JP2021150675A - 半導体集積回路及び受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】カップリングコンデンサを経由後の信号経路における直流電圧レベルのばらつきを抑制する。【解決手段】半導体集積回路は、カップリングコンデンサより後段の信号経路上の入力信号に含まれる所定の周波数帯域の信号成分を増幅する等化回路と、等化回路の出力信号をデジタル信号に変換するサンプラ回路と、デジタル信号に含まれる二値の出現頻度に基づいて信号を出力する検出回路と、検出回路の出力信号が第1のレベルを示す場合、カップリングコンデンサより後段の信号経路上の直流電圧レベルのずれを補償する補償回路と、を備える。【選択図】図1
Description
本発明の実施形態は、半導体集積回路及び受信装置に関する。
スマートフォンやパソコン等の電子機器で取り扱うデータ量は年々増えており、大量のデータを高速かつ低消費電力で伝送する回路技術が求められている。高速伝送回路では、ノイズを削減するために差動信号を送受することが多い。また、差動信号を伝送する信号経路上に、カップリングコンデンサを挿入して、直流電圧成分を遮断した状態で信号伝送を行う場合がある。
差動信号が伝送される信号経路上にカップリングコンデンサを挿入すると、カップリングコンデンサを経由後の信号経路の直流電圧レベルが変動するおそれがある。例えば、差動信号に含まれるデータ値0とデータ値1の数が同じである場合と、データ値0よりもデータ値1の数の方が多い場合と、データ値1よりもデータ値0の数の方が多い場合とでは、直流電圧レベルがそれぞれ相違するおそれがある。
このため、カップリングコンデンサを経由した差動信号を例えば等化器に入力すると、差動信号の直流電圧レベルが変動することから、等化器で正常な等化処理が行えなくなり、等化器の出力信号の振幅が本来の想定振幅よりも小さくなったり、大きくなったりし、等化器の動作が不安定になる。
そこで、本発明の実施形態では、カップリングコンデンサを経由後の信号経路における直流電圧レベルのばらつきを抑制できる半導体集積回路及び受信装置を提供するものである。
上記の課題を解決するために、本発明の実施形態によれば、カップリングコンデンサより後段の信号経路上の入力信号に含まれる所定の周波数帯域の信号成分を増幅する等化回路と、
前記等化回路の出力信号をデジタル信号に変換するサンプラ回路と、
前記デジタル信号に含まれる二値の出現頻度に基づいて信号を出力する検出回路と、
前記検出回路の出力信号が第1のレベルを示す場合、前記カップリングコンデンサより後段の信号経路上の直流電圧レベルのずれを補償する補償回路と、を備える、半導体集積回路が提供される。
前記等化回路の出力信号をデジタル信号に変換するサンプラ回路と、
前記デジタル信号に含まれる二値の出現頻度に基づいて信号を出力する検出回路と、
前記検出回路の出力信号が第1のレベルを示す場合、前記カップリングコンデンサより後段の信号経路上の直流電圧レベルのずれを補償する補償回路と、を備える、半導体集積回路が提供される。
以下、図面を参照して、半導体集積回路及び受信装置の実施形態について説明する。以下では、半導体集積回路及び受信装置の主要な構成部分を中心に説明するが、半導体集積回路及び受信装置には、図示又は説明されていない構成部分や機能が存在しうる。以下の説明は、図示又は説明されていない構成部分や機能を除外するものではない。
(第1の実施形態)
図1は第1の実施形態による半導体集積回路1を備えた受信装置2の概略構成を示すブロック図である。図1の受信装置2は、差動信号を高速で受信できることを特徴としている。図1の受信装置2は、例えば、パッケージに封入され、又はプリント基板上に実装することができる。
図1は第1の実施形態による半導体集積回路1を備えた受信装置2の概略構成を示すブロック図である。図1の受信装置2は、差動信号を高速で受信できることを特徴としている。図1の受信装置2は、例えば、パッケージに封入され、又はプリント基板上に実装することができる。
図1の受信装置2は、第1入力端子Tin1及び第2入力端子Tin2と、第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2と、半導体集積回路1と、デコーダ3とを備えている。第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2は、半導体集積回路1に外付けしてもよいし、半導体集積回路1に内蔵してもよい。半導体集積回路1とデコーダ3は、パッケージに封入された一つの半導体チップに配置されてもよい。
第1入力端子Tin1及び第2入力端子Tin2には、差動入力信号RXDP、RXDNがそれぞれ入力される。ここで、差動入力信号とは、位相が互いに反転した信号である。入力信号を差動で伝送することで、信号波形に重畳される同相ノイズを相殺できる。また、差動入力信号は、低振幅で信号伝送ができることから、消費電力の削減が図れる。
第1カップリングコンデンサC1は、第1入力端子Tin1と半導体集積回路1とを接続する第1信号経路SL1上に配置されている。第2カップリングコンデンサC2は、第2入力端子Tin2と半導体集積回路1とを接続する第2信号経路SL2上に配置されている。
半導体集積回路1は、後述するように、差動入力信号を、クロック信号に同期したデジタル信号に変換して出力する。半導体集積回路1から出力されたデジタル信号はデコーダ3に入力される。受信装置2で受信される差動入力信号は、所定のエンコード形式でエンコードされたデータに応じたアナログ信号を含んでいる。このため、デコーダ3は、入力されたデジタル信号に対して、エンコード形式に対応したデコード形式でデコード処理を行って、エンコード前のデータを復元する。
半導体集積回路1は、等化器11と、サンプラ12と、検出器13と、補償器14とを回路として備えている。半導体集積回路1内の各部は、一つ又は複数の半導体基板上に配置されて互いに接続されている。
等化器11は、カップリングコンデンサより後段の信号経路上の差動入力信号に含まれる所定の周波数帯域の信号成分を増幅する。通常のアンプは、高周波帯域ほど、ゲインが落ちる傾向にある。等化器11は、所定の周波数帯域の信号成分をより大きく増幅するため、信号減衰が生じない周波数範囲を広げることができる。このように、等化器11は、バンドバスフィルタとして機能する。本実施形態による等化器11の一具体例は、第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2を経由後の第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2上の差動入力信号に含まれる所定の周波数帯域の信号成分を線形に増幅するCTLE(Continuous Time Linear Equalizer)である。
サンプラ12は、等化器11の出力信号をデジタル信号に変換する。より詳細には、サンプラ12は、等化器11の差動出力信号から抽出されたクロック信号に同期させて、差動入力信号に含まれるデータに応じたデジタル信号を出力する。サンプラ12は、等化器11から出力された差動出力信号に基づいて基準電圧レベルを検出し、差動出力信号が基準電圧レベルから所定の閾値電圧以上高ければ1、所定の閾値電圧未満であれば0として、デジタル信号を生成する。
検出器13は、デジタル信号に含まれる二値の出現頻度に基づいて信号を出力する。より具体的には、検出器13は、デジタル信号に含まれる二値のバランスが取れているか否かを示すアナログ信号SL3を、補償器14に出力する。アナログ信号の信号振幅により、バランスの取れ具合が表現される。二値のバランスが取れているか否かを示す信号とは、デジタル信号中の0と1の数の差異がどの程度かを示す信号である。デジタル信号中の0の数と1の数に大きな違いがあることは、差動入力信号中のデータ値0の数と1の数にも大きな違いがあることを示している。この場合は、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルが所望の基準電圧レベルから大きく相違していることが考えられる。そこで本実施形態では、検出器13と補償器14を設ける。等化器11は、差動入力信号の所定の周波数帯域の信号成分と共に直流電圧レベルを増幅する処理を行うため、直流電圧レベルが変動すると、正常に等化処理を行えなくなり、等化器11の出力信号の振幅が想定値より小さくなったり、大きくなったりするおそれがある。
補償器14は、検出器13の出力信号が第1のレベルを示す場合、第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2より後段の第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2上の直流電圧レベルのずれを補償する。直流電圧レベルのずれとは、デジタル信号中の0と1の数が等しい場合の第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2上の差動入力信号の基準電圧レベルに対するずれである。第1入力端子Tin1及び第2入力端子Tin2に入力される差動入力信号RXDP、RXDNは、基本的にはデジタル信号中の0と1の数が等しくなるように所定のエンコード形式でエンコードされている。
図1では、補償器14が配置される可能性のある3箇所を破線ブロックで示している。図示のように、補償器14は、例えば、第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2に接続される場合と、等化器11の内部に設けられる場合と、等化器11の出力ノードOUTP、OUTNに接続される場合とがあり、少なくとも一つに設ければよい。なお、図1は、補償器14の配置場所の一例であり、図1に示した以外の場所に補償器14を設けることも考えられる。例えば、後述するように、等化器11の出力信号のDCオフセットキャンセラに補償器14の機能を持たせることもありうる。いずれの場合も、補償器14により、第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2を経由後の信号経路上の直流電圧レベルのずれを補償することができる。
補償器14を第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2に接続する場合、検出器13の出力信号に基づいて、第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2の充放電を制御することにより、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルを調整する。
図2は補償器14を内蔵する等化器11の内部構成の一例を示す回路図である。図2の等化器11は、NMOSトランジスタQ1〜Q4と、抵抗R1〜R3と、キャパシタC4〜C6とを有する。図2の構成のうち、トランジスタQ2とQ4は、補償器14の主要部として機能する。
トランジスタQ1,Q2は、第2出力ノードOUTNと接地ノードVSSの間にカスコード接続されている。トランジスタQ3,Q4は、第1出力ノードOUTPと接地ノードの間にカスコード接続されている。抵抗R1は、電源電圧ノードVDDと第2出力ノードOUTNの間に接続されている。抵抗R2は、電源電圧ノードVDDと第1出力ノードOUTPの間に接続されている。トランジスタQ1のソース(トランジスタQ2のドレイン)とトランジスタQ3のソース(トランジスタQ4のドレイン)との間には、キャパシタC4と抵抗R3が並列に接続されている。トランジスタQ1のゲートは第1信号経路SL1に接続され、トランジスタQ3のゲートは第2信号経路SL2に接続されている。
共に補償器14として機能するトランジスタQ2のゲートとトランジスタQ4のゲートには、例えば検出器13の出力信号SL3が入力される。トランジスタQ2とトランジスタQ4は、検出器13の出力信号SL3に応じて、ドレイン−ソース間電流量を調整することができる。これにより、第1出力ノードOUTPと第2出力ノードOUTNの直流電圧レベルを調整することができる。
図3は等化器11の特性を示すグラフである。図3の波形g1は、第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2の伝送特性を示している。波形g1に示すように、差動入力信号は、第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2上を通過することにより、高周波成分が失われる。
図3の波形g2は、等化器11の等化特性を示すグラフである。等化器11は、高周波数側の所定の周波数帯域の利得を高くする等化特性を有する。これにより、所定の周波数帯域では、利得が線形に増大する。
図3の波形g3は、波形g1とg2の合成特性であり、等化器11の出力信号の特性を示している。図示のように、差動入力信号が第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2を通過することによって生じる高周波成分の信号損失を、等化器11の等化特性によって補償するため、結果として、波形g3に示すように、高周波側の遮断周波数をより伸ばすことができ、より高い周波数帯域の信号まで利得を持たせることができる。
このように、第1の実施形態では、差動入力信号の信号経路上に第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2が配置された場合、第1カップリングコンデンサC1から等化器11の第1入力ノードまでの第1信号経路SL1及び第2カップリングコンデンサC2から等化器11の第2入力ノードまでの第2信号経路SL2における入力信号の直流電圧レベルが変動することを抑制することができる。すなわち、第1の実施形態は、検出器13と補償器14を設けて、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルを補償する。より具体的には、差動入力信号に含まれるデータ値0と1の数に差異があるときに、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルが変動するため、検出器13にてデジタル信号に含まれる二値の数のバランスを検出して、その検出結果に基づいて、補償器14にて第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルのずれを補償する。これにより、第1カップリングコンデンサC1及び第2カップリングコンデンサC2により直流成分をカットした回路構成を有し、かつデータ値0と1の数にばらつきがある差動入力信号を受信する場合でも、等化器11の出力を安定化させることができる。
なお、図1では、差動入力信号に対して等化器11で等化処理を行った後にサンプラ12でデジタル信号を生成する例を示した。しかし、差動信号でなく単一入力信号に対して等化器11で等化処理を行った後にサンプラ12でデジタル信号を生成してもよい。以下の各実施形態でも同様である。
(第2の実施形態)
第2の実施形態は、第1の実施形態をより具体化したものであり、補償器14が第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2に接続される例を示している。
第2の実施形態は、第1の実施形態をより具体化したものであり、補償器14が第1信号経路SL1及び第2信号経路SL2に接続される例を示している。
図4は第2の実施形態による半導体集積回路1aの概略構成を示すブロック図である。図4の半導体集積回路1aは、検出器13として移動平均検出器13aを有し、補償器14としてバイアス回路14aを有する。
移動平均検出器13aは、デジタル信号に含まれる0と1の数の移動平均を表す信号を検出して出力する。移動平均を取ることで、時系列データを平滑化することができる。具体的には、時刻t1の直近のn個の時系列データを平均化した値を時刻t1のデータとし、次の時刻t2でも、同様の手法で直近のn個の時系列データを平均化した値を時刻t2のデータとし、以後、同様の処理を単位時刻ごとに繰り返すことにより、移動平均が得られる。移動平均検出器13aの出力信号は、各時刻での時系列データを平滑化したデータになる。このデータは、直近のn個の時系列データを反映したものであり、ノイズ等による一時的なデータ変動の影響を回避でき、期間ごとの時系列データの特徴を反映したデータになる。
バイアス回路14aは、移動平均検出器13aの出力信号に基づいて、第1カップリングコンデンサC1の充放電電流を調整可能な第1電流源14bと、第2カップリングコンデンサC2の充放電電流を調整可能な第2電流源14cとを有する。移動平均検出器13aの出力信号に基づいて、第1電流源14b及び第2電流源14cを流れる電流を調整することにより、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルを本来のレベルに近づけることができる。よって、等化器11の動作を安定化させることができる。
図5及び図6は、データ値0と1の数が時間に応じてランダムに変動する差動入力信号を図4の半導体集積回路1aに入力した場合の半導体集積回路1aのシミュレーション結果を示す図である。図5の横軸は時間[μs]、縦軸は電圧[mV]である。図6の横軸は電圧[mV]、縦軸はサンプル数である。
図5(a)の波形w1はデジタル信号に含まれる0と1の数の差異を表す電圧信号であり、ランニング・ディスパリティ(Running Disparity)とも呼ばれる。波形w1からわかるように、差動入力信号に含まれるデータ値0と1の数は、一様ではなく、時間によりランダムに変動していることがわかる。波形w1は、例えば、電圧[mV]が、大なら1が多く小なら0が多いことを示す。
図5(b)の波形w2は移動平均検出器13aの出力信号を示す電圧信号である。図5(c)の太線波形w3は、移動平均検出器13aとバイアス回路14aを用いて第1カップリングコンデンサC1と第2カップリングコンデンサC2の充放電電流を調整した場合の第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルである。すなわち、波形w3は、本実施形態にかかる構成の特性を示している。図5(c)の細線波形w4は、移動平均検出器13aとバイアス回路14aを設けない場合の第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルである。すなわち、波形w4は、本実施形態に対する比較例にかかる構成の特性を示している。波形w3とw4を比較すればわかるように、移動平均検出器13aとバイアス回路14aを設けて第1カップリングコンデンサC1と第2カップリングコンデンサC2の充放電電流を調整することにより、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルの変動を抑制することができる。
図6のw5は、移動平均検出器13aとバイアス回路14aを用いて第1カップリングコンデンサC1と第2カップリングコンデンサC2の充放電電流を調整した場合の第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルのばらつき具合を示すヒストグラムである。図6のw6は、移動平均検出器13aとバイアス回路14aを設けない場合の第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルのばらつき具合を示すヒストグラムである。ヒストグラムw5の方が、ヒストグラムw6よりも、ばらつきが少なくなっており、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2の直流電圧レベルの変動を抑制できていることがわかる。
このように、第2の実施形態では、移動平均検出器13aにより、サンプラ12から出力されたデジタル信号に含まれる0と1の数の移動平均を検出する。そして、検出された移動平均に基づいて、第1カップリングコンデンサC1と第2カップリングコンデンサC2の充放電電流を制御するため、第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルのばらつきを抑制できる。
(第3の実施形態)
第3の実施形態は、移動平均検出器13aの出力信号に基づいて、等化器11aの内部の直流電圧レベルを調整するものである。図7は、補償器14が等化器11aに内蔵される例を示している。
第3の実施形態は、移動平均検出器13aの出力信号に基づいて、等化器11aの内部の直流電圧レベルを調整するものである。図7は、補償器14が等化器11aに内蔵される例を示している。
図7は第3の実施形態による半導体集積回路1bの概略構成を示すブロック図である。図7の半導体集積回路1bは、検出器13として第2の実施形態と同様に移動平均検出器13bを備えている。しかし、移動平均検出器13bの出力信号が等化器11aに入力される点で第2実施形態とは異なる。図7の半導体集積回路1bでは、移動平均検出器13bの出力信号を、等化器11aに入力している。等化器11aの内部構成は、例えば図2に示したものと同様である。より具体的には、図2に示したように、移動平均検出器13aの出力信号SL3は、トランジスタQ2,Q4のゲートに入力される。トランジスタQ2,Q4は、移動平均検出器13bの出力信号に応じて、ドレイン−ソース間電流を調整する。これにより、トランジスタQ1,Q3のドレインに接続された第1出力ノードOUTP及び第2出力ノードOUTNから出力される差動出力信号の直流電圧レベルが調整される。
このように、第3の実施形態では、デジタル信号の0と1の数の移動平均に基づいて、等化器11aの内部の直流電圧レベルを調整するため、等化器11aから出力される差動出力信号の直流電圧レベルを所望のレベルに近づけることができる。
(第4の実施形態)
第4の実施形態は、移動平均検出器13aで検出された移動平均により、等化器11から出力された差動出力信号のオフセット電圧を調整するものである。
第4の実施形態は、移動平均検出器13aで検出された移動平均により、等化器11から出力された差動出力信号のオフセット電圧を調整するものである。
図8は第4の実施形態による半導体集積回路1cの概略構成を示すブロック図である。図8の半導体集積回路1cは、検出器13として第2,第3の実施形態と同様の移動平均検出器13cを備え、補償器14としてDCオフセットキャンセラ(オフセット調整回路)14dを備えている。
DCオフセットキャンセラ14dは、等化器11から出力される差動出力信号のオフセット電圧をキャンセルするために設けられている。本実施形態におけるDCオフセットキャンセラ14dは、移動平均検出器13cで検出された移動平均に応じて、差動出力信号のオフセット電圧の調整を行う。すなわち、本実施形態におけるDCオフセットキャンセラ14dは、差動出力信号のオフセット電圧をキャンセルするだめだけではなく、デジタル信号の0と1の数の移動平均に応じて、適応的に差動出力信号にオフセット電圧を付加する。これは、等化器11に入力される第1信号経路SL1と第2信号経路SL2上の差動入力信号の直流電圧レベルが理想的なレベルからずれていることにより差動出力信号にオフセット電圧が発生した場合に、このオフセット電圧を減少させるために、等化器11から出力される差動出力信号のオフセット電圧を調整する。
このように、第4の実施形態では、サンプラ12から出力されたデジタル信号の0と1の数の移動平均に応じて、等化器11から出力される差動出力信号のオフセット電圧を調整する。これにより、等化器11に入力される差動入力信号の直流電圧レベルがずれた分を、オフセット電圧で調整できる。本実施形態では、差動出力信号のオフセット電圧をキャンセルするためのDCオフセットキャンセラ14dを流用して、差動出力信号のオフセット電圧を調整するため、簡易な構成で差動入力信号の直流電圧レベルのずれを補償できる。
本開示の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではなく、当業者が想到しうる種々の変形も含むものであり、本開示の効果も上述した内容に限定されない。すなわち、特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本開示の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
1、1a、1b、1c 半導体集積回路、2 受信装置、3 デコーダ、14a バイアス回路、4b 第1電流源、4c 第2電流源、11、11a 等化器、12 サンプラ、13 検出器、13a、13b、13c 移動平均検出器、14 補償器、14a バイアス回路、14b 第1電流源、14c 第2電流源、14d DCオフセットキャンセラ、C1 第1カップリングコンデンサ、C2 第2カップリングコンデンサ
Claims (12)
- カップリングコンデンサより後段の信号経路上の入力信号に含まれる所定の周波数帯域の信号成分を増幅する等化回路と、
前記等化回路の出力信号をデジタル信号に変換するサンプラ回路と、
前記デジタル信号に含まれる二値の出現頻度に基づいて信号を出力する検出回路と、
前記検出回路の出力信号が第1のレベルを示す場合、前記カップリングコンデンサより後段の信号経路上の直流電圧レベルのずれを補償する補償回路と、を備える、半導体集積回路。 - 前記検出回路は、前記デジタル信号に含まれる0と1の数の差を表す信号を出力する、請求項1に記載の半導体集積回路。
- 前記検出回路は、前記デジタル信号に含まれる0と1の数の移動平均を表す信号を出力する、請求項2に記載の半導体集積回路。
- 前記補償回路は、前記検出回路の出力信号に基づいて、前記カップリングコンデンサより後段の信号経路上の直流電圧レベルを調整する、請求項1乃至3のいずれか一項に記載の半導体集積回路。
- 前記補償回路は、前記検出回路の出力信号に基づいて、前記カップリングコンデンサの充電又は放電電流を制御するバイアス回路を有する、請求項4に記載の半導体集積回路。
- 差動入力信号が入力される第1入力端子及び第2入力端子を備え、
前記カップリングコンデンサは、
前記第1入力端子に接続される第1信号経路上に配置される第1カップリングコンデンサと、
前記第2入力端子に接続される第2信号経路上に配置される第2カップリングコンデンサと、を有し、
前記等化回路は、
前記第1信号経路に接続される第1入力ノードと、
前記第2信号経路に接続される第2入力ノードと、
前記差動入力信号を増幅した差動出力信号を出力する第1出力ノード及び第2出力ノードと、を有し、
前記サンプラ回路は、前記差動出力信号に含まれるクロック信号に同期させて、前記差動出力信号に含まれるデータに応じたデジタル信号を出力し、
前記補償回路は、前記検出回路の出力信号に基づいて、前記第1信号経路における前記第1カップリングコンデンサと前記第1入力ノードとの間の経路の直流電圧レベルと、前記第2信号経路における前記第2カップリングコンデンサと前記第2入力ノードとの間の経路の直流電圧レベルとを調整する、請求項4又は5に記載の半導体集積回路。 - 前記等化回路は、前記等化回路の出力信号の直流電圧レベルを調整する調整ノードを有し、
前記検出回路の出力信号は、前記調整ノードに入力される、請求項1乃至3のいずれか一項に記載の半導体集積回路。 - 差動入力信号が入力される第1入力端子及び第2入力端子を備え、
前記カップリングコンデンサは、
前記第1入力端子に接続される第1信号経路上に配置される第1カップリングコンデンサと、
前記第2入力端子に接続される第2信号経路上に配置される第2カップリングコンデンサと、を有し、
前記等化回路は、
前記第1信号経路に接続される第1入力ノードと、
前記第2信号経路に接続される第2入力ノードと、
前記差動入力信号を増幅した差動出力信号を出力する第1出力ノード及び第2出力ノードと、
前記差動出力信号の直流電圧レベルを調整する調整ノードと、を有し、
前記サンプラ回路は、前記差動出力信号に含まれるクロック信号に同期させて、前記差動出力信号に含まれるデータに応じたデジタル信号を出力し、
前記検出回路の出力信号は、前記調整ノードに入力される、請求項7に記載の半導体集積回路。 - 差動入力信号が入力される第1入力端子及び第2入力端子を備え、
前記カップリングコンデンサは、
前記第1入力端子に接続される第1信号経路上に配置される第1カップリングコンデンサと、
前記第2入力端子に接続される第2信号経路上に配置される第2カップリングコンデンサと、を有し、
前記等化回路は、
前記第1信号経路に接続される第1入力ノードと、
前記第2信号経路に接続される第2入力ノードと、
前記差動入力信号を増幅した差動出力信号を出力する第1出力ノード及び第2出力ノードと、を有し、
前記補償回路は、前記検出回路の出力信号に基づいて、前記差動出力信号のオフセット電圧を調整するオフセット調整回路を有する、請求項1乃至3のいずれか一項に記載の半導体集積回路。 - 前記オフセット調整回路は、前記等化回路から出力される前記差動出力信号のオフセット電圧をキャンセルするようにオフセット電圧を調整する第1の調整動作と、前記検出回路の出力信号に基づいて前記差動出力信号のオフセット電圧を調整する第2の調整動作とを行う、請求項9に記載の半導体集積回路。
- 前記等化回路は、前記カップリングコンデンサを経由後の信号経路上の入力信号に含まれる前記所定の周波数帯域の信号成分を線形に増幅するCTLE(Continuous Time Linear Equalizer)回路を有する、請求項1乃至10のいずれか一項に記載の半導体集積回路。
- 受信信号の信号経路上に配置されるカップリングコンデンサと、
前記カップリングコンデンサより後段の信号経路上の受信信号に含まれる所定の周波数帯域の信号成分を増幅する等化回路と、
前記等化回路の出力信号をデジタル信号に変換するサンプラ回路と、
前記デジタル信号に基づいてデコード処理を行うデコーダ回路と、
前記デジタル信号に含まれる二値の数のバランスが取れているか否かを示す信号を出力する検出回路と、
前記検出回路の出力信号に基づいて、前記カップリングコンデンサより後段の信号経路上の直流電圧レベルのずれを補償する補償回路と、を備える、受信装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020045359A JP2021150675A (ja) | 2020-03-16 | 2020-03-16 | 半導体集積回路及び受信装置 |
US17/016,615 US11522505B2 (en) | 2020-03-16 | 2020-09-10 | Semiconductor integrated circuit and receiver device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2020045359A JP2021150675A (ja) | 2020-03-16 | 2020-03-16 | 半導体集積回路及び受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021150675A true JP2021150675A (ja) | 2021-09-27 |
Family
ID=77663793
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2020045359A Pending JP2021150675A (ja) | 2020-03-16 | 2020-03-16 | 半導体集積回路及び受信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11522505B2 (ja) |
JP (1) | JP2021150675A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2022141193A (ja) * | 2021-03-15 | 2022-09-29 | キオクシア株式会社 | 周波数電圧変換回路、半導体装置、及び、メモリシステム |
KR20220158917A (ko) * | 2021-05-24 | 2022-12-02 | 삼성전자주식회사 | 실시간으로 전압 오프셋을 제거하는 수신기 및 그것의 동작 방법 |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6631103B1 (en) * | 1998-04-09 | 2003-10-07 | Texas Instruments Incorporated | Jitter feedback slicer |
JP3750555B2 (ja) * | 2001-04-17 | 2006-03-01 | ソニー株式会社 | アシンメトリ補正回路およびそれを用いた情報再生装置 |
US7937605B2 (en) * | 2006-01-19 | 2011-05-03 | Redmere Technology Ltd. | Method of deskewing a differential signal and a system and circuit therefor |
JP2009055306A (ja) | 2007-08-27 | 2009-03-12 | Sony Corp | データ受信装置 |
JP2010141527A (ja) | 2008-12-10 | 2010-06-24 | Renesas Electronics Corp | 伝送路損失補償回路及び伝送路損失補償方法 |
JP2013162146A (ja) | 2012-02-01 | 2013-08-19 | Ricoh Co Ltd | 通信装置及び通信方法 |
US9620101B1 (en) * | 2013-10-08 | 2017-04-11 | Cirrus Logic, Inc. | Systems and methods for maintaining playback fidelity in an audio system with adaptive noise cancellation |
US10742458B2 (en) | 2017-08-09 | 2020-08-11 | Toshiba Memory Corporation | Equalizer circuit and control method of equalizer circuit |
JP2019033476A (ja) | 2017-08-09 | 2019-02-28 | 東芝メモリ株式会社 | イコライザ回路及びイコライザ回路の制御方法 |
JP2019169827A (ja) | 2018-03-23 | 2019-10-03 | 東芝メモリ株式会社 | イコライザ回路及びイコライザ回路の制御方法 |
US11747371B2 (en) * | 2020-08-28 | 2023-09-05 | Intel Corporation | Self-calibrated input voltage-agnostic replica-biased current sensing apparatus |
-
2020
- 2020-03-16 JP JP2020045359A patent/JP2021150675A/ja active Pending
- 2020-09-10 US US17/016,615 patent/US11522505B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20210288618A1 (en) | 2021-09-16 |
US11522505B2 (en) | 2022-12-06 |
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