JP2021101594A - 特性補償回路 - Google Patents
特性補償回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2021101594A JP2021101594A JP2019232619A JP2019232619A JP2021101594A JP 2021101594 A JP2021101594 A JP 2021101594A JP 2019232619 A JP2019232619 A JP 2019232619A JP 2019232619 A JP2019232619 A JP 2019232619A JP 2021101594 A JP2021101594 A JP 2021101594A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- delay
- signal
- switching
- output voltage
- characteristic compensation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】比較的簡単な構成で、スイッチング・レギュレータの出力電圧の変動を安定性良く抑制できる特性補償回路を得る。【解決手段】アンプ5は、アンプ入力電圧VFBと基準電圧Vrefとの差分値(Vref−VFB)を増幅して増幅信号S5を出力する。スイッチング信号発生器6は増幅信号S5を受け、増幅信号S5に基づき、出力電圧Voの変動制御量を指示するスイッチング信号S6を出力する。遅延回路7は、スイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させた信号を出力電圧制御信号S7として出力する。出力電圧制御信号S7は制御信号出力端子SWを介して、特性補償回路3の外部に出力される。【選択図】図1
Description
本開示は、スイッチング・レギュレータ用の特性補償回路の構成に関するものである。
従来のスイッチング・レギュレータ用の特性補償回路は、位相特性補償用のアナログ・フィルタ接続端子を持ち、アナログ・フィルタ接続端子に接続されたアナログ・フィルタの位相特性に応じて、スイッチング信号の位相を制御する方式を採用するのが一般的であった。このような方式は、例えば、非特許文献1に開示されている。
グリーン・エレクトロニクスNo12,「マイコンによるディジタル制御電源の設計」(CQ出版株式会社),2013年3月1日発行,P.51-P.58
非特許文献1等に開示されたスイッチング・レギュレータ用の従来の特性補償回路は、位相特性補償用のアナログ・フィルタ接続端子にアナログ・フィルタを接続することにより、その位相特性に応じた特性補償が行える。
しかし、位相特性補償用のアナログ・フィルタをどのように構成するかはスイッチング・レギュレータの使用者の考えに委ねられており、適切なフィルタ構成でなかった場合、スイッチング・レギュレータ全体の動作として、ハンチング等の不安定動作してしまう。その結果、スイッチング・レギュレータの出力電圧の変動を安定性良く抑制できていないという問題点があった。
また、アナログ・フィルタ構成は一般的に比較的複雑な構成であり、スイッチング・レギュレータが安定動作するように設計するには、高度に熟練した技術を要するという問題点があった。
本開示は、上記問題点を解決するためになされたもので、比較的簡単な構成で、スイッチング・レギュレータの出力電圧の変動を安定性良く抑制できる、スイッチング・レギュレータ用の特性補償回路を得ることを目的とする。
本開示に係る特性補償回路は、スイッチング・レギュレータ用の特性補償回路であって、スイッチング・レギュレータの出力電圧に比例する電圧値を有する比較用電圧と基準電圧とを受け、前記比較用電圧と前記基準電圧の差分値に基づき、前記出力電圧の変動制御量を指示するスイッチング信号を生成する補償用信号発生回路と、前記スイッチング信号を補償用遅延時間の長さで遅延させた信号を出力電圧制御信号として出力する遅延回路とを備え、前記出力電圧は前記出力電圧制御信号の指示する変動制御量に基づき変更されることを特徴とする。
本開示の特性補償回路は、補償用信号発生回路の後段に遅延回路を設けてスイッチング信号を補償用遅延時間の長さで遅延させて出力電圧制御信号が出力されているため、補償用遅延時間を適切に設定することにより、出力電圧の変動を増大させることなく、効果的に抑制することができる。
その結果、本開示の特性補償回路は、遅延回路を追加するという比較的簡単な構成で、スイッチング・レギュレータの出力電圧の変動を安定性良く抑制することができる。
<実施の形態1>
図1は実施の形態1における特性補償回路3を搭載したスイッチング・レギュレータ1の内部構成を示すブロック図である。
図1は実施の形態1における特性補償回路3を搭載したスイッチング・レギュレータ1の内部構成を示すブロック図である。
図1に示すように、スイッチング・レギュレータ1の出力電圧Voが負荷14に付与される。負荷14は、スイッチング・レギュレータ1から電力供給を受ける負荷である。出力コンデンサ15は負荷14に対し並列に接続され、スイッチング・レギュレータ1の出力電圧Voを平滑化するために設けられる。図1では、後述する特性補償回路3と、特性補償回路3に関連するスイッチング・レギュレータ1の出力部を中心に示している。
特性補償回路3とスイッチング・レギュレータ1の出力部とは制御信号出力端子SW及び分圧入力端子FBを介して接続されている。
制御信号出力端子SWは平滑化コイル13を介して出力コンデンサ15の一方電極及び負荷14の一端に接続される。負荷14の他端は接地レベルに接続され、出力コンデンサ15の他方電極は接地レベルに接続される。平滑化コイル13は一端が制御信号出力端子SWに接続され、他端が分圧抵抗11の一端、出力コンデンサ15の一方電極及び負荷14の一端に接続される。平滑化コイル13は、スイッチング・レギュレータ1の出力電圧Voの平滑化のために設けられている。
直列接続された分圧抵抗11及び12は、負荷14に対し並列に接続される。すなわち、分圧抵抗11の一端が負荷14の一端に接続され、分圧抵抗12の他端が接地レベルに接続される。分圧抵抗11及び12間のノードP1に分圧入力端子FBが接続される。分圧入力端子FBに得られる電圧がアンプ入力電圧VFBとなる。
非反転の増幅器であるアンプ5は、負入力にアンプ入力電圧VFBを受け、正入力に基準電圧Vrefを受ける。そして、アンプ入力電圧VFBと基準電圧Vrefとの差分値を増幅して増幅信号S5を出力する。
出力電圧Voは定常状態では定常電圧V0となる。アンプ5の正入力に付与される基準電圧Vrefは以下の式(1)を満足するように設定される。
Vref=V0・R2/(R1+R2)…(1)
なお、式(1)において、抵抗値R1は分圧抵抗11の抵抗値、抵抗値R2は分圧抵抗12の抵抗値を示している。
なお、式(1)において、抵抗値R1は分圧抵抗11の抵抗値、抵抗値R2は分圧抵抗12の抵抗値を示している。
スイッチング信号発生器6は増幅信号S5を受け、増幅信号S5に基づき、処理時間であるスイッチング周期TS毎に出力電圧Voの変動制御量を指示するスイッチング信号S6を出力する。スイッチング周期TSはスイッチング・レギュレータ1のスイッチング周期である。
遅延回路7は、スイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させた信号を出力電圧制御信号S7として出力する。出力電圧制御信号S7は制御信号出力端子SWを介して、特性補償回路3の外部に出力される。
このような構成の特性補償回路3の動作を説明する。アンプ入力電圧VFBは次の式(2)を満足するように、出力電圧Voを分圧して得られる。
VFB=Vo・R2/(R1+R2)…(2)
式(2)に示すように、アンプ入力電圧VFBは出力電圧Voの分圧電圧となる。
式(2)に示すように、アンプ入力電圧VFBは出力電圧Voの分圧電圧となる。
このように、アンプ入力電圧VFBは、出力電圧Voに比例する電圧値を有する比較用電圧となる。なお、出力電圧Vo自体を比較用電圧に設定しても良い。この場合、基準電圧Vrefは「V0」に設定される。
スイッチング・レギュレータ1は定常状態であるとき、出力電圧Voが定常電圧V0となるため、基準電圧Vrefとアンプ入力電圧VFBと、以下の式(3)に示すように一致する。
Vref=VFB=Vo(=V0)・R2/(R1+R2)…(3)
このため、アンプ5の増幅信号S5の電圧値は標準出力Vnとなる。
このため、アンプ5の増幅信号S5の電圧値は標準出力Vnとなる。
標準出力Vnである増幅信号S5を受けたスイッチング信号発生器6は、スイッチング周期TS内において、一定のデューティ期間である標準パルス幅Tonのスイッチング信号S6を出力する。なお、標準パルス幅Tonは、「TS>Ton≧0」を満足する。
なお、本明細書では出力電圧Voとして正の電圧V6(>0)が出力される期間をパルス幅としている。図2に示すように、設定パルス幅以外の期間のスイッチング信号S6が“0”となっている。
遅延回路7は、スイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させた信号を出力電圧制御信号S7として、制御信号出力端子SWから出力する。
その結果、出力電圧制御信号S7に応じて平滑化コイル13と出力コンデンサ15とによる起電・平滑化により、負荷14には定常状態の出力電圧Voが保持される。
図2は実施の形態1による特性補償回路3内のアンプ5及びスイッチング信号発生器6の動作を説明するタイミング図である。
スイッチング信号発生器6では、スイッチング・レギュレータ1のスイッチング周期TS毎に繰り返す参照ランプ信号L2を内部で発生しており、この参照ランプ信号L2と増幅信号S5とを常時比較している。
ここで、増幅信号S5に関し、標準出力Vnからの負の方向への電位差Va、または正の方向への電位差Vbを用いて説明する。なお、電位差Va及び電位差Vbは、「Va>0、Vb>0」を満足する。
増幅信号S5が標準出力Vnの場合、前述したように、スイッチング信号S6の設定パルス幅は標準パルス幅Tonに設定されている。設定パルス幅が標準パルス幅Tonのスイッチング信号S6の出力状態が図2の中央に示されている。
したがって、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefと等しい場合、スイッチング信号S6が指示する出力電圧Voの変動制御量は“0”となる。
一方、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefより高くなり、増幅信号S5が(Vn−Va)となった場合を考える。すなわち、出力電圧Voが定常電圧V0より高くなった場合を考える。
この場合、スイッチング信号発生器6から出力されるスイッチング信号S6の設定パルス幅は(Ton−Ta)となる。なお、「Ta」は、電位差Vaに相当する短縮時間を意味する。すなわち、スイッチング信号S6の設定パルス幅は、標準パルス幅Tonに比べ、短縮時間Ta分、短いパルス幅に設定される。設定パルス幅が(Ton−Ta)のスイッチング信号S6の出力状態が図2の左に示されている。
したがって、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefより高くなると、スイッチング信号S6が指示する出力電圧Voの変動制御量は、短縮時間Ta分、負に設定されることになる。
次に、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefより低くなり、増幅信号S5が(Vn+Vb)となった場合を考える。すなわち、出力電圧Voが定常電圧V0より低くなった場合を考える。
この場合、スイッチング信号発生器6から出力されるスイッチング信号S6の設定パルス幅は(Ton+Tb)となる。なお、「Tb」は、電位差Vbに相当する増長時間を意味する。すなわち、スイッチング信号S6の設定パルス幅は、標準パルス幅Tonに比べ、増長時間Tb分、長いパルス幅に設定される。設定パルス幅が(Ton+Tb)のスイッチング信号S6の出力状態が図2の右に示されている。
したがって、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefより低くなると、スイッチング信号S6が指示する出力電圧Voの変動制御量は、増長時間Tb分、正に設定されることになる。
このように、スイッチング信号発生器6は、増幅信号S5に基づき、パルス幅を変調するパルス幅変調(PWM;Pulse Width Modulation)動作を実行している。
上述したアンプ5及びスイッチング信号発生器6の組合せが、出力電圧Voの変動制御量を指示するスイッチング信号S6を生成する補償用信号発生回路として機能する。
遅延回路7が出力する出力電圧制御信号S7は、スイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させた信号であるため、スイッチング信号S6の指示する定常電圧V0の変動制御量は出力電圧制御信号S7にもそのまま反映されている。
このように、上記補償用信号発生回路は、スイッチング信号S6が指示する変動制御量は以下の電圧設定基準を満足している。
上記電圧設定基準は、比較用電圧であるアンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefに一致する場合、出力電圧Voの変動制御量を“0”に設定し、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefより大きい場合、出力電圧Voの変動制御量を短縮時間Ta分、負に設定し、アンプ入力電圧VFBが基準電圧Vrefより小さい場合、出力電圧Voの変動制御量を増長時間Tb分、正に設定する基準である。
次に、アンプ5及びスイッチング信号発生器6の組合せからなる補償用信号発生回路の上述した動作を前提として、出力電圧Voが定常電圧V0に対し、正方向電位差Eaあるいは負方向電位差Ebの変動が生じた場合の動作の詳細を説明する。なお、正方向電位差Ea及び負方向電位差Ebは、「Ea>0,Eb>0」を満足する。
なお、説明の簡略化のため、アンプ5の増幅率を“1”として説明する。
出力電圧Voが定常電圧V0から正方向電位差Ea分、上昇した場合、アンプ5は差分値(Vref−VFB)から「VFB>Vref」の状態を検出し、差分値(Vref−VFB)の増幅信号S5として(Vn−Va)を出力する。
この場合、電位差Vaと正方向電位差Eaとは次の式(4)を満足する。
Va=Ea・R2/(R1+R2)…(4)
式(4)に示すように、電位差Vaは正方向電位差Eaに対応する値となる。
式(4)に示すように、電位差Vaは正方向電位差Eaに対応する値となる。
増幅信号S5を受けたスイッチング信号発生器6は、設定パルス幅(Ton−Ta)のスイッチング信号S6を出力し、遅延回路7はスイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させて、出力電圧制御信号S7として制御信号出力端子SWから出力する。
平滑化コイル13に入力される出力電圧制御信号S7は、正常状態の標準パルス幅Tonよりも、設定パルス幅が短縮時間Ta分、短くなっているため、スイッチング・レギュレータ1としての出力電圧Voは次第に下がる。すなわち、正方向電位差Eaは小さくなる方向に出力電圧Voは制御される。
一方、出力電圧Voが定常電圧V0から負方向電位差Eb分、低下した場合、アンプ5は、差分値(Vref−VFB)から「VFB<Vref」の状態を検出し、差分値(Vref−VFB)の増幅信号S5として(Vn+Vb)を出力する。
この場合、電位差Vbと正方向電位差Eaとは次の式(5)を満足する。
Vb=Eb・R2/(R1+R2)…(5)
式(5)に示すように、電位差Vbは負方向電位差Ebに対応する値となる。
式(5)に示すように、電位差Vbは負方向電位差Ebに対応する値となる。
増幅信号S5を受けたスイッチング信号発生器6は、設定パルス幅(Ton+Tb)のスイッチング信号S6を出力し、遅延回路7はスイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させて、出力電圧制御信号S7として制御信号出力端子SWから出力する。
平滑化コイル13に入力される出力電圧制御信号S7は、正常状態の標準パルス幅Tonよりも、パルス幅が増長時間Tb分、長くなっているため、スイッチング・レギュレータ1としての出力電圧Voは次第に上がる。すなわち、負方向電位差Ebは小さくなる方向に出力電圧Voは制御される。
図3は遅延回路7が存在せず、スイッチング信号S6をそのまま出力電圧制御信号として機能させた場合の比較用特性補償動作を説明するタイミング図である。比較用特性補償動作は、遅延回路7の補償用遅延時間Tdが“0”の場合の動作に合致する。
図4は、スイッチング信号発生器6の後段に遅延回路7を有する実施の形態1の特性補償回路3の本特性補償動作を説明するタイミング図である。特性補償回路3は、スイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させた出力電圧制御信号S7を出力している。
図3及び図4それぞれにおいて、スイッチング・レギュレータ1はスイッチング周期TS毎に状態が変化するため、特性補償回路3はスイッチング周期TS単位の期間T0〜T11それぞれの変化を検出する。すなわち、期間T0〜T11はそれぞれの長さはスイッチング周期TSに合致する。さらに、説明の簡略化目的で、出力電圧Voは矩形波による状態変化として示している。
また、図3及び図4では、出力電圧制御信号S7あるいはスイッチング信号S6を、直感的に解り易くするため、パルス幅変調動作ではなく、疑似的にパルス振幅変調(PAM;Pulse Amplitude Modulation)動作により得られた信号を示している。なお、パルス幅変調動作をパルス振幅変調動作に置き換えても、実質的な出力電圧Voの補償内容は同じである。
ここで、遅延回路7による補償用遅延時間Tdをスイッチング周期TSとする。さらに、アンプ入力電圧VFBのアンプ5への入力から、スイッチング信号発生器6からスイッチング信号S6を出力されるまでに要する、アンプ5及びスイッチング信号発生器6の組合せによる補償用信号発生回路の処理時間をスイッチング周期TSに一致させている。
加えて、出力電圧制御信号S7あるいはスイッチング信号S6の制御信号出力端子SWへの出力時点から、出力電圧制御信号S7あるいはスイッチング信号S6が指示する制御変動量が出力電圧Voに反映されるまでに要する時間もスイッチング周期TSとする。
また、スイッチング信号S6あるいは出力電圧制御信号S7が指示する制御変動量がパルス振幅変調に寄与する変換率である、出力電圧Voの変換率Kを0.5とする。
図3及び図4では、期間T0〜T11における動作を示している。そして、図3(a)及び図4(a)に示すように、出力電圧Voの定常動作からの初期変動として、期間T1に出力電圧Voが定常電圧V0から正方向電位差Ea分、上昇し、期間T3に出力電圧Voが定常電圧V0から負方向電位差Eb分、下降したとする。
まず、図3で示す比較用特性補償動作を説明する。アンプ5により、期間T1での出力電圧Voが定常電圧V0から正方向電位差Ea分の増加変動が増幅信号S5として検出された後、図3(b)に示すように、期間T2において、スイッチング信号発生器6により、増幅信号S5に基づくスイッチング信号S6が制御信号出力端子SWから出力される。
スイッチング信号S6は、出力電圧Voの正方向電位差Eaを減少補正するための変動制御量を指示する制御信号として機能している。そして、このスイッチング信号S6が指示する制御変動量によって出力電圧Voの減少補正が始まるのは、図3(c)に示すように、期間T2からさらにスイッチング周期TS遅れた期間T3となる。
しかし、図3(a)に示すように、期間T3には、出力電圧Voの初期変動として、定常電圧V0から負方向電位差Ebの減少変動が発生している。このため、図3(c)に示すように、負方向電位差Ebに正方向電位差Eaの減少補正分(Ea/2)が本来の負方向電位差Ebに加算されてしまう。
その結果、期間T3の出力電圧Voの変動は、期間T3での出力電圧Voの本来の負方向電位差Ebを超える負方向電位差(Eb+Ea/2)となる現象を引き起こしてします。以下、このような現象を「出力電圧Voの変動増大現象」と呼ぶ。
その後、図3(b)に示す様に、期間T3に発生した出力電圧Voにおける負方向電位差Ebを超える減少変動を増加補正するためのスイッチング信号S6が期間T4に出力される。
そして、期間T4から、スイッチング周期TS遅延後の期間T5に、出力電圧Voの変動として、元の初期変動にはなかった新たな増加変動が生じてしまう。
同様に、期間T5の増加変動から2・TS遅延した期間T7に、出力電圧Voの減少変動が生じる。
期間T5以降は、期間T5〜T8の出力電圧Voの増加/減少変動を交互に繰り返しながら、出力電圧Voは、変換率Kに従って徐々に減衰し、最終的に定常状態の増幅電圧V9に収束する。
次に、図4を参照して、実施の形態1の特性補償回路3による実特性補償動作を説明する。この際、図4(a)で示す出力電圧Voの定常電圧V0からの初期変動内容は、図3(a)で示す比較用特性補償動作の場合と同様とする。
期間T1で出力電圧Voの正方向電位差Ea分の増加変動が検出され、この正方向電位差Eaを減少補正するための出力電圧制御信号S7は、アンプ5及びスイッチング信号発生器6に加え、さらに、補償用遅延時間Tdの遅延回路7介して出力される。
このため、図4(b)に示すように、アンプ5及びスイッチング信号発生器6の組合せによる補償用信号発生回路の処理時間であるスイッチング周期TSと、遅延回路7の補償用遅延時間Td(=TS)経過後の期間T3に、出力電圧制御信号S7が制御信号出力端子SWから出力される。
そして、図4(c)に示すように、出力電圧制御信号S7によって出力電圧Voの減少補正が始まるのは、出力電圧制御信号S7の出力タイミングからスイッチング周期TS経過後の期間T4となる。
一方、期間T3には、出力電圧Voの初期変動として、定常電圧V0から負方向電位差Ebの減少変動が発生している。
しかしながら、前述したように、正方向電位差Eaの減少補正分は、期間T3からスイッチング周期TS経過後の期間T4に発生する。
このように、出力電圧Voの変動に関し、期間T3での負方向電位差Ebの減少変動と、期間T4での正方向電位差Eaの減少補正処理とを時間的に分散させることにより、出力電圧Voの変動増大現象は回避される。すなわち、特性補償回路3の実特性補償動作の実行中に出力電圧Voの負方向電位差Ebをさらに増大させてしまことはない。
その後、期間T3に発生した出力電圧Voの負方向電位差Ebの減少変動を増加補正するための出力電圧制御信号S7が期間T5に出力される。そして、期間T5からスイッチング周期TSの経過後の期間T6に、元の初期変動にはなかった新たな出力電圧Voの増加変動が生じる。同様に、期間T4の正方向電位差Eaの減少変動から3・TS遅延した期間T7に、出力電圧Voの増加変動が生じる。
期間T6及び期間T7の出力電圧Voの増加変動に対して、期間T6及び期間T7からそれぞれ3・TS遅延した期間T9及び期間T10に、出力電圧Voの減少変動が生じる。
その後、出力電圧Voの増加/減少変動を交互に繰り返しながら、変換率Kに従って徐々に減衰し、出力電圧Voは定常状態の定常電圧V0に収束する。
図3及び図4から明らかなように、実施の形態1による特性補償回路3による実特性補償動作は、期間T3における出力電圧Voの変動増大現象を回避している。
さらに、特性補償回路3による実特性補償動作は、図4の期間T4及び期間T7に示すように、補間変動を与え、期間T1及び期間T2の初期変動以降の変動を穏やかな変動させている。
なお、遅延回路7に設定した補償用遅延時間Tdは、図4で示す実特性補償動作では、スイッチング周期TSに設定しているが、スイッチング周期TSの整数倍、あるいは任意な時間設定をしてもよい。
すなわち、出力電圧Voの初期変動の傾向を事前に予測して、出力電圧Voの変動増大現象が生じないように、遅延回路7の補償用遅延時間Tdを適切に設定すれば良い。
上述した実特性補償動作を実行する実施の形態1による特性補償回路3によって、遅延回路7を有さない従来のスイッチング・レギュレータ用の特性補償回路より安定したスイッチング・レギュレータを構築することができる。
このように、実施の形態1の特性補償回路3は、スイッチング信号発生器6の後段に遅延回路7を設けることにより、スイッチング信号発生器6が出力するスイッチング信号S6を補償用遅延時間Tdの長さで遅延させて出力電圧制御信号S7が出力している。
このため、実施の形態1の特性補償回路3は、補償用遅延時間Tdを適切に設定することにより、出力電圧Voの変動を増大させることなく、効果的に抑制することができる。
補償用遅延時間Tdの設定は、高度に熟練した技術を要することなく、出力電圧Voの変動傾向を事前に予測することにより、比較的簡単に行うことができる。
その結果、実施の形態1の特性補償回路3は、遅延回路7を追加するという比較的簡単な構成で、スイッチング・レギュレータ1の出力電圧Voの変動を安定性良く抑制することができる。
さらに、実施の形態1は、アンプ5及びスイッチング信号発生器6の組合せで補償用信号発生回路を構成することにより、比較的簡単な回路構成で特性補償回路3を構成することができる。
なお、アンプ5及びスイッチング信号発生器6は、スイッチング・レギュレータ用の既存の特性補償回路内の構成要素から転用しても良い。
<実施の形態2>
図5は、実施の形態2における特性補償回路4を搭載したスイッチング・レギュレータ2の内部構成を示すブロック図である。以下、図1で示した特性補償回路3と同じ箇所は同一符号を付して説明を適宜省略し、特性補償回路4に特徴箇所を中心に説明する。
図5は、実施の形態2における特性補償回路4を搭載したスイッチング・レギュレータ2の内部構成を示すブロック図である。以下、図1で示した特性補償回路3と同じ箇所は同一符号を付して説明を適宜省略し、特性補償回路4に特徴箇所を中心に説明する。
特性補償回路4では、遅延回路として、第1の遅延回路である遅延回路71と、第2の遅延回路である遅延回路72とを含んでいる。遅延回路71及び72の組合せにより複数種遅延機能を実現している。
遅延回路71は、スイッチング信号S6を第1の遅延時間である遅延時間Δt1の長さで遅延させて第1の遅延スイッチング信号である遅延信号S71を出力する。
遅延回路72は、スイッチング信号S6を第2の遅延時間である遅延時間Δt2の長さで遅延させて第2の遅延スイッチング信号である遅延信号S72を出力する。
特性補償回路4は、さらに、遅延回路選択部として切替制御器8及び切替スイッチ9を有している。
切替スイッチ9は遅延信号S71及びS72を受け、切替制御器8からの切替制御信号S8に基づき、遅延信号S71及びS72のうち一方の信号を選択して、出力電圧制御信号S7として制御信号出力端子SWに出力している。
したがって、遅延信号S71が出力電圧制御信号S7として選択された場合、遅延回路71が選択遅延回路となり、選択遅延回路である遅延回路71の遅延時間Δt1が補償用遅延時間となる。
同様に、遅延信号S72が出力電圧制御信号S7として選択された場合、遅延回路72が選択遅延回路となり、選択遅延回路の遅延回路72の遅延時間Δt2が補償用遅延時間となる。
このように、切替制御器8及び切替スイッチ9を含む遅延回路選択部は、遅延回路71及び72のうち、一方の遅延回路を上記選択遅延回路として選択している。
切替制御器8は、スイッチング・レギュレータ3の全体の動作に応じて、補償用遅延時間を遅延回路71の遅延時間Δt1及び遅延回路72の遅延時間Δt2のうち、一方を指示する切替制御信号S8を出力している。
例えば、スイッチング・レギュレータ3において、出力電圧Voの立上りから定常状態に至る期間における出力電圧Voの変動である初期変動と、定常状態到達後の負荷14に起因する出力電圧Voの変動である負荷起因変動とを分類する。
初期変動と負荷起因変動との間で、出力電圧Voの制御内容を変化させることが望ましい。
そこで、上記初期変動に適した遅延時間を遅延回路71の遅延時間Δt1として設定し、上記負荷起因変動に適した遅延時間を遅延回路72の遅延時間Δt2として設定する。
遅延時間Δt1及び遅延時間Δt2は「Δt1>Δt2」の関係を満足することが望ましい。なぜなら、負荷起因変動では上述した出力電圧Voの変動増大現象が生じる可能性が低いからである。
そして、切替制御器8は、上記初期変動の際は遅延回路71を選択遅延回路として選択し、上記負荷起因変動の際は遅延回路72を選択遅延回路として選択するように、切替制御信号S8を出力する。なお、図5では図示していないが、切替制御信号S8の指示内容を外部から適宜変更することができる。
切替制御器8の切替制御信号S8による制御動作を上記のように可変設定することにより、スイッチング・レギュレータ4の動作に関し、上述した初期変動及び負荷起因変動それぞれに対応して、スイッチング・レギュレータ2全体の動作を安定させることができる。
(拡張構成)
なお、実施の形態2では、第1及び第2の遅延スイッチング信号である遅延信号S71及びS72のうち一の信号を出力電圧制御信号S7として選択する構成を示したが、実施の形態2の拡張構成として、3つ以上の複数の遅延スイッチング信号のうち一の遅延スイッチング信号を出力電圧制御信号S7として選択するように構成してもよい。ただし、複数の遅延スイッチング信号に対応する複数の遅延時間は、互いに異なっている必要がある。
なお、実施の形態2では、第1及び第2の遅延スイッチング信号である遅延信号S71及びS72のうち一の信号を出力電圧制御信号S7として選択する構成を示したが、実施の形態2の拡張構成として、3つ以上の複数の遅延スイッチング信号のうち一の遅延スイッチング信号を出力電圧制御信号S7として選択するように構成してもよい。ただし、複数の遅延スイッチング信号に対応する複数の遅延時間は、互いに異なっている必要がある。
すなわち、拡張構成は、スイッチング信号S6を互いに異なる3以上の複数の遅延時間の長さでそれぞれ遅延させて複数の遅延スイッチング信号を出力する複数遅延機能を有している。なお、実施の形態2の特性補償回路4では、遅延回路71及び遅延回路72の組合せにより上記複数遅延機能を実現している。
拡張構成は、複数の遅延スイッチング信号のうち、一の遅延スイッチング信号を出力電圧制御信号S7として選択する信号選択部をさらに備えている。そして、複数の遅延時間のうち、出力電圧制御信号S7となる遅延スイッチング信号に対応する遅延時間が補償用遅延時間となる、なお、実施の形態2の特性補償回路4では、切替制御器8及び切替スイッチ9の組合せを信号選択部としている。
このように、3つ以上の遅延スイッチング信号を生成する拡張構成は、スイッチング・レギュレータ3の出力電圧Voの変動種類が3つ以上ある場合においても、出力電圧Voにおける3つ以上の変動に適した遅延時間を補償用遅延時間として選択することができる。
(変形例)
また、図5で示した実施の形態2のように、特性補償回路4内に遅延回路を複数設けることなく、特性補償回路内に搭載する遅延回路を1つにして、1つの遅延回路に複数の遅延時間が設定できる構成にした変形例も考えられる。
また、図5で示した実施の形態2のように、特性補償回路4内に遅延回路を複数設けることなく、特性補償回路内に搭載する遅延回路を1つにして、1つの遅延回路に複数の遅延時間が設定できる構成にした変形例も考えられる。
変形例では、信号選択部は、スイッチング・レギュレータの出力電圧Voの複数種の変動に応じて、上述した複数の遅延時間のうち、変動種別に適した遅延時間を遅延回路の補償用遅延時間に設定する。
このように、複数の遅延時間が設定できる1つの遅延回路と信号選択部との組合せにより、上記複数遅延機能を実現する変形例も考えられる。変形例によっても実施の形態2と同様な効果が得られる。
(まとめ)
図5で示した実施の形態2による特性補償回路4、拡張構成及び変形例それぞれによって、従来のスイッチング・レギュレータ用特性補償回路より安定したスイッチング・レギュレータを構築することができる。
図5で示した実施の形態2による特性補償回路4、拡張構成及び変形例それぞれによって、従来のスイッチング・レギュレータ用特性補償回路より安定したスイッチング・レギュレータを構築することができる。
実施の形態2の特性補償回路4は、第1及び第2の遅延スイッチング信号である遅延信号S71及びS72のうち、最適と判断される遅延信号を出力電圧制御信号S7として選択することにより、出力電圧Voの変動状態に適した制御内容で、出力電圧Voを補償することができる。
さらに、実施の形態2の拡張構成では、3以上の複数の遅延スイッチング信号のうち最適と判断される遅延スイッチング信号を出力電圧制御信号として選択することにより、3以上の出力電圧Voの変動状態に適した制御内容で、出力電圧Voを補償することができる。
さらに、実施の形態2の特性補償回路4は、比較的簡単な切替制御器8及び切替スイッチ9の組合せにより上記信号選択部を構成して、切替制御信号S8の指示内容に基づき、遅延信号S71及びS72のうち一の信号を出力電圧制御信号S7として選択することができる。
<その他>
なお、実施の形態2の拡張構成において、複数の遅延時間のうち、一つを“0”に設定しても良い。また、図5で示した実施の形態2では遅延時間Δt1及び遅延時間Δt2のうち、一方を“0”に設定しても良い。
なお、実施の形態2の拡張構成において、複数の遅延時間のうち、一つを“0”に設定しても良い。また、図5で示した実施の形態2では遅延時間Δt1及び遅延時間Δt2のうち、一方を“0”に設定しても良い。
また、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
1,2 スイッチング・レギュレータ、3,4 特性補償回路、5 アンプ、6 スイッチング信号発生器、7,71,72 遅延回路、8 切替制御器、9 切替スイッチ、11,12 分圧抵抗、13 平滑化コイル、14 負荷、15 出力コンデンサ。
Claims (5)
- スイッチング・レギュレータ用の特性補償回路であって、
スイッチング・レギュレータの出力電圧に比例する電圧値を有する比較用電圧と基準電圧とを受け、前記比較用電圧と前記基準電圧の差分値に基づき、前記出力電圧の変動制御量を指示するスイッチング信号を生成する補償用信号発生回路と、
前記スイッチング信号を補償用遅延時間の長さで遅延させた信号を出力電圧制御信号として出力する遅延回路とを備え、
前記出力電圧は前記出力電圧制御信号の指示する変動制御量に基づき変更されることを特徴とする、
特性補償回路。 - 請求項1記載の特性補償回路であって、
前記補償用信号発生回路は、
前記比較用電圧と基準電圧との差分値を増幅して増幅信号を出力する増幅器と、
前記増幅信号を受け、前記増幅信号に基づき設定した設定パルス幅の前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号発生器とを含む、
特性補償回路。 - 請求項1または請求項2記載の特性補償回路であって、
前記遅延回路は、
前記スイッチング信号を互いに異なる複数の遅延時間の長さでそれぞれ遅延させて複数の遅延スイッチング信号を出力する複数種遅延機能を有し、
前記特性補償回路は、
前記複数の遅延スイッチング信号のうち、一の遅延スイッチング信号を前記出力電圧制御信号として選択する信号選択部をさらに備え、
前記複数の遅延時間のうち、前記出力電圧制御信号となる遅延スイッチング信号に対応する遅延時間が前記補償用遅延時間となる、
特性補償回路。 - 請求項3記載の特性補償回路であって、
前記遅延回路は、
前記スイッチング信号を第1の遅延時間の長さで遅延させて第1の遅延スイッチング信号を出力する第1の遅延回路と、
前記スイッチング信号を前記第1の遅延時間と異なる第2の遅延時間の長さで遅延させて第2の遅延スイッチング信号を出力する第2の遅延回路とを含み、
前記複数種遅延機能は、前記第1及び第2の遅延回路の組合せを含み、
前記信号選択部は、
前記第1及び第2の遅延スイッチング信号のうち、一方の信号を前記出力電圧制御信号として選択し、
前記第1及び第2の遅延時間のうち、前記出力電圧制御信号となる遅延スイッチング信号に対応する遅延時間が前記補償用遅延時間となる、
特性補償回路。 - 請求項4記載の特性補償回路であて、
前記信号選択部は、
前記第1及び第2の遅延スイッチング信号を受け、切替制御信号に基づき、前記第1及び第2の遅延スイッチング信号のうち一方を前記出力電圧制御信号として選択する切替スイッチと、
前記切替制御信号を出力する切替制御器とを含む、
特性補償回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019232619A JP2021101594A (ja) | 2019-12-24 | 2019-12-24 | 特性補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2019232619A JP2021101594A (ja) | 2019-12-24 | 2019-12-24 | 特性補償回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2021101594A true JP2021101594A (ja) | 2021-07-08 |
Family
ID=76650960
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2019232619A Pending JP2021101594A (ja) | 2019-12-24 | 2019-12-24 | 特性補償回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2021101594A (ja) |
-
2019
- 2019-12-24 JP JP2019232619A patent/JP2021101594A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5788748B2 (ja) | Dc/dcコンバータの制御回路及びdc−dcコンバータ | |
JP5634028B2 (ja) | Dc−dcコンバータの制御回路、dc−dcコンバータ、dc−dcコンバータの制御方法 | |
TWI481175B (zh) | 開關調節電路 | |
US20060006852A1 (en) | DC-DC converter circuit | |
JP5808990B2 (ja) | Dc/dcコンバータの制御回路及びdc−dcコンバータ | |
JP5749483B2 (ja) | ヒステリシス制御型スイッチングレギュレータの制御回路およびそれを利用したヒステリシス制御型スイッチングレギュレータ、電子機器 | |
JP5902421B2 (ja) | Dc/dcコンバータの制御回路及びdc−dcコンバータ | |
JP5997348B1 (ja) | スイッチング電源回路 | |
JP2009033883A (ja) | スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法 | |
JP2013062942A (ja) | Dc/dcコンバータの制御回路及びdc−dcコンバータ | |
US10749433B2 (en) | Current balance feedback circuit and method to improve the stability of a multi-phase converter | |
WO2021005820A1 (ja) | 電源システム | |
JP2008289317A (ja) | 並列多重チョッパの制御装置 | |
JP6932056B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP6160188B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
US11152845B2 (en) | Feed-forward function for voltage mode control | |
US20190165674A1 (en) | Systems and methods for enhancing dynamic response of power conversion systems | |
JP2012016123A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
KR101507405B1 (ko) | 전류 모드 직류 직류 컨버터 | |
JP2015012694A (ja) | 電源回路 | |
JP2021101594A (ja) | 特性補償回路 | |
CN110149047B (zh) | 直流-直流转换控制器 | |
JP2014207820A (ja) | スイッチングレギュレータおよびその制御回路、それを用いた電子機器 | |
JP6326965B2 (ja) | 電源装置 | |
JP2006304552A (ja) | スイッチングレギュレータおよび電源システム |