JP2021125908A - 半導体素子駆動装置および電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】半導体素子の温度、または半導体素子を流れる電流が変化した場合は考慮されておらず、スイッチング損失やノイズを十分に低減することができない課題があった。
【解決手段】タイミング制御部３は、入力されるセンシング情報（温度Ｔ、電流Ｉ）に応じて、ＩＧＢＴ１０１のスイッチング損失の低減量を最大化するように、ディレイ信号Ｑを出力して電流増加回路５の駆動タイミングを制御する。電流増加回路５は、ＩＧＢＴ１０１のターンオンまたはターンオフ時において、駆動指令信号Ｐから所定時間の遅れのディレイ信号Ｑに応答して駆動信号を出力する。このようにディレイ信号Ｑに応答して、ＩＧＢＴ１０１のゲート容量を充放電する電流（以下、ゲート電流）を増加させることによって、スイッチング速度を増加させ、スイッチング損失を低減する。
【選択図】図２

Description

本発明は、半導体素子駆動装置および電力変換装置に関する。

直流電力と交流電力との間で電力を変換する電力変換装置は、半導体素子を上下アームとして構成するインバータ回路を備えている。半導体素子は半導体素子駆動装置によって駆動されるが、各アームの半導体素子のオンオフ駆動に伴って、半導体素子にはスイッチング損失が発生する。一般に、半導体素子のゲート電流を増加するほどスイッチングに要する時間が短くなるため、ターンオン時のターンオンスイッチング損失は減少するが、ターンオン時の電流の変化率は増加する。また、ゲート電流を増加するほど、ターンオフ時のターンオフスイッチング損失は減少するが、半導体素子のターンオフサージ電圧は増加する。電流の変化率やターンオフサージ電圧が増加するとノイズの発生が増加する。このように、半導体素子の駆動において、スイッチング損失とノイズとはトレードオフの関係にあり、ゲート電流によって両者のバランスを調整する必要がある。

特許文献１には、半導体素子をターンオン期間中に定電流で駆動することにより、ゲート−コレクタ間の容量を充電するまで続くミラー期間におけるコレクタ電圧が変化する期間のばらつきを抑えて、コレクタ電圧×コレクタ電流で表されるターンオンスイッチング損失のばらつきを抑えることが開示されている。

国際公開ＷＯ２００９/０４４６０２号公報

特許文献１では、半導体素子の温度、または半導体素子を流れる電流が変化した場合は考慮されておらず、スイッチング損失やノイズを十分に低減することができない課題があった。

本発明による半導体素子駆動装置は、半導体素子のオンオフを制御する駆動指令信号に基づいて、前記半導体素子にゲート電流を出力する電流出力回路と、前記駆動指令信号の立ち上がり、または前記駆動指令信号の立ち下がりのタイミングを基準として所定時間経過後に出力されるディレイ信号に基づいて前記ゲート電流を増加する電流増加回路と、前記半導体素子を流れる電流が所定のオン電流値に達した後であって、前記半導体素子の両端電圧が所定のオン電圧に達するまでのミラー期間の間に出力する前記ディレイ信号のタイミングを制御するタイミング制御部とを備え、前記タイミング制御部は、前記半導体素子の温度および前記半導体素子を流れる電流の少なくとも一方に基づいて、前記ディレイ信号を出力するタイミングを制御する。

本発明によれば、半導体素子の温度、または半導体素子を流れる電流が変化した場合にも、スイッチング損失やノイズを十分に低減することができる。

電力変換装置を用いた電動機の制御システムを示す図である。 半導体素子駆動装置ブロック構成を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）半導体素子のスイッチング動作を示す図である。 温度によってゲート−エミッタ間電圧が変化する状態を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）半導体素子の詳細なスイッチング動作を示す図である。 スイッチング損失と動作条件との関係を示すグラフである。 半導体素子駆動装置の回路構成を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）（Ｃ）半導体素子駆動装置の電流増加回路への入力信号を示す図である。 ディレイ制御部の処理動作を示すフローチャートである。 （Ａ）（Ｂ）ターンオンスイッチング損失、コレクタ電流の変化率とオン側ディレイとの関係を示すグラフである。 （Ａ）（Ｂ）ターンオフスイッチング損失、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅとオフ側ディレイとの関係を示すグラフである。 タイミング制御部内のルックアップテーブルの一例を示す図である。 第２の実施形態に係る半導体素子駆動装置の回路構成を示す図である。 温度監視部で監視したＩＧＢＴの温度の一例を示すグラフである。 第２の実施形態に係るタイミング制御部内のルックアップテーブルの一例を示す図である。 第３の実施形態に係る半導体素子駆動装置の回路構成を示す図である。

［第１の実施形態]
以下、本実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、電力変換装置２００を用いた電動機３００の制御システムを示す図である。
図１に示すように、電動機３００の制御システムは、バッテリ１００、電力変換装置２００、電動機３００、指令論理部４００を備えている。電動機３００は、電力変換装置２００を介してバッテリ１００に接続されている。なお、バッテリ１００及び電力変換装置２００の間には、平滑コンデンサ１１０が設けられている。また、電動機３００は、例えば永久磁石界磁型の同期電動機である。

電力変換装置２００は、Ｕ相Ｖ相Ｗ相の三相分の上、下アームより構成される三相インバータ回路を備えている。上、下アームのそれぞれの半導体素子は、ＩＧＢＴ１０１で構成されている。各相の上アームのＩＧＢＴ１０１の高電位側端子には、平滑コンデンサ１１０の第１端が接続されている。各相の上アームのＩＧＢＴ１０１の低電位端子側には、各相の下アームのＩＧＢＴ１０１の高電位側端子が接続されている。各相の下アームのＩＧＢＴ１０１の低電圧端子側には、平滑コンデンサ１１０の第２端が接続されている。各相において、上アームのＩＧＢＴ１０１の低電位側端子と、下アームのＩＧＢＴ１０１の高電位側端子との接続点には、電動機３００の巻線３１０の第１端が接続されている。各相の巻線３１０の第２端は、中性点で接続されている。

本実施形態では、電圧制御型の半導体素子としてＩＧＢＴを用いる。このため、ＩＧＢＴ１０１において、高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。各ＩＧＢＴ１０１には、還流ダイオード（フリーホイールダイオード）１０２が逆並列に接続されている。半導体素子としてはＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴなどの電圧駆動型の半導体素子であればよい。また、半導体素子を構成する半導体は、シリコン（Ｓｉ）でもよいし、ワイドギャップ半導体（炭化シリコン（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）など）でもよい。

指令論理部４００は、電動機３００の制御量をその指令値に制御すべく、各相において、上アームのＩＧＢＴ１０１と下アームのＩＧＢＴ１０１とを交互にオン状態とする。制御量は、例えばトルクである。指令論理部４００は、ＩＧＢＴ１０１の駆動指令信号Ｐとして、オン状態を指示するオン指令又はオフ状態を指示するオフ指令を、各相の各アームにおけるＩＧＢＴ１０１に対応して個別に設けられた半導体素子駆動装置５００に対して出力する。

半導体素子駆動装置５００は、指令論理部４００からの駆動指令信号Ｐを取得し、取得した駆動指令信号Ｐに基づいて、ＩＧＢＴ１０１をオン状態又はオフ状態にする。

図２は、半導体素子駆動装置５００のブロック構成を示す図である。
図２においては、図１に示す三相インバータ回路におけるＵ相の下アームに対応する半導体素子駆動装置５００のみ図示しているが、Ｕ相の上アーム、Ｖ相およびＷ相の上下アームの各半導体素子駆動装置５００も同様の構成である。以下では、Ｕ相の下アームの半導体素子駆動装置５００の構成および動作について説明するが、他の半導体素子駆動装置５００の構成および動作も同様である。

半導体素子駆動装置５００は、ＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇおよびセンスエミッタ端子（補助エミッタ端子）ＳＳと接続される。また、半導体素子駆動装置５００は、上位の指令論理部４００に接続される。

図２に示すように、半導体素子駆動装置５００は、温度検知回路１、電流検知回路２、タイミング制御部３、電流出力回路４、電流増加回路５から構成される。温度検知回路１には、温度検出素子６の出力部が接続されている。また、電流検知回路２には、電流検出素子７の出力部が接続されている。タイミング制御部３の入力部には、温度検知回路１、電流検知回路２、および指令論理部４００の出力部が接続されている。電流出力回路４は、指令論理部４００の出力部とＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇの間に接続されている。電流増加回路５は、タイミング制御部３の出力部とＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇの間に接続されている。

指令論理部４００から駆動指令信号Ｐが半導体素子駆動装置５００に入力される。半導体素子駆動装置５００は、駆動指令信号Ｐが入力されている間、ＩＧＢＴ１０１のゲート・エミッタ間（Ｇ−ＳＳ間）にＩＧＢＴ１０１の閾値電圧を超える電圧（たとえば＋１５Ｖ）を印加し、ＩＧＢＴ１０１をオンさせてＩＧＢＴ１０１に電流を流す。すなわち、ＩＧＢＴ１０１をターンオンする。また、半導体素子駆動装置５００は、指令論理部４００から駆動指令信号Ｐが入力されていない間は、ＩＧＢＴ１０１のゲート・エミッタ間（Ｇ−ＳＳ間）に閾値電圧を下回る電圧（たとえば、０Ｖ）を印加し、ＩＧＢＴ１０１をオフさせてＩＧＢＴ１０１の電流を遮断する。すなわち、ＩＧＢＴ１０１をターンオフする。上記のターンオンまたはターンオフ動作は、半導体素子駆動装置５００から電流出力回路４を通して、ＩＧＢＴ１０１のゲート容量を充放電することによってなされる。

また、半導体素子駆動装置５００は、ＩＧＢＴ１０１の動作条件、すなわち、ＩＧＢＴ１０１の温度ＴおよびＩＧＢＴ１０１に流れる電流Ｉを、それぞれ、温度検出素子６および電流検出素子７によってセンシングする。これらセンシング情報（温度Ｔ、電流Ｉ）は、それぞれ、温度検知回路１および電流検知回路２を通して、タイミング制御部３に入力される。電流検出素子７としては、電流プローブ（ＣＴ（current transformer）、ロゴスキーコイルなど）やシャント抵抗が適用される。なお、電動機３００を流れる負荷電流の計測値から、ＩＧＢＴ１０１に流れる電流の推定値を算出してもよい。温度検出素子６としては、たとえば、サーミスタなどが適用される。なお、ＩＧＢＴ１０１のオン電圧など、温度に応じて変化する半導体素子の電気的特性パラメータＴＳＥＰ（Temperature Sensitive Electrical Parameters）の計測値から、ＩＧＢＴ１０１の温度の推定値を算出してもよい。

タイミング制御部３は、後述するように、入力されるセンシング情報（温度Ｔ、電流Ｉ）に応じて、ＩＧＢＴ１０１のスイッチング損失の低減量を最大化するように、ディレイ信号Ｑを出力して電流増加回路５の駆動タイミングを制御する。電流増加回路５は、ＩＧＢＴ１０１のターンオンまたはターンオフ時において、駆動指令信号Ｐから所定時間の遅れのディレイ信号Ｑに応答して駆動信号を出力する。すなわち、電流増加回路５は、ディレイ信号Ｑに応答して、ＩＧＢＴ１０１のゲート容量を充放電する電流（以下、ゲート電流）を増加させることによって、スイッチング速度を増加させ、スイッチング損失を低減する。

図３（Ａ）〜図３（Ｄ）は半導体素子のスイッチング動作を示す図である。図３（Ａ）は、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅおよびコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを、図３（Ｂ）は、コレクタ電流Ｉｃを、図３（Ｃ）は、駆動指令信号Ｐを、図３（Ｄ）は、ディレイ信号Ｑを示す。各図において横軸は時間である。図３（Ａ）の破線は、本実施形態を適用した場合、すなわちディレイ信号Ｑを加えた場合を示す。図３（Ａ）〜図３（Ｄ）は、ターンオン動作を示すが、ターンオフ動作についても同様である。

図３（Ｃ）に示すように、駆動指令信号Ｐが指令論理部４００から入力されると電流出力回路４よりＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇに電圧が加わる。すなわち、図３（Ａ）に示すように、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが徐々に高くなる。ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｔｈを超えると、図３（Ｂ）に示すように、コレクタ電流Ｉｃが流れ始める。

本実施形態を適用しない場合、すなわちディレイ信号Ｑを加えない場合は、コレクタ電流Ｉｃがオン電流Ｉｏｎに達した時点αから、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが減少すると同時に、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが一定値で推移する。オン電流Ｉｏｎに達した時点αからコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅがオン電圧Ｖｏｎに達する時点βまでのミラー期間においてターンオン動作が完了する。このとき、時点αよりも前にスイッチング速度を増加（すなわち、ゲート電流を増加）させると、コレクタ電流Ｉｃの時間変化率ｄｉ/ｄｔが増加してノイズが増加する。一方、時点βよりも後にゲート電流を増加してもスイッチング動作は完了しているため、スイッチング損失（ターンオンスイッチング損失；Ｅｏｎ）を低減することはできない。

そこで、本実施形態では、時点αと時点βの間、すなわちミラー期間の間でゲート電流を増加させる。すなわち、電流増加回路５は、駆動指令信号Ｐの立ち上がり（ターンオン動作）、または駆動指令信号Ｐの立ち下がり（ターンオフ動作）のタイミングを基準として所定時間経過後に出力されるディレイ信号Ｑに基づいてゲート電流を増加する。図３（Ｄ）では、駆動指令信号Ｐの立ち上がり（ターンオン動作）のタイミングを基準として所定時間経過後の時点αでディレイ信号Ｑを出力した例を示す。図３（Ａ）の破線で示すように、ミラー期間において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが上昇する。また、ミラー期間において、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの時間変化率ｄｖ/ｄｔが増加する。ミラー期間に入る前では、図３（Ｂ）に示すように、コレクタ電流Ｉｃの時間変化率ｄｉ/ｄｔは一定のままであり、ミラー期間において、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの時間変化率ｄｖ/ｄｔを増加させることができるため、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃの積の時間積分で決まるターンオンスイッチング損失Ｅｏｎを低減できる。したがって、低ノイズかつ低損失な駆動が可能になる。

図４は、温度によってゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが変化する状態を示す図である。縦軸はゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを、横軸は時間を示す。
図４において、半導体素子であるＩＧＢＴ１０１の温度が２５℃の場合を破線で、ＩＧＢＴ１０１の温度が１５０℃の場合を実線で示す。図４に示すように、ＩＧＢＴ１０１の温度が１５０℃の場合は、ＩＧＢＴ１０１の温度が２５℃の場合と比較して、ＩＧＢＴ１０１のターンオン時において駆動指令信号Ｐを入力してからゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅの立ち上がりはΔＴだけ早くなっている。その分、駆動指令信号Ｐの入力からＩＧＢＴ１０１がミラー期間に到達するまでの時間（図３の時点αまでの時間）もΔＴだけ早くなる。具体的には、ＩＧＢＴ１０１の温度が２５℃から１５０℃に変化したときΔＴ＝３５ｎｓ程度であった。一方、ミラー期間の継続時間はＴ＝２５０ｎｓ程度であり、ΔＴはミラー期間の約１４％を占めた。同様に、ＩＧＢＴ１０１のオン電流が変化した場合も、オン電流値が大きいほど駆動指令信号Ｐの入力からＩＧＢＴ１０１がミラー期間に到達するまでの時間が長くなり、ΔＴが発生することが分かった。また、温度Ｔが高いほど閾値電圧（Ｖｔｈ）が低下してミラー期間の到達時点が早くなる。このように、駆動指令信号Ｐを入力してからミラー期間に到達するまでの時間が、ＩＧＢＴ１０１の温度に応じて変動する。ターンオフ時においても、同様に温度に応じて変動する。また、ＩＧＢＴ１０１を流れるコレクタ電流Ｉｃによってもミラー期間に到達するまでの時間が変動する。

このように、ＩＧＢＴ１０１の温度やＩＧＢＴ１０１を流れる電流が変わると、すなわちＩＧＢＴ１０１の動作条件が変わると、電流増加回路５がＩＧＢＴ１０１のゲート電流を増加させるタイミングを制御しない限り、スイッチング損失の低減効果が得られなくなる。そして、スイッチング時に発生するノイズが増加する。特に、電気自動車やハイブリッド自動車向けの半導体素子（パワー半導体モジュール）は、鉄道向けや電力用途の半導体素子（パワー半導体モジュール）に対して、一般にスイッチング速度が早い。したがって、ミラー期間に占めるΔＴの割合が上述したように無視できないため、動作条件の変化を考慮したゲート電流の増加タイミングの最適化が必要になる。本実施形態では、半導体素子の温度、または半導体素子を流れる電流に基づいて、ディレイ信号Ｑを出力するタイミングを制御する。

さらに、電気自動車やハイブリッド自動車用途では、鉄道用途に対して、パワー半導体モジュールのスイッチング周波数が数倍〜十数倍大きいため、スイッチング損失の低減がインバータ損失全体の低減に寄与する効果が大きい。したがって、本実施形態を適用すれば、自動車向けの電力変換装置の小型化・軽量化や低コスト化に貢献できる。

図５は、半導体素子の詳細なスイッチング動作を示す図である。図５（Ａ）は、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅを、図５（Ｂ）は、ゲート電流Igを、図５（Ｃ）は、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅを、図５（Ｄ）は、コレクタ電流Ｉｃを、図５（Ｅ）は、駆動指令信号Ｐを、図５（Ｆ）は、ディレイ信号Ｑを示す。各図において横軸は時間である。図５（Ａ）〜図５（Ｃ）の破線は、本実施形態を適用した場合、すなわちディレイ信号Ｑを加えた場合を示す。図５（Ａ）〜図５（Ｆ）は、ターンオン動作を示すが、ターンオフ動作についても同様である。

図５（Ｅ）に示すように、駆動指令信号Ｐが指令論理部４００から入力されると電流出力回路４よりＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇに電圧が加わり、図５（Ｂ）に示すように、ゲート電流Igが流れる。そして、図５（Ａ）に示すように、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが徐々に高くなる。ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｔｈを超えると、図５（Ｄ）に示すように、コレクタ電流Ｉｃが流れ始め、図５（Ｃ）に示すように、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが低下する。

本実施形態を適用しない場合、すなわちディレイ信号Ｑを加えない場合は、コレクタ電流Ｉｃがオン電流Ｉｏｎに達した時点αから、図５（Ｃ）に示すように、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが減少すると同時に、図５（Ａ）に示すように、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが一定値である。時点αから時点βまでミラー期間が継続し、ターンオン動作が完了する。

本実施形態では、時点αと時点βの間、すなわちミラー期間の間でゲート電流を増加させる。すなわち、電流増加回路５は、駆動指令信号Ｐの立ち上がり（ターンオン動作）、または駆動指令信号Ｐの立ち下がり（ターンオフ動作）のタイミングを基準として所定時間経過後に出力されるディレイ信号Ｑに基づいてゲート電流を増加する。図５（Ｆ）では、駆動指令信号Ｐの立ち上がり（ターンオン動作）のタイミングを基準として所定時間経過後の時点αでディレイ信号Ｑを出力した例を示す。図５（Ａ）の破線で示すように、ミラー期間において、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅが上昇する。さらに、図５（Ｂ）の破線で示すように、ミラー期間において、ゲート電流Ｉｇが上昇する。本実施形態では、電流増加回路５がミラー期間中にＩＧＢＴ１０１のゲート電流を増加させるため、図５（Ｂ）の破線で示すように、ゲート電流Ｉｇの波形が２山になる。なお、図５（Ｄ）に示すように、コレクタ電流Ｉｃは、ミラー期間において、ゲート電流Ｉｇを上昇させても変化はない。

図６は、スイッチング損失と動作条件との関係を示すグラフである。縦軸はスイッチング損失、横軸は動作条件である。図６において破線は本実施形態を適用した場合を示す。
図６に示すように、半導体素子の温度、半導体素子を流れる電流、または半導体素子に加わる電圧などの動作条件が増せば、これに略比例してスイッチング損失は大きくなるが、本実施形態を適用した場合はスイッチング損失がより緩やかに推移する。本実施形態では、最適なタイミングでゲート電流を増加させるため、各電流、各温度、または各電圧でスイッチング損失の低減量を最大化できる。このとき、前述のように、ターンオン時のｄｉ/ｄｔは従来駆動と変わらないため、放射ノイズを増加することなく、ＩＧＢＴの全電流域、全温度域、全電圧領域にわたってスイッチング損失を低減することができる。

図７は、半導体素子駆動装置５００の回路構成を示す図である。図２と同一箇所には同一の符号を附してその説明を省略する。

電流出力回路４は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｐ１）、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｎ１）、オン側ゲート抵抗（Ｒ１）、オフ側ゲート抵抗（ｒ１）、正側電圧源１１、負側電圧源１２、プリドライバ１３から構成される。Ｐ１のソース端子は正側電圧源１１に、ゲート端子はプリドライバ１３の出力部に接続される。Ｎ１のソース端子は負側電圧源１２に、ゲート端子はプリドライバ１３の出力部に接続される。Ｐ１のドレイン端子はＲ１を介して、Ｎ１のドレイン端子はｒ１を介して、それぞれＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇに接続されている。プリドライバ１３の入力部は、指令論理部４００の出力部に接続されている。

電流増加回路５は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｐ２）、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｎ２）、オン側ゲート抵抗（Ｒ２）、オフ側ゲート抵抗（ｒ２）、正側電圧源１１、負側電圧源１２から構成される。Ｐ２のソース端子は正側電圧源１１に、ゲート端子はタイミング制御部３の中のディレイ信号生成部３ａに接続される。Ｎ２のソース端子は負側電圧源１２に、ゲート端子はタイミング制御部３の中のディレイ信号生成部３ａに接続される。Ｐ２のドレイン端子はＲ２を介して、Ｎ２のドレイン端子はｒ２を介して、それぞれＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇに接続されている。

プリドライバ１３は、指令論理部４００からの駆動指令信号Ｐが入力されている間、Ｐ１をオン、Ｎ１をオフにして、半導体素子駆動装置５００からＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇに向かってゲート電流を流してターンオンする。指令論理部４００からの駆動指令信号Ｐが入力されていない間は、Ｐ１をオフ、Ｎ１をオンにしてゲート端子Ｇから半導体素子駆動装置５００に向かってゲート電流を流してターンオフする。なお、負側電圧源１２は必ずしも負電圧でなくともよく、たとえば０Ｖでもよい。

後述するように、ターンオン時においてディレイ信号Ｑｐに応答して、電流増加回路５のＰ２は、電流出力回路４のＰ１よりもディレイＤだけ遅れてオンすることにより、ターンオン動作の途中からゲート電流を増加させることができる。このとき、Ｒ１＞Ｒ２とすることで効果的にゲート電流を増加させることができる。特に、Ｒ２＝０Ωのとき、ターンオンスイッチング損失Ｅｏｎの低減効果が最大となる。

また、同様に、ターンオフ時においてディレイ信号Ｑｎに応答して、電流増加回路５のＮ２は、電流出力回路４のＮ１よりもディレイｄだけ遅れてオンすることにより、ターンオフ動作の途中からゲート電流を増加させることができる。このとき、ｒ１＞ｒ２とすることで効果的にゲート電流を増加させることができる。特に、ｒ２＝０Ωのとき、ターンオフスイッチング損失（Ｅｏｆｆ）の低減効果が最大となる。
このように、電流出力回路４の出力後、適切なディレイ（Ｄ、ｄ）を設けて電流増加回路５を動作させることにより、図６に示すようにスイッチング損失を低減させることができる。

温度検知回路１は、比較器８、鋸波発生回路９、定電流源１０から構成される。ここでの温度検出素子６は、ＩＧＢＴ１０１と同一の半導体チップ上にポリシリコン等で形成されたダイオードであり、このダイオードに一定電流を流したときの電圧降下（ＶＦ）が温度依存性を有する現象を利用して、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔを検出する。ＩＧＢＴ１０１のチップ上に形成されるダイオードの方が、一般にＩＧＢＴチップからやや離れた場所に設置せざるを得ないサーミスタよりも、温度検出精度や応答速度の点で優れている。定電流源１０の出力部は、温度検出ダイオード６のアノードおよび比較器８の非反転入力端子に接続され、鋸波発生回路９の出力部は、比較器８の反転入力端子に接続される。

電流検知回路２は、比較器２１、鋸波発生回路２２から構成される。ここでの電流検出素子７は、ＩＧＢＴ１０１と同一の半導体チップ上に形成されたセンス素子であるセンスＩＧＢＴであり、センスＩＧＢＴのエミッタはシャント抵抗１５を介してグランドに接続されている。センスＩＧＢＴには、ＩＧＢＴ１０１に流れる電流Ｉにセンス比αを乗じたセンス電流（α＊Ｉ）が流れ、抵抗値Ｒのシャント抵抗１５で生じる電圧降下（Ｒ＊α＊Ｉ）として、ＩＧＢＴ１０１に流れる電流Ｉを検出する。比較器２１の非反転入力端子は、センスＩＧＢＴ７のエミッタとシャント抵抗１５との接続点に接続され、比較器２１の反転入力端子は、鋸波発生回路２２の出力部に接続される。

温度検知回路１では、温度検出ダイオード６の電圧降下（ＶＦ）と鋸波発生回路９の鋸波とが比較器８にて電圧比較される結果、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔは、矩形波のパルス時間に変換された後、タイミング制御部３のディレイ信号生成部３ａに入力される。同様に、電流検知回路２では、シャント抵抗１５で生じる電圧降下（Ｒ＊α＊Ｉ）と鋸波発生回路２２の鋸波とが比較器２１にて電圧比較される結果、ＩＧＢＴ１０１を流れる電流Ｉは、矩形波のパルス時間に変換されてタイミング制御部３のディレイ信号生成部３ａに入力される。図７の構成では、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが高いほど、また、ＩＧＢＴ１０１を流れる電流Ｉが大きいほど、ディレイ信号生成部３ａに入力されるセンシング情報である温度Ｔ、電流Ｉに相当するパルス時間は長くなる。

タイミング制御部３は、ディレイ信号生成部３ａとエッジ検出回路３ｂから構成される。ディレイ信号生成部３ａの入力部は、温度検知回路１および電流検知回路２の出力部、エッジ検出回路３ｂの出力部に接続されている。ディレイ信号生成部３ａより出力されるディレイ信号Ｑｐ、Ｑｎは、電流増加回路５の中のＰ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｐ２）およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｎ２）のゲート端子にそれぞれ接続されている。エッジ検出回路３ｂの入力部は、指令論理部４００より出力される駆動指令信号Ｐが入力される。タイミング制御部３には、デジタル入力端子１６を介して、ディレイ制御部１４が接続される。

図８は、半導体素子駆動装置５００の電流増加回路５への入力信号を示す図である。図８（Ａ）は、駆動指令信号Ｐを、図８（Ｂ）は、ディレイ信号Ｑｐを、図８（Ｃ）は、ディレイ信号Ｑｎを示す。

図７に示すエッジ検出回路３ｂは、指令論理部４００から入力される図８（Ａ）に示す駆動指令信号Ｐの立上りエッジ（↑）および立下りエッジ（↓）を検出し、ディレイ信号生成部３ａに検出信号を送る。

ＩＧＢＴ１０１のターンオン時において、ディレイ信号生成部３ａは、立上りエッジの検出信号を受けた後、図８（Ｂ）に示すように、ディレイＤを設けて時間Ｔｐのパルス信号（ディレイ信号Ｑｐ）を電流増加回路５のＰ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｐ２）のゲート端子に出力して、Ｐ２をオンする。ディレイＤは、ゲート電流の増加（＝Ｐ２オン）のタイミングが図３のミラー期間（Ｔ）中になるように設定されている。時間Ｔｐは、ターンオフ動作が始まる前にＰ２をオフするように適切な値に固定されている（Ｄ＋Ｔｐ＜Ｔｏｎ）。

ＩＧＢＴ１０１のターンオフ時において、ディレイ信号生成部３ａは、立下りエッジの検出信号を受けた後、図８（Ｃ）に示すように、ディレイｄを設けて時間Ｔｎのパルス信号（ディレイ信号Ｑｎ）を電流増加回路５のＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Ｎ２）のゲート端子に出力して、Ｎ２をオンする。ディレイｄは、ゲート電流の増加（＝Ｎ２オン）のタイミングが図３のミラー期間（Ｔ）中になるように設定されている。時間Ｔｎは、次のターンオン動作が始まる前にＮ２をオフするように適切な値に固定されている（ｄ＋Ｔｎ＜Ｔｏｆｆ）。

このようにして、ディレイＤおよびｄを制御することにより、ＩＧＢＴ１０１のターンオン時およびターンオフ時において、それぞれミラー期間にタイミングを合わせてゲート電流を増加するので、効果的にスイッチング損失を低減することが可能となる。

ディレイ制御部１４には、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔおよび電流Ｉに応じた最適なディレイＤ、ｄを設定してタイミング制御部３に記憶する。これにより、ディレイ信号生成部３ａは、現状のＩＧＢＴ１０１の動作条件（温度Ｔ、電流Ｉ）に応じて自律的に最適なタイミングでゲート電流を増加させることが可能となり、図６に示すように、各電流または各温度でスイッチング損失の低減量を最大化できる。

図９は、ディレイ制御部１４の処理動作を示すフローチャートである。このフローチャートで示す処理を実行することにより、動作条件（ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔ、電流Ｉ）が変化しても、スイッチング損失の低減量を常に最大化できるように、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔおよび電流Ｉに応じた最適なディレイＤおよびｄを設定する。具体的には、図３に示すように、電流増加回路５へのディレイ信号Ｑがミラー期間の開始時点αに一致するようにディレイＤおよびｄを設定する。

図９に示す処理動作により、ディレイ制御部１４は、温度Ｔおよび電流Ｉに応じた最適な電流増加回路５の動作タイミング（ディレイＤおよびｄ）を決定する。図４を参照して説明したように、駆動指令信号Ｐを入力してからミラー期間に到達するまでの時間は温度Ｔが高いほど早くなる。このことは、ディレイＤを減少させる必要性を示唆しているが、ミラー期間に達するまでの時間は種々の要因で変化する。たとえば、ＩＧＢＴ１０１の内蔵ゲート抵抗が正の温度依存性を示す場合には、温度Ｔが高いほど内蔵ゲート抵抗が増加してターンオンに時間を要するため、ミラー期間に達するまでの時間は逆に長くなることもあり得る。したがって、以下に説明するように、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔや電流Ｉを測定して最適なディレイを実験的に決定することが望ましい。さらには、ＩＧＢＴ１０１の個体差（特性ばらつき）を考慮して、各相各アームのＩＧＢＴ１０１に対して個別に最適ディレイを導出することがより望ましい。

図９のステップＳ１０１において、ＩＧＢＴ１０１の動作条件（温度Ｔ、電流Ｉ）を所定の一つに固定する。ここでは、Ｔ、Ｉを、それぞれ、Ｔ１、Ｉ１に固定する。
温度Ｔ１は、たとえば、電力変換装置２００（三相インバータ回路および半導体素子駆動装置５００）全体を、温度Ｔ１に設定した恒温槽の内部に入れることにより設定される。また、電流Ｉ１は、ＩＧＢＴ１０１をオンさせて電流を流す時間、すなわち、半導体素子駆動装置５００への駆動指令信号Ｐの入力時間（図８のＴｏｎ）に比例して増加するため、ＩＧＢＴ１０１を流れる電流がＩ１になるように入力時間Ｔｏｎを制御することにより、設定される。

次に、図９のステップＳ１０２において、電流増加回路５がゲート電流を増加するタイミング（図８に示すディレイＤおよびｄ）を指定する。具体的には、ディレイ制御部１４は、図７に示すデジタル入力端子１６を介して、タイミング制御部３に対して、電流増加回路５に出力するディレイ信号Ｑｐ、ＱｎのディレイとしてＤ＊１およびｄ＊１を指定する。このとき、電流増加回路５は、指定されたディレイ（Ｄ＊１およびｄ＊１）に従うゲート電流をＩＧＢＴ１０１のゲート端子Ｇへと出力する。

次に、図９のステップ１０３において、半導体素子駆動装置５００によってＩＧＢＴ１０１は指定されたディレイＤ＊１でスイッチング駆動され、このときのＩＧＢＴ１０１のスイッチング損失（ターンオンスイッチング損失；Ｅｏｎ）と、ＩＧＢＴ１０１のコレクタ電流Ｉｃの変化率（ｄｉ/ｄｔ）が取得される。また、同じステップ１０３において、半導体素子駆動装置５００によってＩＧＢＴ１０１は指定されたディレイｄ＊１でスイッチング駆動され、このときのＩＧＢＴ１０１のスイッチング損失（ターンオフスイッチング損失；Ｅｏｆｆ）と、ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅのピーク値（オフサージ電圧；Ｖｓｕｒｇｅ）が取得される。

このステップ１０３においては、ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅは、たとえば、高電圧プローブで検出され、演算機能を有する計測装置（たとえばデジタルオシロスコープ）に入力され、ターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅのピーク値、すなわちＶｓｕｒｇｅを取得する。また、ＩＧＢＴ１０１のコレクタ電流Ｉｃは、例えば、電流プローブやカレントトランス等で検出され、演算機能を有する計測装置に入力され、コレクタ電流Ｉｃの傾き、すなわちコレクタ電流Ｉｃの変化率ｄｉ/ｄｔを取得する。また、演算機能を有する計測装置は、ＩＧＢＴ１０１のスイッチング時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ波形およびコレクタ電流Ｉｃ波形から、電力値（ＶとＩの積）を時間積分することによって、ＩＧＢＴ１０１のターンオンスイッチング損失（Ｅｏｎ）ならびにターンオフスイッチング損失（Ｅｏｆｆ）を取得する。

なお、本実施形態では高電圧プローブや計測装置などを用いて実験的にスイッチング損失、電流変化率、オフサージ電圧を求める例で説明するが、これらの装置もしくは同等の機能を有する装置を電力変換装置２００等に内蔵した構成としてもよい。その場合は、図９の処理を内蔵した装置で定期的に実行することによりＩＧＢＴ１０１の経年変化にも対応することができる。

次に、図９のステップ１０４において、スイッチング損失（ＥｏｎおよびＥｏｆｆ）の低減量が最大化されているか否かを判定する。これについて、以下の図１０および図１１を参照して説明する。

図１０は、ターンオンスイッチング損失、コレクタ電流Ｉｃの変化率とオン側ディレイＤ＊との関係を示すグラフである。図１０（Ａ）は、ＩＧＢＴ１０１のターンオンスイッチング損失（Ｅｏｎ）と図９のステップ１０２において電流増加回路５に指定したオン側ディレイ（Ｄ＊）との関係を示すグラフの一例である。縦軸はターンオンスイッチング損失、横軸はオン側ディレイの大きさを示す。また、図１０（Ｂ）は、ＩＧＢＴ１０１のターンオン時の電流変化率ｄｉ/ｄｔとオン側ディレイ（Ｄ＊）との関係を示すグラフの一例である。縦軸はターンオン時の電流変化率ｄｉ/ｄｔ、横軸はオン側ディレイの大きさを示す。

電流増加回路５がＩＧＢＴ１０１のゲート電流を増加させるタイミングであるディレイＤ＊が変動すると、スイッチング損失の低減効果やスイッチング時に発生するノイズ（ｄｉ/ｄｔ）が変化する。特に、図３に示したように、電流増加回路５を駆動するタイミングであるディレイ信号Ｑがミラー期間の到達時点αに一致するようにディレイＤ＊を設定したときに、ｄｉ/ｄｔを増加させることなく（＝従来駆動と同じ変化率ｄｉ/ｄｔのまま）ターンオンスイッチング損失の低減効果を最大化できる。図１０（Ｂ）に示す例では、ディレイをＤ＊３よりも小さく設定した場合には、ターンオン時の変化率ｄｉ/ｄｔが上昇し始める。よって、動作条件（Ｔ１、Ｉ１）における最適ディレイはＤ＊３であると判断できる。すなわち、タイミング制御部３は、駆動指令信号Ｐの立ち上がりによる半導体素子のオン制御において、電流の変化率ｄｉ/ｄｔが上昇する前であって、半導体素子のターンオンスイッチング損失が最小となるタイミングのディレイ信号Ｑを出力するように制御する。

図１１は、ターンオフスイッチング損失、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅとオフ側ディレイ（ｄ＊）との関係を示すグラフである。図１１（Ａ）は、ＩＧＢＴ１０１のターンオフスイッチング損失（Ｅｏｆｆ）と図９のステップ１０２において電流増加回路５に指定したオフ側ディレイ（ｄ＊）との関係を示すグラフの一例である。縦軸はターンオフスイッチング損失、横軸はオフ側ディレイの大きさを示す。また、図１１（Ｂ）は、ＩＧＢＴ１０１のターンオフ時のサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅとオフ側ディレイ（ｄ＊）との関係を示すグラフの一例である。縦軸はターンオフ時のサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅ、横軸はオフ側ディレイの大きさを示す。

電流増加回路５がＩＧＢＴ１０１のゲート電流を増加させるタイミングであるディレイｄ＊が変動すると、スイッチング損失の低減効果やスイッチング時に発生するノイズ（Ｖｓｕｒｇｅ）が変化する。特に、自動車用途では、ターンオフ時のサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが過大になると、電動機の絶縁劣化等を引き起こし、信頼性に影響する懸念が生じるため、ターンオフ時のサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅを一定値以下に抑制しつつターンオフスイッチング損失Ｅｏｆｆを低減することが重要となる。図１１の例では、ディレイをｄ＊３よりも小さく設定したときは、ターンオフ時のサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが上昇し始める。よって、動作条件（Ｔ１、Ｉ１）における最適ディレイはｄ＊３であると判断できる。すなわち、タイミング制御部３は、駆動指令信号Ｐの立ち下がりによる半導体素子のオフ制御において、半導体素子のターンオフサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが上昇する前であって、半導体素子のターンオフスイッチング損失Ｅｏｆｆが最小となるタイミングのディレイ信号を出力するように制御する。

図９のステップ１０４において、図１０および図１１に示したグラフから、ターンオンスイッチング損失Ｅｏｎおよびターンオフスイッチング損失Ｅｏｆｆの低減量が最大化されているか否かを判定し、最大化されていなければ、ステップ１０２に戻って、別のディレイ（Ｄ＊およびｄ＊）を指定してステップ１０２〜１０４を繰り返す。ステップ１０４において、ターンオンスイッチング損失Ｅｏｎおよびターンオフスイッチング損失Ｅｏｆｆの低減量が最大化されていれば、ステップＳ１０５へ進み、当該ディレイ（図１０、図１１に示す例ではＤ＊３、ｄ＊３）を動作条件（Ｔ１、Ｉ１）における最適ディレイ（Ｄ１＝Ｄ＊３、ｄ１＝ｄ＊３）に設定する。

ステップＳ１０５（図９）において、動作条件（温度Ｔ１、電流Ｉ１）に対して、最適ディレイ（Ｄ１、ｄ１）が設定されると、次に、別の動作条件（温度Ｔ２、電流Ｉ２）に固定してステップＳ１０１〜Ｓ１０５を繰り返し、動作条件（温度Ｔ２、電流Ｉ２）に対する最適ディレイ（Ｄ２、ｄ２）を設定する。

このように、必要なデータサンプル数（ｎ）だけ動作条件を変えながらステップＳ１０１〜Ｓ１０５が繰り返し実行する。これにより、ステップＳ１０５の終了時には、動作条件（温度Ｔｋ、電流Ｉｋ）に対応する最適ディレイ（Ｄｋ、ｄｋ）がｎ個取得される（ｋ＝１、２、…、ｎ）。たとえば、温度Ｔ、電流Ｉに対してそれぞれ５条件ずつ動作条件を変化させながらデータセットを取得する場合、データサンプル数２５個のデータセットが取得される。

最後に、図９のステップＳ１０６では、ＩＧＢＴの温度Ｔや電流Ｉに応じた最適ディレイでＩＧＢＴ１０１の駆動を行い、図６に示したような低損失駆動が実現する。ステップＳ１０６では、ステップＳ１０１〜１０５を実行して取得した各動作条件（温度Ｔｋ、電流Ｉｋ）（ｋ＝１、２、…、ｎ）に対応する最適ディレイ（Ｄｋ、ｄｋ）を、ディレイ制御部１４のルックアップテーブルに設定する。そして、設定されたルックアップテーブルはタイミング制御部３へ送られ、タイミング制御部３に記憶される。以後、タイミング制御部３は、半導体素子の温度、または半導体素子を流れる電流に基づいて、ルックアップテーブルを参照し、ディレイ信号Ｑｐ、Ｑｎを出力するタイミングを制御する。

なお、図９のフローチャートで示したプログラムを、ＣＰＵ、メモリなどを備えたコンピュータを設け、コンピュータ（マイコン）により実行してもよい。図９のフローチャートで示したプログラムの全部の処理、または一部の処理をハードロジック回路により実現してもよい。更に、図９のフローチャートで示したプログラムは、予め電力変換装置２００の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムを電力変換装置２００の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。

図１２は、タイミング制御部３内のルックアップテーブルの一例を示す図である。
図１２のパルス時間（温度）Ｄｔｋは、ディレイ信号生成部３ａに入力されるセンシング情報であるＩＧＢＴ１０１の温度Ｔに相当するパルス時間である。また、パルス時間（電流）Ｄｉｋは、ディレイ信号生成部３ａに入力されるセンシング情報であるＩＧＢＴ１０１の電流Ｉに相当するパルス時間である。図１２に示すように、パルス時間（温度）Ｄｔｋ、パルス時間（電流）Ｄｉｋに対応して、ディレイ情報としてオン側最適ディレイＤｋ、オフ側最適ディレイｄｋを記憶している。

タイミング制御部３は、半導体素子の複数の温度、または半導体素子を流れる複数の電流にそれぞれ対応する複数のディレイ信号を生成するディレイ情報（オン側最適ディレイＤｋ、オフ側最適ディレイｄｋ）を記憶し、検出された半導体素子の温度、または検出された半導体素子を流れる電流に対応するディレイ情報に基づいてディレイ信号を出力する。

図１２に示すルックアップテーブルを半導体素子駆動装置５００のタイミング制御部３に入力することにより、電力変換装置２００の実稼働時において、温度検知回路１および電流検知回路２が取得する現状のＩＧＢＴ１０１の動作条件（温度Ｔ、電流Ｉ）が変化しても、ＩＧＢＴ１０１のスイッチング損失の低減量を自律的に最大化する駆動が可能となる。

なお、タイミング制御部３内に予め記憶されるルックアップテーブルは、外部からソフトウェア的に書き換え可能にしても良い。このようなソフトウェア的な書き換え手段として、タイミング制御部３としてＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）を適用し、ルックアップテーブルに設定するディレイ制御部１４を、デジタル入力端子１６を介してコンパイルしてもよい。これにより、電流増加回路５に指定するディレイ（Ｄ＊、ｄ＊）を設定する際に、半導体素子駆動装置５００の部品交換などのハードウェア的な変更が不要となるので、各動作条件（温度Ｔ、電流Ｉ）に応じた最適ディレイ（Ｄおよびｄ）のデータセットを効率よく取得することができる。

また、動作条件として、本実施形態では、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔおよび電流Ｉを考慮したが、温度Ｔまたは電流Ｉのいずれか一方の動作条件のみを考慮して、最適ディレイ（Ｄおよびｄ）を設定してもよい。さらに、必要に応じて、ＩＧＢＴ１０１に加わる電圧Ｖを追加して（温度Ｔ、電流Ｉ、電圧Ｖ）の３条件を考慮してもよい。その場合は、図９のステップＳ１０１にて動作条件を（温度Ｔ、電流Ｉ、電圧Ｖ）に変更し、上述と同様の処理を実施すればよい。通常の運転モードでは、自動車のバッテリ電圧Ｖは一定のため、一般には考慮しなくともよいが、昇圧制御等、ＩＧＢＴ１０１の電圧Ｖを可変にする場合には、動作条件として電圧Ｖを追加するのは有効である。

なお、本実施形態は必ずしも半導体素子の全ての動作領域で適用しなくともよい。すなわち、スイッチング損失が大きくなる半導体素子の動作領域において本実施形態を適用してゲート電流を増加させ、その他の動作領域ではゲート電流を増加させないといった切替制御を行ってもよい。タイミング制御部３は、スイッチング損失が大きくなる半導体素子の動作領域において、ディレイ信号を出力してゲート電流を増加する。なお、スイッチング損失が大きくなる半導体素子の動作領域は電力変換装置２００のパワーを必要とする動作領域である。

スイッチング損失が大きくなる半導体素子の動作領域とは、（１）ＩＧＢＴの温度Ｔが高い領域、（２）ＩＧＢＴに流れる電流Ｉが大きい領域、（３）ＩＧＢＴのスイッチング周波数が高い領域、（４）ＩＧＢＴに加わる電圧が大きい領域、の少なくとも一つの領域である。例えば、ＩＧＢＴのスイッチング周波数が高くなる電気自動車の加速・回生時やハイブリッド自動車の始動・加速・回生時が挙げられる。これらの動作領域では本実施形態によるゲート電流の制御を適用することが望ましい。また、半導体素子としてＳｉのＩＧＢＴではなく、ＳｉＣのＭＯＳＦＥＴなどワイドギャップ半導体を適用した場合は、さらにスイッチング周波数が高くなり、本実施形態の適用効果がより大きくなる。

以上のように、本実施形態によれば、ＩＧＢＴの動作条件（温度Ｔ、電流Ｉ、電圧Ｖ）が変化しても、半導体素子駆動装置５００は、ＩＧＢＴ１０１を低損失かつ低ノイズで駆動することができる。すなわち、放射ノイズｄｉ/ｄｔや過電圧Ｖｓｕｒｇｅを増加させることなく、ＩＧＢＴ１０１のスイッチング損失Ｅｏｎ、Ｅｏｆｆの低減量を自律的に最大化することができる。例えば、放射ノイズｄｉ/ｄｔや過電圧Ｖｓｕｒｇｅの過度な抑制により、スイッチング損失Ｅｏｎ、Ｅｏｆｆの増加を招いたり、スイッチング損失Ｅｏｎ、Ｅｏｆｆの低減を優先するあまり、放射ノイズｄｉ/ｄｔや過電圧Ｖｓｕｒｇｅが十分抑制されなかったりするような不都合が生じない。

したがって、本実施形態の半導体素子駆動装置５００によれば、アーム、すなわちＩＧＢＴと還流ダイオードの並列接続回路を含むパワー半導体モジュールなどの半導体装置を低損失かつ低ノイズで駆動することができるため、アームを備えて三相インバータ回路を構成する電力変換装置２００を低損失化かつ低ノイズ化することができる。

［第２の実施形態]
図１３は、第２の実施形態に係る半導体素子駆動装置の回路構成を示す図である。図７に示す第１の実施形態に係る半導体素子駆動装置の回路構成と同一の個所には同一の符号を附してその説明を省略する。

図１３に示す本実施形態では、温度監視部１７が、温度検知回路１の出力とタイミング制御部３の入力との間に追加されている。また、第１の実施形態では、タイミング制御部３内に図１２で示すルックアップテーブルが記憶されているが、本実施形態では、後述の図１５で示すルックアップテーブルが記憶されている。その他の構成は、図７に示す第１の実施形態と同様である。

図１４は、温度監視部１７で監視したＩＧＢＴ１０１の温度の一例を示すグラフである。図１３に示す温度監視部１７は、記録機能を備え、温度検知回路１が出力するＩＧＢＴ１０１の温度Ｔのセンシング情報のログを記録する。また、図１４に示すように、温度監視部１７は、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが、予め指定した上限値Ｔｍａｘと下限値Ｔｍｉｎの間に収まっているか否かを判定する。

温度監視部１７は、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが、ＴｍａｘとＴｍｉｎの間に収まっている場合には、タイミング制御部３に対し、正常信号を送信する。温度監視部１７は、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが、ＴｍａｘとＴｍｉｎの間の範囲を逸脱した場合には、タイミング制御部３に対し、異常信号を送信する。

図１５は、本実施形態に係るタイミング制御部３内のルックアップテーブルの一例を示す図である。図１２で示した第１の実施形態におけるルックアップテーブルとの差分は、各温度（Ｄｔｋ）および各電流（Ｄｉｋ）に対して、オン側最適ディレイＤｋおよびオフ側最適ディレイｄｋの値を、それぞれ一律にΔＤ、Δｄだけ変化させている点である。ここで、ΔＤおよびΔｄは、正または負またはゼロのいずれかの固定値である。なお、本実施形態においても、ディレイ制御部１４は、図９を参照して説明した処理によって、図１５に示すルックアップテーブルを設定する。

温度監視部１７は、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが、ＴｍａｘとＴｍｉｎの間に収まっていると判定した場合（Ｔｍｉｎ＜Ｔ＜Ｔｍａｘ）、図１４に示すようにΔＤ＝０、Δｄ＝０となり、タイミング制御部３の動作は第１の実施形態と同じになる。

温度監視部１７は、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが、Ｔｍａｘを上回っていると判定した場合（Ｔ＞Ｔｍａｘ）、図１４に示すようにΔＤ＞０、Δｄ＞０となり、タイミング制御部３に対し、第１異常信号を送信する。タイミング制御部３は第１異常信号に応じて、第１の実施形態の場合よりもΔＤおよびΔｄだけ早いタイミングで、電流増加回路５を動作させる。これにより、ＩＧＢＴ１０１は、第１の実施形態の場合に対し、ΔＤだけ早くターンオンし、Δｄだけ早くターンオフする。したがって、図１０および図１１に示したように、ＥｏｎおよびＥｏｆｆが減少してスイッチング損失が減少する結果、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが低下する。

温度監視部１７は、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが、Ｔｍｉｎを下回っていると判定した場合（Ｔ＜Ｔｍｉｎ）、図１４に示すようにΔＤ＜０、Δｄ＜０となり、タイミング制御部３に対し、第２異常信号を送信する。タイミング制御部３は、第２異常信号に応じて、第１の実施形態の場合よりもΔＤおよびΔｄだけ遅いタイミングで、電流増加回路５を動作させる。これにより、ＩＧＢＴ１０１は、第１の実施形態の場合に対し、ΔＤだけ遅くターンオンし、Δｄだけ遅くターンオフする。したがって、図１０および図１１に示したように、ＥｏｎおよびＥｏｆｆが増加してスイッチング損失が増加する結果、ＩＧＢＴ１０１の温度Ｔが上昇する。

このように、温度監視部１７の追加とルックアップテーブルの変更により、ＩＧＢＴ１０１の温度ＴをＴｍａｘとＴｍｉｎの間に収める方向に半導体素子駆動装置５００内の電流増加回路５の動作タイミングを調整する。このため、半導体素子駆動装置５００に温度フィードバック制御の機能を付加することができる。

以上のように、本実施形態によれば、ＩＧＢＴ１０１の特性の経時変化やＩＧＢＴ１０１の周囲の熱抵抗の経年劣化などの理由によって、動作条件（温度Ｔ、電流Ｉ）に応じた最適ディレイの値が初期設定時からずれた場合においても、ＩＧＢＴ１０１の温度範囲を一定範囲の中に収めることができ、より高信頼な駆動と堅牢な制御ができる利点がある。

［第３の実施形態]
図１６は、第３の実施形態に係る半導体素子駆動装置の回路構成を示す図である。図１３に示す第２の実施形態に係る半導体素子駆動装置の回路構成と同一の個所には同一の符号を附してその説明を省略する。

ＩＧＢＴ１０１のオン電圧（Ｖｏｎ）とＩＧＢＴ１０１を流れる電流Ｉｃとの間には対応関係がある。そこで、本実施形態では、第１の実施形態及び第２の実施形態で電流検出素子７として用いていたセンスＩＧＢＴを削除し、代わりに、ＩＧＢＴ１０１のオン電圧（Ｖｏｎ）を検出することで、間接的に電流Ｉｃを検出する。ここで、分圧抵抗Ｒ１１およびＲ１２によって、電流検知回路２へ入力されるＩＧＢＴ１０１の電圧を降圧し、ＩＧＢＴ１０１に高電圧が印加したときに電流検知回路２へ過大な電圧が印加して、半導体素子駆動装置５００が破壊されることを防いでいる。

本実施形態では、ＩＧＢＴチップ上に電流検出素子７（センスＩＧＢＴ等）がなくとも、第１の実施形態や第２の実施形態と同様の機能を実現できる。したがって、本実施形態では、特殊なＩＧＢＴチップに限定されることはない。また、本実施形態にように、間接的に電流Ｉｃを取得できる場合は、電流センサ等の検出素子は不要となり、電力変換装置２００の低コスト化に寄与できる。また、図１６に示したタイミング制御部３、電流出力回路４および電流増加回路５について、各々をディスクリート部品で構成する代わりに、まとめてＩＣやＡＳＩＣに集約して構成してもよい。これによりさらに低コスト化が図れると同時に、部品点数が減少して信頼性が向上する利点がある。

なお、本発明は上述した第１の実施形態から第３の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。例えば、上述の各実施形態は、三相インバータ回路に限らず、上下一対のアームを備える電力変換装置に適用できる。また、上下一対のアームは、アーム単体もしくは複数のアームがパワー半導体モジュールのケース内に格納され、電極端子がケース外に引き出される構成であってもよい。なお、パワー半導体モジュール内には、半導体素子駆動装置５００が格納されていてもよい。

また、アームを構成する半導体素子は、ＩＧＢＴに限らずパワーＭＯＳＦＥＴでもよい。この場合、還流ダイオードとして、パワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）を用いてもよい。また、還流ダイオードとしては、ｐｎ接合ダイオード、ショットキーバリアダイオード、ｐｎ接合とショットキー接合を併用するダイオードなど、各種のダイオードを用いることができる。

以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）半導体素子駆動装置５００は、半導体素子（ＩＧＢＴ１０１）のオンオフを制御する駆動指令信号Ｐに基づいて、半導体素子にゲート電流を出力する電流出力回路４と、駆動指令信号Ｐの立ち上がり、または駆動指令信号Ｐの立ち下がりのタイミングを基準として所定時間経過後に出力されるディレイ信号Ｑに基づいてゲート電流を増加する電流増加回路５と、半導体素子を流れる電流が所定のオン電流値に達した後であって、半導体素子の両端電圧が所定のオン電圧に達するまでのミラー期間の間に出力するディレイ信号Ｑのタイミングを制御するタイミング制御部３とを備え、タイミング制御部３は、半導体素子の温度および半導体素子を流れる電流の少なくとも一方に基づいて、ディレイ信号Ｑを出力するタイミングを制御する。これにより、半導体素子の温度、または半導体素子を流れる電流が変化した場合にも、スイッチング損失やノイズを十分に低減することができる。

１・・・温度検知回路、２・・・電流検知回路、３・・・タイミング制御部、３ａ・・・ディレイ信号生成部、３ｂ・・・エッジ検出回路、４・・・電流出力回路、５・・・電流増加回路、６・・・温度検出素子、７・・・電流検出素子、８・・・比較器、９・・・鋸波発生回路、１０・・・定電流源、１１・・・正側電圧源、１２・・・負側電圧源、１３・・・プリドライバ、１４・・・ディレイ制御部、１５・・・シャント抵抗、１６・・・デジタル入力端子、１７・・・温度監視部、Ｒ１１、Ｒ１２・・・分圧抵抗、Ｐ１、Ｐ２・・・Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ、Ｎ１、Ｎ２・・・Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ、Ｒ１、Ｒ２、ｒ１、ｒ２・・・ゲート抵抗、１００・・・バッテリ、１０１・・・ＩＧＢＴ、１０２・・・還流ダイオード、１１０・・・平滑コンデンサ、２００・・・電力変換装置、３００・・・電動機、３１０・・・電動機の巻線、４００・・・指令論理部、５００・・・半導体素子駆動装置。

Claims (15)

1. 半導体素子のオンオフを制御する駆動指令信号に基づいて、前記半導体素子にゲート電流を出力する電流出力回路と、
   前記駆動指令信号の立ち上がり、または前記駆動指令信号の立ち下がりのタイミングを基準として所定時間経過後に出力されるディレイ信号に基づいて前記ゲート電流を増加する電流増加回路と、
   前記半導体素子を流れる電流が所定のオン電流値に達した後であって、前記半導体素子の両端電圧が所定のオン電圧に達するまでのミラー期間の間に出力する前記ディレイ信号のタイミングを制御するタイミング制御部とを備え、
   前記タイミング制御部は、前記半導体素子の温度および前記半導体素子を流れる電流の少なくとも一方に基づいて、前記ディレイ信号を出力するタイミングを制御する半導体素子駆動装置。
2. 請求項１に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部は、前記半導体素子を流れる電流が前記オン電流値に達した直後に前記ディレイ信号を出力し、
   前記電流増加回路は、前記ディレイ信号に基づいて、前記半導体素子を流れる電流が前記オン電流値に達した直後に前記ゲート電流を増加する半導体素子駆動装置。
3. 請求項１に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部は、前記駆動指令信号の立ち上がりによる前記半導体素子のオン制御において、前記半導体素子を流れる電流の変化率が上昇する前であって、前記半導体素子のターンオンスイッチング損失が最小となるタイミングで前記ディレイ信号を出力する半導体素子駆動装置。
4. 請求項１に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部は、前記駆動指令信号の立ち下がりによる前記半導体素子のオフ制御において、前記半導体素子のターンオフサージ電圧が上昇する前であって、前記半導体素子のターンオフスイッチング損失が最小となるタイミングで前記ディレイ信号を出力する半導体素子駆動装置。
5. 請求項１に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部は、前記半導体素子に加わる電圧に基づいて、前記ディレイ信号を出力するタイミングを制御する半導体素子駆動装置。
6. 請求項１に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部は、ターンオンスイッチング損失またはターンオフスイッチング損失が大きくなる前記半導体素子の動作領域において、前記ディレイ信号を出力する半導体素子駆動装置。
7. 請求項６に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記動作領域は、前記半導体素子の温度が高い領域、前記半導体素子に流れる電流が大きい領域、前記半導体素子のスイッチング周波数が高い領域、または前記半導体素子に加わる電圧が大きい領域の少なくとも一つの領域である半導体素子駆動装置。
8. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部は、前記半導体素子の複数の温度、または前記半導体素子を流れる複数の前記電流にそれぞれ対応する複数の前記ディレイ信号を生成するディレイ情報を記憶し、検出された前記半導体素子の温度、または検出された前記半導体素子を流れる前記電流に対応する前記ディレイ情報に基づいて前記ディレイ信号を出力する半導体素子駆動装置。
9. 請求項８に記載の半導体素子駆動装置において、
   前記タイミング制御部の前記ディレイ情報は、書き換え可能である半導体素子駆動装置。
10. 請求項８に記載の半導体素子駆動装置において、
    前記半導体素子の温度が予め設定した上限値を超えた場合に、前記タイミング制御部に対し、第１異常信号を送信し、前記半導体素子の温度が予め設定した下限値を超えた場合に、前記タイミング制御部に対し、第２異常信号を送信する温度監視部を備え、
    前記タイミング制御部は、前記第１異常信号に応じて、前記ディレイ情報に基づく前記ディレイ信号を出力するタイミングを、前記半導体素子のターンオンでは所定の時間ΔＤだけ早くし、前記半導体素子のターンオフでは所定の時間Δｄだけ早くし、
    前記タイミング制御部は、前記第２異常信号に応じて、前記ディレイ情報に基づく前記ディレイ信号を出力するタイミングを、前記半導体素子のターンオンでは所定の時間ΔＤだけ遅くし、前記半導体素子のターンオフでは所定の時間Δｄだけ遅くする半導体素子駆動装置。
11. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の半導体素子駆動装置において、
    前記半導体素子の温度は、前記半導体素子と同一の半導体チップ上に形成された温度検出ダイオード、サーミスタ、または、前記半導体素子の温度に応じて変化する前記半導体素子の電気的特性パラメータのいずれかの計測値に基づいて検知される半導体素子駆動装置。
12. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の半導体素子駆動装置において、
    前記半導体素子を流れる電流は、前記半導体素子と同一の半導体チップ上に形成されたセンス素子、電流プローブ、または、前記半導体素子のオン電圧のいずれかの計測値に基づいて検知される半導体素子駆動装置。
13. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の半導体素子駆動装置において、
    前記半導体素子は、シリコンを用いたＩＧＢＴ、または、ワイドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴにより構成される電圧駆動型の半導体素子である半導体素子駆動装置。
14. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の半導体素子駆動装置と、
    前記半導体素子駆動装置により駆動される上下一対の前記半導体素子とを備える電力変換装置。
15. 請求項１４に記載の電力変換装置において、
    前記半導体素子駆動装置により駆動される前記半導体素子は三相インバータ回路を構成する電力変換装置。
    

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