３５を参照して、第３故障箇所判別処理（＃３０）について説明する。図３２に示すように、第３故障箇所判別処理（＃３０）は、ステップ＃５の第１制御状態におけるオープン故障判別処理の前に分岐して実行される。第３故障箇所判別処理（＃３０）は、回転電機８０が回生中に実行されるため、第２制御状態における故障判別処理に相当する。しかし、第３故障箇所判別処理（＃３０）は、第１制御状態における故障判別処理とは別に独立して実行される。上述したように、インバータ１０が混合パルス幅変調制御によりスイッチングされる場合は、上段側アームにオープン故障が生じても、回生時の交流波形に生じる歪みが小さく、オープン故障の発生を検出することが困難である。従って、第３故障箇所判別処理（＃３０）では、下段側アームにオープン故障が生じた場合にのみ、オープン故障の発生を検出すると共に、故障したインバータ１０を判別する。尚、回転電機８０の運転状態が力行に遷移すると、第１制御状態におけるオープン故障検出が可能である。従って、第３故障箇所判別処理は、回転電機８０が回生中に、少なくとも下段側アームにおいてオープン故障が生じたことを速やかに検出すると共に、故障箇所を特定するために実行される。

第３故障箇所判別処理（＃３０）では、はじめに、回生状態（第２制御状態）においてオープン故障が検出されるか否かが判定される（＃３１）。第３故障箇所判別処理においても、表４に示す６つのパターンの判定条件の何れか１つを満たしているか否かが判定され、何れか１つを満たしている場合に、オープン故障を生じていると検出される。ここでは、下段側故障パターンＬＦであることが検出される。上述したように、上段側アームにおいてオープン故障が生じていた場合には、第３故障箇所判別処理（＃３０）では、故障の検出も、故障箇所の判別も行えない。

ステップ＃３１においてオープン故障を生じていると判定された場合は、図２１～図２３を参照して上述したように、回生における交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形の歪みや偏向を解消させるために、回生フェールアクション（＃３２）が実行される。回生フェールアクションの実行によって、回転電機８０の回転速度は低下し、動作点はシングルインバータ制御領域Ｒｓの中まで移動する。ステップ＃３２に続くステップ＃３３では、回転電機８０の動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内であるか否かが判定される。動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内でなければ、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内と判定されるまで、回生による減速が継続される（＃３４）。

動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓに入っている場合には、第１インバータ１１の下段側アームと、第２インバータ１２の下段側アームとの何れにおいてオープン故障が生じていたかが判定される。ここでは、オープン故障の検出相が第２インバータ１２であるか否かが判定される（＃３５）。表４を参照して上述したように、回転電機制御装置１は、６つのパターンの判定条件の何れが成立したかによって、オープン故障しているスイッチング素子３を特定することができる。つまり、オープン故障が第１インバータ１１で発生しているか、第２インバータ１２で発生しているかは既知である。

オープン故障が第２インバータ１２で発生している場合は、ステップ＃３６ａ（＃３６）において、故障箇所（FAIL）が、第２インバータ１２の下段側アーム（inv2-LOW）であると設定される。また、オープン故障が第１インバータ１１で発生している場合は、ステップ＃３６ｂ（＃３６）において、故障箇所（FAIL）が、第１インバータ１１の下段側アーム（inv1-LOW）であると設定される。

オープン故障が第２インバータ１２で発生している場合、回転電機制御装置１は、下段側アームにオープン故障が生じている第２インバータ１２を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）により制御すると共に、第１インバータ１１をパルス幅変調により制御する（＃３７ａ（＃３７））。そして、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６３（＃６０））。また、オープン故障が第１インバータ１１で発生している場合、回転電機制御装置１は、下段側アームにオープン故障が生じている第１インバータ１１を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）により制御すると共に、第２インバータ１２をパルス幅変調により制御する（＃３７ｂ（＃３７））。そして、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６３（＃６０））。

尚、シングルインバータ駆動制御（＃６０）における制御形態は、連続パルス幅変調制御（CPWM）、不連続パルス幅変調制御（DPWM）のみに限らず、矩形波制御（1-Pulse）であってもよい。これらは例示であり、変調形式はどのようなものであってもよい。ここで、混合パルス幅変調制御は、第２期間Ｔ２においてスイッチング制御信号が非有効状態となり、システム損失を低減することができる。第１インバータ１１と第２インバータ１２とで互いに異なる期間を第２期間Ｔ２とすることで、全体としては、連続して複数のパルスによってスイッチングされる状態が実現できる。しかし、シングルインバータ駆動制御では、何れか一方のインバータ１０のみがスイッチングされるため、混合パルス幅変調制御では、交流波形に歪みが生じる可能性がある。従って、シングルインバータ駆動制御は、電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御や、矩形波制御により実行されると好適である。しかし、制御形態として、混合パルス幅変調制御（MX-PWM）が選択されることを妨げるものでもない。

また、図２１、図２２、図２８、図２９等を参照して上述したように、回生フェールアクションが実行されると、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の歪みや偏向も抑制され、積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の偏向も小さくなる。従って、表４を参照して上述したような回生時における判定条件も成立しなくなる。このため、第１故障箇所判別処理（＃１０）と同様に、ステップ＃３５における判定に用いられる積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）は、ステップ＃３２において回生フェールアクションが実行される前に取得された値（例えばステップ＃３１の判定の際に取得された値）であることが好ましい。或いは、ステップ＃３５における判定は、回生フェールアクションの前に実行されると好適である。

以上、説明したように、回転電機制御装置１は、１つのスイッチング素子３が常に開放状態となるオープン故障（１相オープン故障）が生じた場合に、複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）のそれぞれを積算して各相の電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）を演算し、それぞれの電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づいて、オープン故障の発生を検出すると共に、オープン故障が生じた箇所を判別する。第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、混合パルス幅変調制御によりスイッチング制御されている場合、回転電機制御装置１は、第１制御状態（力行）におけるそれぞれの電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づき、第１故障パターンＦＰ１、第２故障パターンＦＰ２の何れが故障パターンＦＰでであるかを判別する。また、回転電機制御装置１は、第１制御状態（力行）とは異なる第２制御状態（回生／超低回転速度での力行）におけるそれぞれの電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）に基づき、第１下段側故障パターンＬＦ１、第２下段側故障パターンＬＦ２の何れが下段側故障パターンＬＦであるかを判別する。そして、回転電機制御装置１は、第１制御状態における判別結果と、第２制御状態における判別結果とに基づいて、第１インバータ１１の上段側アーム、第１インバータ１１の下段側アーム、第２インバータ１２の上段側アーム、第２インバータ１２の下段側アームの何れが故障側アームであるかを判別する。

尚、上記においては、図３２等を参照して、第１制御状態における判別の後で、第２制御状態における判別が行われる形態を例示した。しかし、第１制御状態と第２制御状態との順序は逆であってもよい。また、第１制御状態における判別結果と、第２制御状態における判別結果とに基づく判別には、例えば第１制御状態における判別結果がない場合も含まれる。第１制御状態における判別結果がなく、第２制御状態において下段側故障パターンＬＦが判別された場合には、第１下段側故障パターンＬＦ１により第２インバータ１２の下段側アームが故障側アームであることが特定され、第２下段側故障パターンＬＦ２により第１インバータ１１の下段側アームが故障側アームであることが特定される。第１制御状態における判別結果と、第２制御状態における判別結果との双方がある場合については、図１５を参照して上述した通りである。

尚、上段側アームでオープン故障が生じており、第１制御状態がない場合には、オープン故障を生じている故障側アームが特定されない。しかし、この場合、回転電機８０は回生しており、回生時に上段側アームにオープン故障が生じていても交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）には歪みは生じない。従って、ほとんど影響がないため、オープン故障が検出されなくても問題はない。その後、回転電機８０が力行すると、オープン故障が検出される。この際には、第１制御状態における判別の結果、第１故障パターンＦＰ１、又は、第２故障パターンＦＰ２であることが判別される。力行前の回生時において、第２制御状態における判別結果（下段側故障パターンＬＦ無し）は取得済みであるから、回転電機制御装置１は、第１制御状態における判別結果と、第２制御状態における判別結果とに基づいて、故障側アームを特定することができる。当然ながら、力行においてオープン故障が検出された後、さらに回生、又は超低回転速度の力行を行い、改めて第２制御状態における判別結果を取得した後に、第１制御状態における判別結果と、第２制御状態における判別結果とに基づいて、故障側アームが特定されてもよい。

ところで、上述したように、回転電機制御装置１は、回転電機８０の制御モードとして、損失低減優先モードと、ノイズ低減優先モードとを有している。表２を参照して上述したように、ノイズ低減優先モードでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が、混合パルス幅変調制御ではなく、一般的なパルス幅変調制御によって駆動される。第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が、ノイズ低減優先モードで駆動されている際にオープン故障が生じた場合の３相交流の挙動は、図１１～図１４等を参照して上述した挙動とは異なっている。

図３６～図３９は、図１１～図１４と同様に、ノイズ低減優先モード（即ち、双方のインバータ１０がパルス幅変調制御によって制御されている場合）において、オープン故障が生じた場合の３相交流波形（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）の一例を示す波形図である。図３６及び図３７は、図１１及び図１２と同様に、力行時にオープン故障が生じた場合の３相交流波形を示し、図３８及び図３９は、図１３及び図１４と同様に、回生時にオープン故障が生じた場合の３相交流波形を示している。図１１～図１４と同様に、図３６～図３９に共通して、Ｕ相のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形を示している。また、図１１～図１４と同様に、図３６～図３９に共通して、第１インバータ１１の上段側（ＨＩＧＨＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、第１インバータ１１の下段側（ＬＯＷＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、第２インバータ１２の上段側（ＨＩＧＨＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、第２インバータ１２の下段側（ＬＯＷＳＩＤＥ）のスイッチング素子３がオープン故障した場合の波形、をマトリクス状に示している。また、図１１に対する図１２と同様に、図３６に対して図３７は、同じトルクにおいて回転電機８０の回転速度が高い場合を示し、図１３に対する図１４と同様に、図３８に対して図３９は、同じトルクにおいて回転電機８０の回転速度が高い場合を示している。

図１１及び図１２と同様に、図３６及び図３７に示すように、力行時にオープン故障が生じると、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の上段側であっても、下段側であっても、３相交流波形は非対称で歪んだ波形となる。また、３相交流波形は、第１インバータ１１の上段側がオープン故障した場合と、第２インバータ１２の下段側がオープン故障した場合とで同様の波形となり、第１インバータ１１の下段側がオープン故障した場合と、第２インバータ１２の上段側がオープン故障した場合とで同様の波形となる。

また、図３８及び図３９に示すように、回生時にオープン故障が生じた場合も、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の上段側であっても、下段側であっても、３相交流波形は非対称で歪んだ波形となる。また、３相交流波形は、第１インバータ１１の上段側がオープン故障した場合と、第２インバータ１２の下段側がオープン故障した場合とで同様の波形となり、第１インバータ１１の下段側がオープン故障した場合と、第２インバータ１２の上段側がオープン故障した場合とで同様の波形となる。

損失低減優先モード（即ち、双方のインバータ１０が混合パルス幅変調制御によって制御されている場合）においては、図１３及び図１４に示すように、回生時には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側でオープン故障が生じた場合は、３相交流波形が非対称で歪んだ波形となるが、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の上段側でオープン故障が生じた場合は、３相交流波形は、ほぼ対称でほぼ歪みの無い波形となる。

即ち、損失低減優先モードでは、図１５に示すように、力行時（超低回転速度時は除く）には、どこでオープン故障が生じても３相交流波形は異常を示し、その異常の形態は、図１５に示す第１故障パターンＦＰ１と、第２故障パターンＦＰ２とに大別された。一方、回生時には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の下段側においてオープン故障が生じた場合にのみ、３相交流波形は異常を示す。従って、力行時と回生時とにおける、３相交流波形の状態を照合すれば、オープン故障が検出された場合に、どちらのインバータ１０の上段側及び下段側でオープン故障が生じているかを判別することが可能である（表３～表５、及びこれらを参照した上記の説明も参照。）。

しかし、ノイズ低減優先モードでは、図４２に示すように、力行時と回生時とにおいて、３相交流波形の状態が同じ傾向を示す。つまり、力行時と回生時とのどちらの場合にも、オープン故障が生じている場合には、第１故障パターンＦＰ１又は第２故障パターンＦＰ２が故障パターンＦＰとして判別可能である。このため、どちらのインバータ１０の上段側及び下段側でオープン故障が生じているかを判別することができない。そこで、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方が故障インバータであると仮定し、その仮定の上で、シングルインバータ制御領域Ｒｓにおいて故障していないと仮定した方のインバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御する（1-inv駆動）。

その後、異常（オープン故障）が検出されなければ、仮定が正しかったこととなるので、故障と仮定した方のインバータ１０を故障インバータとして確定させる。一方、さらに異常（オープン故障）が検出された場合には、仮定が誤っていたことになるので、故障と仮定した方ではないインバータ１０を故障インバータとして確定させる。そして、正しい故障インバータが特定された状態で、シングルインバータ制御領域Ｒｓにおいて故障していない方のインバータ１０（正常インバータ）を介して回転電機８０を駆動制御する（1-inv駆動）。

以下、図４０のフローチャートも参照して説明する。図３６、図３７、図４２を参照して上述したように、インバータ１０が混合パルス幅変調制御ではなく、一般的なパルス幅変調制御によりスイッチングされる場合においても、第１制御状態におけるオープン故障の検出によって、故障パターンＦＰを判別することができる（ステップ＃５）。従って、ここでは、ステップ＃５に続く処理について説明する。

はじめに、ステップ＃４１において、回転電機８０の動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内であるか否かが判定される。動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内でなければ、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ内と判定されるまで、例えばシャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）、ゼロニュートン制御（0Nm）による減速が実行される（＃４２）。動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓである場合には、回転電機８０の制御モードがトルクモードに設定される（＃４３）。即ち、ステップ＃４２の減速のための制御を行っていない場合には、トルクモードが継続され、減速のための制御を行っている場合には、トルクモードに復帰することになる。

ステップ＃５においてオープン故障が検出された際の故障パターンＦＰは、第１故障パターンＦＰ１又は第２故障パターンＦＰ２である。従って、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れのインバータ１０においてオープン故障が生じているかは不明である。そこで、回転電機制御装置１は、何れか一方のインバータ１０においてオープン故障が生じていると仮定する。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方のインバータ１０を、オープン故障を生じた故障インバータと仮定して故障仮定インバータに設定し、他方のインバータ１０を故障していない正常インバータと仮定して、正常仮定インバータに設定する（＃５１）。ここでは、第１インバータ１１を正常仮定インバータ（NORMAL）と設定し、第２インバータ１２を故障仮定インバータ（OPEN-FAIL）と設定している。当然ながらこの仮定は逆であってもよい。

例えば、ステップ＃５においてオープン故障が検出された際の故障パターンＦＰが第１故障パターンＦＰ１であったとすれば、故障側アームは、第１インバータ１１の上段側アーム又は第２インバータ１２の下段側アームである。ステップ＃５１において、第２インバータ１２を故障仮定インバータに設定しているので、故障側アームは、第２インバータ１２の下段側アームであると仮定されていることになる。即ち、第２インバータ１２の下段側アームは、故障側仮定アームとして設定される。

ステップ＃５２では、ステップ＃５１で設定された故障仮定インバータと、ステップ＃５で判別された故障パターンＦＰとに基づいて、オープン故障（OPEN-FAIL）を生じている故障側アーム（故障側仮定アーム）が、上段側アームであるか、下段側アームであるかを判定する。ここでは、故障側アームは、下段側アームであるから、回転電機制御装置１は、第２インバータ１２を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）により制御し、第１インバータ１１をパルス幅変調制御により制御する（＃５３ａ（＃５３））。

新たな制御形態によるインバータ１０のスイッチングが開始されると、相電流が再積算され始める（＃５４ａ（＃５４））。即ち、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の積算値が一度リセットされ、再度、積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）が演算される。次に、ステップ＃５５ａ（＃５５）において、これらの積算電流（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）に基づき、オープン故障が検出されるか否かが判定される。ここで、オープン故障が検出された場合には、ステップ＃５１及びステップ＃５２における仮定に誤りがあったということになる。つまり、故障側アームは、第２インバータ１２の下段側アームではなく、第１故障パターンＦＰ１における他方側である第１インバータ１１の上段側アームということが判る。

回転電機制御装置１は、故障箇所（FAIL）が、第１インバータ１１の上段側アーム（inv1-HIGH）であると設定する（＃５６ａ（＃５６））。そして、回転電機制御装置１は、上段側アームにオープン故障が生じている第１インバータ１１を下段側アクティブショートサーキット制御（ASC-L）により制御すると共に、第２インバータ１２をパルス幅変調により制御する（＃５７ａ（＃５７））。そして、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６５（＃６０））。

ステップ＃５５ａ（＃５５）において、オープン故障が検出されなかった場合は、ステップ＃５１及びステップ＃５２における仮定が正しかったということになる。つまり、故障側アームは、仮定の通り、第２インバータ１２の下段側アームであるということが判る。故障箇所（FAIL）は、第２インバータ１２の下段側アーム（inv2-LOW）であると設定される（＃５６ｂ（＃５６））。そして、回転電機制御装置１は、下段側アームにオープン故障が生じている第２インバータ１２を上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）により制御すると共に、第１インバータ１１をパルス幅変調により制御する（＃５７ｂ（＃５７））。そして、１つのインバータ１０で回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）を実行する（＃６５（＃６０））。

ステップ＃５２からステップ＃５３ｂ（＃５３）、＃５４ｂ（＃５４）、＃５５ｂ（＃５５）、＃５６ｃ（＃５６）、＃５７ｃ（＃５７）、＃６５（＃６０）と遷移する経路も同様であるから、詳細な説明は省略する。また、ステップ＃５５ｂ（＃５５）からステップ＃５６ｄ（＃５６）、＃５７ｄ（＃２７）、＃６５（＃６０）と遷移する経路についても同様であるから詳細な説明は省略する。尚、ノイズ低減優先モードでは、一般的なパルス幅変調制御によりインバータ１０がスイッチングされている。このため、シングルインバータ駆動制御（1-inv駆動）の実行に際して、混合パルス幅変調制御から一般的なパルス幅変調制御へ制御方式を変更しなくてもよい。

このように、インバータ１０の制御方式が混合パルス幅変調制御ではない場合も、回転電機制御装置１は、それぞれの電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づき、オープン故障の故障パターンＦＰが、第１故障パターンＦＰ１であるか、第２故障パターンＦＰ２であるかを判別し、その後、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方のインバータ１０を、故障インバータと仮定して故障仮定インバータとする。そして、回転電機制御装置１は、判別された故障パターンＦＰに基づいて、当該故障仮定インバータの上段側アーム及び下段側アームの内、故障側アームと仮定される故障側仮定アームのスイッチング素子３の全てをオフ状態とし、他方の側の非故障側仮定アームのスイッチング素子３の全てをオン状態としてアクティブショートサーキット制御を行うと共に、故障仮定インバータとは異なるインバータ１０（正常仮定インバータ）をスイッチング制御する。その後、回転電機制御装置１は、それぞれの電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づき、オープン故障が検出されなかった場合には、故障仮定インバータが故障インバータであると判別すると共に、故障側仮定アームが故障側アームであると判別する。オープン故障が検出された場合には、回転電機制御装置１は、故障仮定インバータとは異なるインバータ１０が故障インバータであると判別すると共に、故障パターンＦＰに基づいて当該故障インバータにおける故障側アームを判別する。

尚、図４０のフローチャートを参照して上述したような、故障インバータを仮定する方法は、当然ながら、制御方式が混合パルス幅変調制御の場合にも適用可能である。

また、上記においては、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れか一方が故障インバータであると仮定して、故障インバータを判別すると共に、故障箇所を特定する形態を例示した。しかし、図４１のフローチャートに示すように、制御方式をパルス幅変調制御から混合パルス幅変調制御に変更した上で、＄５を経由して、図３２～図３４を参照して上述した第１故障箇所判別処理（＃１０）、又は第２故障箇所判別処理（＃２０）により、故障インバータを判別すると共に、故障箇所を特定してもよい。

即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を、混合パルス幅変調制御ではなく、第２期間Ｔ２においてもパターンの異なる複数のパルスが出力されて電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御、又は電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御により制御している場合に、第１制御状態においてオープン故障の発生を検出した場合には、第１制御状態において、故障パターンＦＰを判別し、その後、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０の制御方式を混合パルス幅変調制御に変更して、第２制御状態において、下段側故障パターンＬＦであるか否かを判別し、その後、第１制御状態の判別結果と第２制御状態の判別結果とに基づいて、故障側アームを判別してもよい。

上述したように、ノイズ低減優先モードでは、力行時と回生時とのどちらの場合にも、オープン故障が生じている場合には、第１故障パターンＦＰ１又は第２故障パターンＦＰ２が故障パターンＦＰとして判別可能である。従って、ノイズ低減優先モードでは、第１制御状態に力行及び回生が含まれる。つまり、制御方式を混合パルス幅変調制御に変更する前における第１制御状態には、力行及び回生が含まれる。制御方式を混合パルス幅変調制御に変更した後の第２制御状態は、損失低減優先モードと同様に、回生、又は超低回転速度の力行である。

以上説明したように、本実施形態によれば、オープン巻線のステータコイル８の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ１０を構成するスイッチング素子３の内の１つが、オープン故障を生じた場合に、故障箇所を特定することができる。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。

１つの態様として、互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）であって、前記第１インバータ（１１）は、複数相の前記オープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）は、複数相の前記オープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の何れか一方のインバータ（１０）において、１つのスイッチング素子（３）が常に開放状態となるオープン故障が生じた場合に、複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）のそれぞれを積算して各相の電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）を演算し、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づいて、前記オープン故障の発生を検出すると共に、前記オープン故障が生じた箇所を判別するものであり、前記回転電機の制御状態が、前記回転電機の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上での力行である状態を第１制御状態とし、前記回転電機の制御状態が、前記回転電機の回転速度が前記第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下での力行である状態、又は、前記回転電機の制御状態が回生である状態を第２制御状態として、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を、電気角の１／２周期である第１期間においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御により制御している際に、前記オープン故障の発生を検出した場合には、第１制御状態におけるそれぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づき、前記第１インバータ（１１）の上段側アーム又は前記第２インバータ（１２）の下段側アームの何れかが前記オープン故障を生じた故障側アームである第１故障パターン（ＦＰ１）、及び、前記第１インバータ（１１）の下段側アーム又は前記第２インバータ（１２）の上段側アームの何れかが前記故障側アームである第２故障パターン（ＦＰ２）、の何れの故障パターン（ＦＰ）であるかを判別し、前記第２制御状態におけるそれぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）に基づき、前記第２インバータ（１２）の前記下段側アームが前記故障側アームである第１下段側故障パターン（ＬＦ１）、及び前記第１インバータ（１１）の前記下段側アームが前記故障側アームである第２下段側故障パターン（ＬＦ２）、の何れの下段側故障パターン（ＬＦ）であるかを判別し、前記第１制御状態における判別結果と、前記第２制御状態における判別結果とに基づいて、前記第１インバータ（１１）の前記上段側アーム、前記第１インバータ（１１）の前記下段側アーム、前記第２インバータ（１２）の前記上段側アーム、前記第２インバータ（１２）の前記下段側アームの何れが前記故障側アームであるかを判別する。

発明者らによる実験やシミュレーションによれば、２つのインバータ（１０）の内の何れか一方にスイッチング素子（３）のオープン故障が生じた場合、３相電流波形が非対称で歪んだ波形となることが確認された。例えば、ある相の交流電流の波形は、正側に大きく偏向し、またある相の交流電流の波形は、負側に大きく偏向する。そして、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を所定時間に亘って積算すると、この偏向の傾向がより顕著に現れる。偏向の方向は、オープン故障したスイッチング素子（３）の位置によって異なる。従って、電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の正負に基づけば、オープン故障が生じたこと、及びオープン故障がどちらのインバータ（１０）の上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて生じているかを判別することができる。また、発明者らの実験やシミュレーションによれば、第２制御状態では、上段側アームにおいてオープン故障が生じている場合には、オープン故障の検出自体が困難であるが、下段側アームにおいてオープン故障が生じている場合には、オープン故障の検出が可能、且つ、どちらのインバータ（１０）における故障であるかの判別が可能である。第１制御状態では、上段側アーム及び下段側アームの何れにおいてオープン故障が生じていても、オープン故障の検出が可能である。しかし、第１制御状態では、故障パターン（ＦＰ）が、第１故障パターン（ＦＰ１）であるか、第２故障パターン（ＦＰ２）であるかの判別は可能であるが、どちらのインバータ（１０）であるかの判別はできない。本構成によれば、オープン故障が下段側アームで生じている場合には、少なくとも第２制御状態における判別結果に基づいて、故障側アームを判別することができる。また、オープン故障が上段側アームで生じている場合であっても、下段側アームで生じている場合であっても、第１制御状態における判別結果と第２制御状態における判別結果との双方に基づけば、故障側アームを判別することができる。このように、本構成によれば、オープン巻線（８）の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ（１０）を構成するスイッチング素子（３）の内の１つが、オープン故障を生じた場合に、故障箇所を特定することができる。

回転電機制御装置（１）は、前記第１制御状態において前記第１故障パターン（ＦＰ１）であると判別され、前記第２制御状態において前記下段側故障パターン（ＬＦ）であると判別された場合には、前記第２インバータ（１２）の前記下段側アームが前記故障側アームであると判別し、前記第１制御状態において前記第１故障パターン（ＦＰ１）であると判別され、前記第２制御状態において前記下段側故障パターン（ＬＦ）ではないと判別された場合には、前記第１インバータ（１１）の前記上段側アームが前記故障側アームであると判別し、前記第１制御状態において前記第２故障パターン（ＦＰ２）であると判別され、前記第２制御状態において前記下段側故障パターン（ＬＦ）であると判別された場合には、前記第１インバータ（１１）の前記下段側アームが前記故障側アームであると判別し、前記第１制御状態において前記第２故障パターン（ＦＰ２）であると判別され、前記第２制御状態において前記下段側故障パターン（ＬＦ）ではないと判別された場合には、前記第２インバータ（１２）の前記上段側アームが前記故障側アームであると判別すると好適である。

この構成によれば、第１制御状態において判別される故障パターン（ＦＰ）と、第２制御状態において判別される下段側故障パターン（ＬＦ）であるか否かの判別結果とに基づいて、適切に故障側アームを特定することができる。

また、回転電機制御装置（１）は、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記第１故障パターン（ＦＰ１）と判別し、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記第２故障パターン（ＦＰ２）と判別すると好適である。

発明者らの実験やシミュレーションにより、オープン故障したスイッチング素子（３）を含む相の交流電流は、第１制御状態の際に、他の相の交流電流とは異なる傾向で偏向することが確認された。従って、上述したような偏向の傾向に基づいて、故障箇所を特定することができる。

また、回転電機制御装置（１）は、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記第１下段側故障パターン（ＬＦ１）であると判別し、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記第２下段側故障パターン（ＬＦ２）であると判別すると好適である。

発明者らの実験やシミュレーションにより、オープン故障したスイッチング素子（３）を含む相の交流電流は、第２制御状態の際に、他の相の交流電流とは異なる傾向で偏向することが確認された。従って、上述したような偏向の傾向に基づいて、故障箇所を特定することができる。

また、前記第１制御状態は、前記回転電機（８０）の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上での力行であり、前記第２制御状態は、回生であると好適である。

発明者らの実験やシミュレーションによれば、オープン故障を生じている場合に、混合パルス幅変調制御によりインバータ（１０）をスイッチング制御すると、力行と回生とによって、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の挙動が異なることが確認された。従って、第１制御状態を力行、第２制御状態を回生とすることによって、適切に故障アームを判別することができる。

また、前記回転電機制御装置（１）は、前記第２制御状態が回生であり、前記第２制御状態において、前記オープン故障の発生が検出された場合は、前記オープン故障に起因する複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の歪みを抑制する回生フェールアクションを実行すると好適である。

発明者らの実験やシミュレーションによれば、上段側アームにオープン故障が生じている場合、第２制御状態においては交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形に大きな歪みは生じない。従って、上段側アームにオープン故障が生じていても、第２制御状態では、一定の条件下において、オープン故障が生じてない場合と同様にインバータ（１０）を制御する余地がある。本構成によれば、オープン故障に起因する複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の歪みを抑制する回生フェールアクションを実行することによって、オープン故障が生じていても、オープン故障が生じてない場合と同様にインバータ（１０）を制御することができる。

ここで、前記回生フェールアクションは、前記第１インバータ（１１）の前記上段側アームのスイッチングパターンと前記第２インバータ（１２）の前記下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えると共に、前記第１インバータ（１１）の前記下段側アームのスイッチングパターンと前記第２インバータ（１２）の前記上段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えるものである、又は、前記第１インバータ（１１）の前記上段側アームのスイッチングパターンと前記下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えると共に、前記第２インバータ（１２）の前記上段側アームのスイッチングパターンと前記下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替え、さらに、複数相の前記交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）のそれぞれの正負を反転させるものである、と好適である。

発明者らの実験やシミュレーションによれば、上段側アームにオープン故障が生じている場合、第２制御状態においては交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形に大きな歪みは生じない。本構成によれば、見かけ上、上段側アームと下段側アームとが入れ替えることで、オープン故障を生じている故障側アームを上段側アームとし、歪みが抑制された交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を得ることができる。

ここで、回生によって前記回転電機（８０）の回転速度を低下させると好適である。

この構成によれば、故障箇所を判別するための回生動作によって回転電機（８０）の回転速度を低下させることで、故障箇所が判別した後に、１つのインバータ（１０）を用いて回転電機（８０）を駆動するなどの次の制御までのリードタイムを短縮することができる。

また、前記第１制御状態は、前記回転電機（８０）の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上での力行であり、前記第２制御状態は、前記第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下での力行であると好適である。

発明者らの実験やシミュレーションによれば、オープン故障を生じている場合に、混合パルス幅変調制御によりインバータ（１０）をスイッチング制御すると、同じ力行であっても、回転速度によって、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の挙動が異なることが確認された。特に、回転速度が低い場合には、回生と同様の挙動となることが確認された。従って、第１制御状態を力行、第２制御状態を第１制御状態よりも低い回転速度による力行とすることによって、適切に故障アームを判別することができる。

また、回転電機制御装置（１）は、前記第１制御状態において、前記オープン故障の発生を検出すると共に前記故障パターン（ＦＰ）を判別し、その後、前記第２制御状態において、前記下段側故障パターン（ＬＦ）を判別し、その後、前記第１制御状態の判別結果と前記第２制御状態の判別結果とに基づいて、前記故障側アームを判別すると好適である。

この構成によれば、第１制御状態を実現する制御と、第２制御状態を実現する制御とを順番に実行することによって、適切に故障側アームを判別することができる。

また、回転電機制御装置（１）は、前記第１制御状態において、前記オープン故障の発生を検出すると共に前記故障パターン（ＦＰ）を判別した後、前記回転電機（８０）の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上の場合には、回生を前記第２制御状態として前記下段側故障パターン（ＬＦ）を判別し、前記回転電機（８０）の回転速度が前記第１規定回転速度未満の場合には、前記第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下での力行を前記第２制御状態として前記下段側故障パターン（ＬＦ）を判別すると好適である。

力行から回生に制御形態を変更すると、回転電機（８０）の回転速度が低下する。回転電機（８０）の回転速度が低い場合には、回生することによって回転電機（８０）が停止してしまう可能性がある。本構成によれば、回転電機（８０）の回転速度が第１規定回転速度未満の場合には、回生ではなく第１規定回転速度以下での力行が行われるので、回転電機（８０）を停止させることなく、適切に故障箇所を判別することができる。

ここで、前記回転電機（８０）の回転速度が予め規定された第１規定回転速度未満の場合、複数相全ての前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするシャットダウン制御、又は前記回転電機（８０）の出力トルクがゼロとなるように制御するゼロニュートン制御により、前記回転電機（８０）の回転速度を前記第２規定回転速度以下まで低下させると好適である。

この構成によれば、回生ができない回転速度の場合に、適切に第２規定回転速度以下まで回転電機（８０）の回転速度を低下させて第２制御状態とすることができる。

また、回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）を、前記混合パルス幅変調制御ではなく、前記第２期間（Ｔ２）においてもパターンの異なる複数のパルスが出力されて電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御、又は電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御により制御している場合に、前記第１制御状態において前記オープン故障の発生を検出した場合には、前記第１制御状態において、前記故障パターン（ＦＰ）を判別し、その後、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）の制御方式を前記混合パルス幅変調制御に変更して、前記第２制御状態において、前記下段側故障パターン（ＬＦ）を判別し、その後、前記第１制御状態の判別結果と前記第２制御状態の判別結果とに基づいて、前記故障側アームを判別すると好適である。

発明者らによる実験やシミュレーションによれば、２つのインバータ（１０）が混合パルス幅変調制御によってスイッチング制御される場合には、上述したように、オープン故障が生じた場合に、第１制御状態と第２制御状態とで、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の挙動に違いが観測されるが、例えば一般的に知られたパルス幅変調制御によってスイッチング制御される場合には、そのような違いが観測されないことが判った。但し、オープン故障が生じた場合には、オープン故障が生じたこと、及び、故障パターン（ＦＰ）が第１故障パターン（ＦＰ１）であるか第２故障パターン（ＦＰ２）であるかは判別される。本構成によれば、第１制御状態においてこれらが判別された後、インバータ（１０）の制御方式が混合パルス幅変調制御に変更されて第２制御状態が実現される。従って、第１制御状態と第２制御状態とにおいて、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の挙動に違いが観測され、故障側アームを判別することができる。

また、１つの態様として、互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）は、複数相の前記オープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）は、複数相の前記オープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の何れか一方のインバータ（１０）において、１つのスイッチング素子（３）が常に開放状態となるオープン故障が生じた場合に、複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）のそれぞれを積算して各相の電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）を演算し、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づいて、前記オープン故障の発生を検出すると共に、前記オープン故障が生じた箇所を判別するものであり、前記オープン故障の発生を検出した場合には、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づき、前記第１インバータ（１１）の上段側アーム又は前記第２インバータ（１２）の下段側アームの何れかに前記オープン故障が生じた第１故障パターン（ＦＰ１）、前記第１インバータ（１１）の下段側アーム又は前記第２インバータ（１２）の上段側アームの何れかに前記オープン故障が生じた第２故障パターン（ＦＰ２）、の何れかの故障パターン（ＦＰ）であるかを判別し、その後、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の何れか一方の前記インバータ（１０）を、前記オープン故障を生じた故障インバータと仮定して故障仮定インバータとし、判別された前記故障パターン（ＦＰ）に基づいて、当該故障仮定インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの内、前記オープン故障が生じている故障側アームと仮定される故障側仮定アームの前記スイッチング素子（３）の全てをオン状態とし、他方の側の非故障側仮定アームの前記スイッチング素子（３）の全てをオン状態としてアクティブショートサーキット制御を行うと共に、前記故障仮定インバータとは異なる前記インバータ（１０）をスイッチング制御し、その後、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ、ΣＩｗ）の正負に基づき、前記オープン故障が検出されなかった場合には、前記故障仮定インバータが前記故障インバータであると判別すると共に、前記故障側仮定アームが前記故障側アームであると判別し、前記オープン故障が検出された場合には、前記故障仮定インバータとは異なる前記インバータ（１０）が前記故障インバータであると判別すると共に、前記故障パターン（ＦＰ）に基づいて当該故障インバータにおける前記故障側アームを判別する。

この構成によれば、オープン故障が生じていることが検出されている場合に、故障側アームを仮定して故障側仮定アームとし、当該故障側仮定アームがオープン故障しても可能な形態でインバータ（１０）がスイッチング制御される。この状態で、再度、オープン故障であることが検出されなければ、仮定が正しかったことが判り、再度、オープン故障であることが検出されれば、仮定が誤りであったことが判る。従って、本構成によれば、故障側アームを特定することができる。

ここで、回転電機制御装置（１）は、前記オープン故障の発生を検出した場合に、前記第１故障パターン（ＦＰ１）及び前記第２故障パターン（ＦＰ２）の何れの故障パターン（ＦＰ）であるかを判別し、その後、前記アクティブショートサーキット制御、又は複数相全ての前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするシャットダウン制御、又は前記回転電機（８０）の出力トルクがゼロとなるように制御するゼロニュートン制御により、前記回転電機（８０）の回転速度を低下させ、その後、前記故障仮定インバータとは異なる前記インバータ（１０）をスイッチング制御すると好適である。

故障仮定インバータとは異なるインバータ（１０）のみで回転電機（８０）が駆動される場合、回転電機（８０）の動作領域は、２つのインバータ（１０）を用いて駆動される場合に比べて狭くなり、例えば、動作可能な回転速度も低くなる。この構成によれば、故障仮定インバータとは異なるインバータ（１０）をスイッチング制御する前に回転電機（８０）の回転速度を低下させることで、適切に当該インバータ（１０）のみで回転電機（８０）を駆動することができる。

また、回転電機制御装置（１）は、前記オープン故障の発生により、過電流状態が生じた場合には、複数相全ての前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするシャットダウン制御、又は、複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）をオン状態とする又は複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）をオン状態とするアクティブショートサーキット制御により、前記回転電機（８０）の回転速度を低下させて前記過電流状態を解消させ、その後、前記故障側アームを判別すると好適である。

発明者らの実験やシミュレーションによれば、例えば回転電機（８０）の出力トルクが大きく、回転速度も高いような動作点においてオープン故障が生じた場合などでは、３相交流電流の瞬時値が非常に大きな値となる場合があることが確認された。このような場合には、過電流状態であることが検出され、一般的には、インバータ（１０）の制御が制限される。従って、このような場合には、過電流状態を解消させた後に、故障側アームを判別することが好適である。

また、回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内、前記オープン故障を生じた前記インバータ（１０）を故障インバータとし、前記故障インバータとは異なる前記インバータ（１０）を正常インバータとし、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの内、前記故障側アームとは逆側を非故障側アームとして、前記故障インバータの前記故障側アームの前記スイッチング素子（３）の全てをオフ状態とし、前記非故障側アームの前記スイッチング素子（３）の全てをオン状態とするアクティブショートサーキット制御を行うと共に、前記正常インバータを介して前記回転電機（８０）を駆動するシングルインバータ駆動制御を行うと好適である。

オープン巻線（８）の両端にそれぞれインバータ（１０）が接続されている場合、故障インバータをアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のオープン巻線（８）が故障インバータにおいて短絡される。つまり、故障インバータが中性点となって、オープン巻線（８）がＹ型結線されることになる。故障インバータの上段側アームと下段側アームとの内、オープン故障したスイッチング素子（３）を含む故障側アームがオフ状態となってアクティブショートサーキット制御されるため、オープン故障しているスイッチング素子（３）はオープン故障していない状態と等価となる。従って、回転電機制御装置１は、正常インバータを介してＹ型結線されたオープン巻線（８）を備えた回転電機（８０）を適切に駆動制御することができる。

ここで、回転電機制御装置（１）は、電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御により前記シングルインバータ駆動制御を行うと好適である。

混合パルス幅変調制御では、第２期間（Ｔ２）においてスイッチング制御信号が非有効状態となり、システム損失を低減することができる。第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とで互いに異なる期間を第２期間（Ｔ２）とすることで、全体としては、連続して複数のパルスによってスイッチングされる状態が実現できる。しかし、シングルインバータ駆動制御では、何れか一方のインバータ（１０）のみがスイッチングされるため、混合パルス幅変調制御では、交流波形に歪みが生じることになる。従って、シングルインバータ駆動制御は、電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御により実行されると好適である。

１ ：回転電機制御装置
３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
８ ：ステータコイル（オープン巻線）
１０ ：インバータ
１１ ：第１インバータ
１２ ：第２インバータ
８０ ：回転電機
ＦＰ ：故障パターン
ＦＰ１ ：第１故障パターン
ＦＰ２ ：第２故障パターン
ＬＦ ：下段側故障パターン
ＬＦ１ ：第１下段故障パターン
ＬＦ２ ：第２下段故障パターン
Ｔ１ ：第１期間
Ｔ２ ：第２期間

Claims (16)

1. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
   前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
   前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
   前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータの何れか一方のインバータにおいて、１つのスイッチング素子が常に開放状態となるオープン故障が生じた場合に、複数相の交流電流のそれぞれを積算して各相の電流積算値を演算し、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記オープン故障の発生を検出すると共に、前記オープン故障が生じた箇所を判別するものであり、
   前記回転電機の制御状態が、前記回転電機の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上での力行である状態を第１制御状態とし、
   前記回転電機の制御状態が、前記回転電機の回転速度が前記第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下での力行である状態、又は、前記回転電機の制御状態が回生である状態を第２制御状態として、
   前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを、電気角の１／２周期である第１期間においてパターンの異なる複数のパルスが出力され、残りの１／２周期である第２期間において非有効状態が継続するように制御される混合パルス幅変調制御により制御している際に、前記オープン故障の発生を検出した場合には、
   前記第１制御状態におけるそれぞれの前記電流積算値の正負に基づき、前記第１インバータの上段側アーム又は前記第２インバータの下段側アームの何れかが前記オープン故障を生じた故障側アームである第１故障パターン、及び、前記第１インバータの下段側アーム又は前記第２インバータの上段側アームの何れかが前記故障側アームである第２故障パターン、の何れの故障パターンであるかを判別し、
   前記第２制御状態におけるそれぞれの前記電流積算値に基づき、前記第２インバータの前記下段側アームが前記故障側アームである第１下段側故障パターン、及び前記第１インバータの前記下段側アームが前記故障側アームである第２下段側故障パターン、の何れの下段側故障パターンであるかを判別し、
   前記第１制御状態における判別結果と、前記第２制御状態における判別結果とに基づいて、前記第１インバータの前記上段側アーム、前記第１インバータの前記下段側アーム、前記第２インバータの前記上段側アーム、前記第２インバータの前記下段側アームの何れが前記故障側アームであるかを判別する、回転電機制御装置。
2. 前記第１制御状態において前記第１故障パターンであると判別され、前記第２制御状態において前記第１下段側故障パターンが判別される場合には、前記第２インバータの前記下段側アームが前記故障側アームであると判別し、
   前記第１制御状態において前記第１故障パターンであると判別され、前記第２制御状態において前記下段側故障パターンが何れも判別されない場合には、前記第１インバータの前記上段側アームが前記故障側アームであると判別し、
   前記第１制御状態において前記第２故障パターンであると判別され、前記第２制御状態において前記第２下段側故障パターンが判別される場合には、前記第１インバータの前記下段側アームが前記故障側アームであると判別し、
   前記第１制御状態において前記第２故障パターンであると判別され、前記第２制御状態において前記下段側故障パターンが何れも判別されない場合には、前記第２インバータの前記上段側アームが前記故障側アームであると判別する、請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記第１故障パターンと判別し、
   複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記第２故障パターンと判別する、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
4. 複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記第１下段側故障パターンであると判別し、
   複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記第２下段側故障パターンであると判別する、請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
5. 前記第２制御状態において、前記オープン故障の発生が検出された場合は、前記オープン故障に起因する複数相の前記交流電流の歪みを抑制する回生フェールアクションを実行する、請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
6. 前記回生フェールアクションは、
   前記第１インバータの前記上段側アームのスイッチングパターンと前記第２インバータの前記下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えると共に、前記第１インバータの前記下段側アームのスイッチングパターンと前記第２インバータの前記上段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えるものである、又は、
   前記第１インバータの前記上段側アームのスイッチングパターンと前記下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替えると共に、前記第２インバータの前記上段側アームのスイッチングパターンと前記下段側アームのスイッチングパターンとを入れ替え、さらに、複数相の前記交流電流のそれぞれの正負を反転させるものである、
   請求項５に記載の回転電機制御装置。
7. 回生によって前記回転電機の回転速度を低下させる、請求項１から６の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
8. 前記第１制御状態において、前記オープン故障の発生を検出すると共に前記故障パターンを判別し、その後、前記第２制御状態において、前記下段側故障パターンを判別し、その後、前記第１制御状態の判別結果と前記第２制御状態の判別結果とに基づいて、前記故障側アームを判別する、請求項１から７の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
9. 前記第１制御状態において、前記オープン故障の発生を検出すると共に前記故障パターンを判別した後、
   前記回転電機の回転速度が予め規定された第１規定回転速度以上の場合には、回生を前記第２制御状態として前記下段側故障パターンを判別し、
   前記回転電機の回転速度が前記第１規定回転速度未満の場合には、前記第１規定回転速度よりも低い第２規定回転速度以下での力行を前記第２制御状態として前記下段側故障パターンを判別する、請求項８に記載の回転電機制御装置。
10. 前記回転電機の回転速度が予め規定された第１規定回転速度未満の場合、複数相全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御、又は前記回転電機の出力トルクがゼロとなるように制御するゼロニュートン制御により、前記回転電機の回転速度を前記第２規定回転速度以下まで低下させる、請求項９に記載の回転電機制御装置。
11. 前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータを、前記混合パルス幅変調制御ではなく、前記第２期間においてもパターンの異なる複数のパルスが出力されて電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御、又は電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御により制御している場合、
    前記回転電機の制御状態が、前記パルス幅変調制御又は前記矩形波制御による力行又は回生である状態を前記第１制御状態とし、
    前記回転電機の制御状態が、前記混合パルス幅変調制御による回生である状態又は前記混合パルス幅変調制御による前記第２規定回転速度以下での力行である状態を前記第２制御状態とし、
    前記第１制御状態において、前記オープン故障の発生を検出すると共に前記故障パターンを判別し、
    その後、前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータの制御方式を前記混合パルス幅変調制御に変更して、前記第２制御状態において、前記下段側故障パターンを判別し、
    その後、前記第１制御状態の判別結果と前記第２制御状態の判別結果とに基づいて、前記故障側アームを判別する、請求項８から１０の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
12. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
    前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
    前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
    前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
    前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、
    前記第１インバータ及び前記第２インバータの何れか一方のインバータにおいて、１つのスイッチング素子が常に開放状態となるオープン故障が生じた場合に、複数相の交流電流のそれぞれを積算して各相の電流積算値を演算し、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記オープン故障の発生を検出すると共に、前記オープン故障が生じた箇所を判別するものであり、
    前記オープン故障の発生を検出した場合には、
    それぞれの前記電流積算値の正負に基づき、前記第１インバータの上段側アーム又は前記第２インバータの下段側アームの何れかに前記オープン故障が生じた第１故障パターン、前記第１インバータの下段側アーム又は前記第２インバータの上段側アームの何れかに前記オープン故障が生じた第２故障パターン、の何れの故障パターンであるかを判別し、
    その後、前記第１インバータ及び前記第２インバータの何れか一方の前記インバータを、前記オープン故障を生じた故障インバータと仮定して故障仮定インバータとし、
    判別された前記故障パターンに基づいて、当該故障仮定インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの内、前記オープン故障が生じている故障側アームと仮定される故障側仮定アームの前記スイッチング素子の全てをオン状態とし、他方の側の非故障側仮定アームの前記スイッチング素子の全てをオン状態としてアクティブショートサーキット制御を行うと共に、前記故障仮定インバータとは異なる前記インバータをスイッチング制御し、
    その後、それぞれの前記電流積算値の正負に基づき、前記オープン故障が検出されなかった場合には、前記故障仮定インバータが前記故障インバータであると判別すると共に、前記故障側仮定アームが前記故障側アームであると判別し、
    前記オープン故障が検出された場合には、前記故障仮定インバータとは異なる前記インバータが前記故障インバータであると判別すると共に、前記故障パターンに基づいて当該故障インバータにおける前記故障側アームを判別する、回転電機制御装置。
13. 前記オープン故障の発生を検出した場合に、前記第１故障パターン及び前記第２故障パターンの何れの故障パターンであるかを判別し、
    その後、前記アクティブショートサーキット制御、又は複数相全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御、又は前記回転電機の出力トルクがゼロとなるように制御するゼロニュートン制御により、前記回転電機の回転速度を低下させ、
    その後、前記故障仮定インバータとは異なる前記インバータをスイッチング制御する、請求項１２に記載の回転電機制御装置。
14. 前記オープン故障の発生により、過電流状態が生じた場合には、複数相全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御、又は、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御により、前記回転電機の回転速度を低下させて前記過電流状態を解消させ、その後、前記故障側アームを判別する、請求項１から１３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
15. 前記第１インバータ及び前記第２インバータの内、前記オープン故障を生じた前記インバータを故障インバータとし、前記故障インバータとは異なる前記インバータを正常インバータとし、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの内、前記故障側アームとは逆側を非故障側アームとして、
    前記故障インバータの前記故障側アームの前記スイッチング素子の全てをオフ状態とし、前記非故障側アームの前記スイッチング素子の全てをオン状態とするアクティブショートサーキット制御を行うと共に、前記正常インバータを介して前記回転電機を駆動するシングルインバータ駆動制御を行う、請求項１から１４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
16. 電気角の一周期を通してパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御により前記シングルインバータ駆動制御を行う、請求項１５に記載の回転電機制御装置。

Images