JP2021093786A - 回転電機制御方法及び回転電機制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】ｄ軸とｑ軸の間の干渉成分をより確実に抑制することのできる回転電機制御方法及び回転電機制御システムを提供する。【解決手段】電圧指令値に応じた電圧を供給することで回転電機３０の作動を制御する回転電機制御方法であって、回転電機３０の電流指令値（ｉ*d，ｉ*q）に基づいて基本電圧指令値（ｖ*d_base，ｖ*q_base）を算出し、回転電機３０の電流検出値（ｉds，ｉqs）及び回転電機３０の回転状態を表す回転状態パラメータに基づいて、回転電機３０の回転に同期する同期座標空間の異なる座標成分に跨って干渉する電圧を打ち消すための非干渉電圧（ｖ*d_dcpl，ｖ*q_dcpl）を算出し、回転電機３０に入力される外乱に応じて定まる外乱電圧（ｄ^d，ｄ^q）を算出し、基本電圧指令値を非干渉電圧及び外乱電圧により補正して電圧指令値を算出し、外乱電圧を、非干渉電圧による補正後の電圧指令値に基づいて算出する。【選択図】図１

Description

本発明は、回転電機制御方法及び回転電機制御システムに関する。

回転電機（モータ）の回転に同期するｄｑ軸座標系に基づいてモータの動作を制御するモータ制御装置が知られている。

特許文献１のモータ制御装置では、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれについてモータに印加される外乱を推定し、推定した外乱をフィードバックさせて外乱の影響を抑制するように電圧指令値（基本電圧指令値）を補正する外乱補償制御を行う。

また、特許文献２のモータ制御装置は、要求負荷に応じたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値をそれぞれフィードフォワードで補正して、ｄ軸とｑ軸の間の干渉により影響を補償するように基本電圧指令値を補正する非干渉制御を行う。

特開２０００−２７０５８９号公報 特開２０１４−３１２８６４号公報

モータの動作に対する好ましい制御を実現する観点から、外乱の影響を抑制する外乱補償制御及びｄ軸とｑ軸の間の干渉による影響を抑制する非干渉制御の双方を実行することが望まれる。

ここで、特許文献１の外乱補償制御に特許文献２の非干渉制御を適用する場合、基本電圧指令値を外乱補償制御によりフィードバック補正した電圧指令値にもｄ軸とｑ軸の間の干渉成分が含まれることが想定される。そして、上記非干渉制御ではこの干渉成分を十分に抑制することができない。すなわち、上記非干渉制御は、要求負荷に応じた電流指令値に基づくフィードフォワード補正を実行するものであるので、外乱補償によるフィードバック補正後の電圧指令値におけるｄ軸とｑ軸の間の干渉成分の抑制効果は得られないことが想定される。

このような事情に鑑み、本発明は、ｄ軸とｑ軸の間の干渉成分をより確実に抑制することのできる回転電機制御方法及び回転電機制御システムを提供することを目的とする。

本発明のある態様によれば、電圧指令値に応じた電圧を供給することで回転電機の作動を制御する回転電機制御方法が提供される。この回転電機制御方法では、回転電機の電流指令値に基づいて基本電圧指令値を算出し、回転電機の電流検出値及び回転電機の回転状態を表す回転状態パラメータに基づいて、回転電機の回転に同期する同期座標空間の異なる座標成分に跨って干渉する電圧を打ち消すための非干渉電圧を算出し、外乱に応じて定まる外乱電圧を算出し、基本電圧指令値を非干渉電圧及び外乱電圧により補正して電圧指令値を算出する。そして、外乱電圧を、非干渉電圧による補正後の電圧指令値に基づいて算出する。

本発明によれば、ｄ軸とｑ軸の間の干渉成分をより確実に抑制することができる。

図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御システムの構成を説明するブロック図である。 図２は、第１実施形態の電圧指令値算出部の詳細な構成を説明するブロック図である。 図３は、第１実施形態の外乱補償部における演算の詳細を説明するブロック図である。 図４Ａは、実施例１及び比較例１におけるシミュレーション結果としての推定ｄｑ軸外乱電圧の経時変化を示すタイミングチャートである。 図４Ｂは、実施例１及び比較例１におけるシミュレーション結果としてのｄｑ軸電流検出値の経時変化を示すタイミングチャートである。 図５は、第１実施形態の変形例に係る外乱補償部における演算の詳細を説明するブロック図である。 図６は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御システムの構成を説明するブロック図である。 図７は、第２実施形態の電圧指令演算部の詳細な構成を説明するブロック図である。 図８は、第２実施形態の外乱補償部における演算の詳細を説明するブロック図である。 図９Ａは、実施例１及び比較例１におけるシミュレーション結果としての推定ｄｑ軸外乱電圧の経時変化を示すタイミングチャートである。 図９Ｂは、実施例１及び比較例１におけるシミュレーション結果としてのｄｑ軸電流検出値の経時変化を示すタイミングチャートである。 図１０は、第２実施形態の変形例に係る外乱補償部における演算の詳細を説明するブロック図である。 図１１は、比較例のモータ制御システムの構成を説明するブロック図である。 図１２は、比較例のモータ制御システムの外乱補償部における演算の詳細を説明するブロック図である。

以下、本発明に係る各実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。

（第１実施形態）
図１は、本実施形態による回転電機制御方法（モータ制御方法）を実行するためのモータ制御システム１の構成を説明するブロック図である。

本実施形態のモータ制御システム１は、三相型永久磁石同期モータとして構成されるモータ３０の動作を制御するシステムである。

モータ３０は、種々の駆動力要求装置の動力源として用いることができる。特に、モータ３０は、電気自動車（ＥＶ）又はハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動モータの駆動力で走行する任意の車両における駆動源としての用途が想定される。

図１に示すように、本実施形態のモータ制御システム１は、直流電源１０と、三相電圧型のインバータ２０と、電流センサ７０と、磁極位置検出器４０と、パルスカウンタ５０と、３相/ｄｑ交流座標変換部８０と、角速度演算部９０と、電流指令値算出部１００と、電圧指令値算出部１１０と、ｄｑ/３相交流座標変換器６０と、を有している。なお、これらの各構成の機能は、適宜、当該機能を実行するようにプログラムされたコンピュータにより実現される。

直流電源１０は、積層型リチウムイオンバッテリなどの蓄電デバイスにより構成される。

インバータ２０は、直流電源１０からの直流電圧をｄｑ/３相交流座標変換器６０で演算される三相電圧指令値（ｖ^* _u，ｖ^* _v，ｖ^* _w）を三相交流電圧（ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w）に変換し、モータ３０に供給する。

電流センサ７０は、モータ３０の巻線に流れる三相交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）を検出する。なお、以下では、この検出値を「三相交流電流検出値（ｉ_us，ｉ_vs，ｉ_ws）」とも表記する。具体的に、電流センサ７０は、三相交流電流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）のうち、少なくとも２相の電流（例えば、ｕ相電流ｉ_u、ｖ相電流ｉ_v）を検出する。例えば、電流センサ７０をu相とｖ相の２相のみに取り付ける場合、残りの１相であるｗ相の電流検出値ｉ_wsは、次式（１）により求めることができる。

磁極位置検出器４０は、モータ３０の回転子位置に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスをパルスカウンタ５０に出力する。

パルスカウンタ５０は、磁極位置検出器４０からのＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスに基づいて、モータ３０の電気角θを演算する。

角速度演算部９０は、パルスカウンタ５０からの電気角θを時間微分して電気角速度ωを演算する。特に、本実施形態では、電気角速度ωに含まれるノイズ成分を除去する観点から、電気角速度ωの演算にあたり、適切な時定数が設定されたローパスフィルタを施す。

３相/ｄｑ交流座標変換部８０は、パルスカウンタ５０で演算される電気角θを用いて、電流センサ７０で得られる三相交流電流検出値（ｉ_us，ｉ_vs，ｉ_ws）を３相交流座標系（ｕｖｗ軸座標系）から直交２軸直流座標系（ｄｑ軸座標系）に変換する。

具体的に、３相/ｄｑ交流座標変換部８０は、以下の式（２）に基づき、三相交流電流検出値（ｉ_us，ｉ_vs，ｉ_ws）を変換する。

なお、以下では、この３相/ｄｑ交流座標変換部８０により三相交流電流検出値（ｉ_us，ｉ_vs，ｉ_ws）を変換して得られた検出値相当のｄｑ軸電流（ｉ_d，ｉ_q）を、特に「ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）」と称する。

電流指令値算出部１００は、図示しないメモリに記憶された予め定められたマップに基づいて、外部負荷などから要求される要求駆動力に基づいて定まるトルク指令値Ｔ^*、及び角速度演算部９０で演算された電気角速度ωに基づいて、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）を算出する。

電圧指令値算出部１１０は、３相/ｄｑ交流座標変換部８０で演算されたｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）、角速度演算部９０で演算された電気角速度ω、及び電流指令値算出部１００で算出されたｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を算出する。特に、電流指令値算出部１００は、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）を所定の目標値に定常偏差なく所望の応答性で追従させるように、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を算出する。なお、電流指令値算出部１００におけるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）の算出の詳細については後述する。

ｄｑ/３相交流座標変換器６０は、電流指令値算出部１００で算出されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に対し、電気角速度ωで回転する直交２軸直流座標系(ｄｑ軸座標系)から３相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行う。

具体的に、ｄｑ/３相交流座標変換器６０は、以下の式（３）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）から三相電圧指令値（ｖ^* _u，ｖ^* _v，ｖ^* _w）を求める。

そして、ｄｑ/３相交流座標変換器６０は、算出した三相電圧指令値（ｖ^* _u，ｖ^* _v，ｖ^* _w）をインバータ２０に出力する。以下、本実施形態に係る電流指令値算出部１００における処理の詳細について説明する。

図２は、電圧指令値算出部１１０の詳細な構成を説明するブロック図である。なお、図２においては、モータ系１５０は、図１におけるモータ３０、インバータ２０、直流電源１０、磁極位置検出器４０、パルスカウンタ５０、角速度演算部９０、電流センサ７０、３相/ｄｑ交流座標変換部８０、及びｄｑ/３相交流座標変換器６０を包括して「モータ系１５０」と称する。

電圧指令値算出部１１０は、基本ｄ軸電流制御部１２１で演算される基本電圧指令値としてのｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）に対して、非干渉制御部１３０で演算される非干渉電圧としてのｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）及び外乱補償部１４０で演算される外乱補償電圧としてのｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を加算した値をｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）として出力する。電圧指令値算出部１１０の各部の詳細について説明する。

図示のように、電圧指令値算出部１１０は、基本電流制御部１２０と、非干渉制御部１３０と、外乱補償部１４０と、を有する。

基本電流制御部１２０は、基本ｄ軸電流制御部１２１と、基本ｑ軸電流制御部１２２と、を含む。

基本ｄ軸電流制御部１２１は、ｄ軸電流検出値ｉ_dsをｄ軸電流指令値ｉ^* _dに定常偏差なく所望の応答性で追従させる観点から、ｄ軸電流検出値ｉ_dsとｄ軸電流指令値ｉ^* _dの偏差を入力とするＰＩ制御により、基本ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_base}を演算する。

基本ｑ軸電流制御部１２２は、ｑ軸電流検出値ｉ_qsをｑ軸電流指令値ｉ^* _qに定常偏差なく所望の応答性で追従させる観点から、ｑ軸電流検出値ｉ_qsとｑ軸電流指令値ｉ^* _qの偏差を入力とするＰＩ制御により、基本ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_base}を演算する。

非干渉制御部１３０は、ｄ軸干渉制御部１３１と、ｑ軸干渉制御部１３２と、を含む。

ｄ軸干渉制御部１３１は、電気角速度ω及びｄ軸電流指令値ｉ^* _dを入力として、ｄ軸とｑ軸の間の干渉電圧を相殺する観点から定まるｄ軸非干渉電圧ｖ^* _{d_dcpl}を演算する。一方、ｑ軸干渉制御部１３２は、電気角速度ω及びｑ軸電流指令値ｉ^* _qを入力として、ｄ軸とｑ軸の間の干渉電圧を相殺する観点から定まるｑ軸非干渉電圧ｖ^* _{q_dcpl}を演算する。

ｄ軸干渉制御部１３１によるｄ軸非干渉電圧ｖ^* _{d_dcpl}の演算にあたり、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dに代え、ｄ軸電流検出値ｉ_ds又はｄ軸電流指令値ｉ^* _dに基づいて算出されるd軸電流規範応答ｉ_{d_ref}を用いる構成を採用しても良い。同様に、ｑ軸干渉制御部１３２によるｑ軸非干渉電圧ｖ^* _{q_dcpl}の演算にあたり、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qに代え、ｑ軸電流規範応答ｉ_{q_ref}を用いる構成を採用しても良い。

外乱補償部１４０は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）、及びｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に基づいて、モータ系１５０に入力される外乱（例えば、車両の場合には路面勾配）に相当する外乱電圧をｄｑ軸座標系で表したｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）を算出する。特に、本実施形態において、外乱補償部１４０は、非干渉制御部１３０による非干渉制御が実行された後の電圧指令値であるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を用いて、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）を推定し、その推定値に基づいて外乱を打ち消す補償電圧に相当するｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を演算する。以下、外乱補償部１４０における演算の詳細について説明する。

先ず、単一巻線の３相型同期モータとして構成された本実施形態のモータ３０に関する電圧方程式は以下の式（４）で表される。

式（４）中の各パラメータの定義は、既に説明したものも含めて以下のように定められる。

ｉ_d：d軸電流
ｉ_q：ｑ軸電流
ｖ_d：d軸電圧
ｖ_q：ｑ軸電圧
Ｒ：固定子巻線抵抗
φ_a：回転子磁石磁束
Ｌ_d： d軸静的インダクタンス
Ｌ_q： ｑ軸静的インダクタンス
Ｌ’_d：d軸動的インダクタンス
Ｌ’_q： ｑ軸動的インダクタンス
ω：電気角速度
ｓ：微分演算子（微分演算子「ｄ／ｄｔ」をラプラス変換した演算子）

なお、式（４）中の静的インダクタンス（Ｌ_d，Ｌ_q）、動的インダクタンス（Ｌ’_d，Ｌ’_q）、固定子巻線抵抗Ｒ、及び回転子磁石磁束φ_aは、何れも公知の方法で検出又は推定可能なパラメータ（モータ特性パラメータ）である。

上記式（４）の右辺第１項の行列（以下、「伝達関数行列［Ａ_ij］」とも称する）は、本制御のプラントに相当する。特に、伝達関数行列［Ａ_ij］は、本実施形態においてモータ系１５０（モータ３０）の特性に応じた電流から電圧へのｄｑ軸座標系における伝達特性を表す。具体的、伝達関数行列［Ａ_ij］は、以下の式（５）により定義される。

ここで、この伝達関数行列［Ａ_ij］の対角成分である「Ａ₁₁」及び「Ａ₂₂」は、ｄｑ軸座標系における同一座標成分の間の伝達特性に相当する。より詳細には、「Ａ₁₁」は、ｄ軸電流ｉ_dからｄ軸電圧ｖ_dへの伝達特性に相当する。また、「Ａ₂₂」は、ｑ軸電流ｉ_qからｑ軸電圧ｖ_qへの伝達特性に相当する。

さらに、伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分である「Ａ₁₂」及び「Ａ₂₁」は、ｄｑ軸座標系における異なる座標成分の間の伝達特性（すなわち、干渉成分）に相当する。より詳細には、「Ａ₁₂」は、ｑ軸電流ｉ_qからｄ軸電圧ｖ_dへの伝達特性に相当する。また、「Ａ₂₁」は、ｄ軸電流ｉ_dからｑ軸電圧ｖ_qへの伝達特性に相当する。

次に、上記式（４）の両辺の左側から伝達関数行列［Ａ_ij］の逆伝達関数行列［Ａ^-1 _ij］（すなわち、プラントの逆系）を施して変形することで以下の式（６）が得られる。

ここで、電流・電圧の応答（変動）に対して角速度変動は十分に遅い。このため、式（６）の右辺第２項「ωφ_a」は、制御周期において電流・電圧の変動に対して無関係な定数とみなすことができる。このため、右辺第２項「ωφ_a」は、非干渉制御部１３０における非干渉制御によるフィードフォワード補償によって補償することができる。そして、式（６）の右辺第２項「ωφ_a」をフィードフォワード補償によって補償する構成をとることで、さらにその後の外乱補償部１４０で重複した補償が実行されないように、式（６）の右辺第２項を無視する。

上述のように、式（６）の右辺第２項を無視することで、以下の式（７）を得る。

ここで、上記式（７）で表される伝達特性に、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）、及びモータ系１５０に実際に入力される電圧（以下、「ｄｑ軸実電圧（ｖ_dr，ｖ_qr）」とも称する）を適用すると、以下の式（８）及び式（９）により表される関係が得られる。

さらに、式（８）の両辺の左側から伝達関数行列［Ａ_ij］を施し、式（９）を用いて変形することで以下の式（１０）が得られる。

ここで、式（１０）を適宜解くことでｄｑ軸実電圧（ｖ_dr，ｖ_qr）及びｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）を求めることができる。一方で、式（１０）の第２式の右辺には微分演算子ｓの項が含まれているため、現実の制御装置により直接演算することは難しい。このため、式（１０）に対し、一次遅れフィルタによるフィルタ処理を行った以下の式（１１）及び式（１２）に基づいて、ｄｑ軸実電圧（ｖ_dr，ｖ_qr）の推定値及びｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）の推定値をそれぞれ演算する。

ただし、式（１１）の「τ_h」はフィルタの時定数である。また、「（ｖ^_dr，ｖ^_qr）」はｄｑ軸実電圧（ｖ_dr，ｖ_qr）の推定値（以下、「推定ｄｑ軸実電圧（ｖ^_dr，ｖ^_qr）」と称する）である。さらに、式（１２）の「（ｄ^_d，ｄ^_q）」はｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）の推定値（以下、「推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）」と称する）である。

また、以下の式（１３）のように、この推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の符号を反転させた値をｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）として演算し、出力する。

したがって、このように演算されたｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）をｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）に加算することで、モータ系１５０に入力される外乱（すなわち、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q））を好適に打ち消すことのできるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を設定することができる。

図３は、上述した外乱補償部１４０における演算の詳細を説明するブロック図である。すなわち、図３は、上記式（１１）〜式（１３）を用いた演算と等価なブロック線図である。図３から理解されるように、外乱補償部１４０は、入力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に対して時定数τ_hの一次遅れフィルタＫを施した値から、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に伝達関数行列［Ａ_ij］及び一次遅れフィルタＫを施した値を減算する制御ロジックにより、上記外乱を打ち消すｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を演算して出力することができる。

なお、伝達関数行列［Ａ_ij］及び一次遅れフィルタＫは、モータ制御システム１の内部又は外部の図示しないメモリ等において記憶させておくことができる。特に、外乱補償部１４０は、適宜、この伝達関数行列［Ａ_ij］を読み出して、固定子巻線抵抗Ｒなどの既知のモータ特性パラメータ、及び回転状態パラメータとしての電気角速度ωを当てはめることで、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の算出を実現することができる。

以上説明した本実施形態の回転電機制御方法において、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）は、入力としてのｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）及びｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に対してｄｑ軸座標系におけるｄ軸とｑ軸の間に跨る伝達特性（非対角成分）を含む伝達関数行列［Ａ_ij］を施すことで演算されることとなる。

このため、ｄ軸とｑ軸の間の相互干渉が考慮された推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を得ることができる。したがって、この推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）から干渉成分を好適に除去し得るｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を得ることができる。結果として、このｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を用いた外乱電圧補償を実行することで、上記ｄ軸とｑ軸の相互干渉成分が好適に打ち消されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を得ることができる。

次に、本実施形態の回転電機制御方法を実行した場合（実施例１）の作用効果について、比較例１と対比しつつ説明する。特に、実施例１及び比較例１のシステムに所定の条件下でシミュレーションを行った結果について説明する。

（実施例１）
本実施形態のモータ制御システム１において、ｄ軸の外乱（ｄ軸外乱電圧ｄ_d）を印加した際の挙動を観測した。

（比較例１）
比較例１のシステム（以下では、「比較例システムｒｅｆ１」と称する）において、実施例１と同一の外乱を印加した際の挙動を観測した。

なお、比較例システムｒｅｆ１は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を演算するための構成を除いて実施例１のモータ制御システム１と同じ構成を備える。したがって、説明の簡略化のため、比較例システムｒｅｆ１において、実施例１のモータ制御システム１と同様の要素には同一の符号を用いる。

図１１は、比較例システムｒｅｆ１におけるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を演算するための電圧指令値補正部１１３´の構成を説明するブロック図である。

図示のように、比較例システムｒｅｆ１の電圧指令値補正部１１３´の外乱補償部１４０´は、ｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）に対してｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）を加算する前（非干渉制御部１３０による非干渉制御の前）の電圧指令値（以下、「非干渉処理前ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{d_dsh}，ｖ^* _{q_dsh}）」とも称する）及びｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に基づいて、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_d，ｄ_q）を算出する。

また、図１２は、比較例システムｒｅｆ１の外乱補償部１４０´における演算の詳細を説明するブロック図である。

図示のように、比較例システムｒｅｆ１の外乱補償部１４０´では、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）及びｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）の演算を、ｄ軸とｑ軸ごとに個別に実行する。

より詳細には、外乱補償部１４０´は、非干渉処理前ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d_dsh}に対して時定数τ_hの一次遅れフィルタを施した値から、ｄ軸電流検出値ｉ_dsにｄ軸における電流−電圧特性に応じて定まる係数（伝達関数行列［Ａ_ij］の第１行第１列成分）及び一次遅れフィルタを施した値を減算してｄ軸外乱電圧補償値ｖ^* _{d_dist}演算する。

一方、外乱補償部１４０´は、非干渉処理前ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q_dsh}に対して時定数τ_hの一次遅れフィルタを施した値から、ｑ軸電流検出値ｉ_qsにｑ軸における電流−電圧特性に応じて定まる係数（伝達関数行列［Ａ_ij］の第２行第２列成分）及び一次遅れフィルタを施した値を減算してｑ軸外乱電圧補償値ｖ^* _{q_dist}演算する。

（結果）
図４Ａ及び図４Ｂは、実施例１及び比較例１におけるシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。特に、図４Ａには、それぞれの推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の経時変化を示す。また、図４Ｂには、それぞれのｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）の経時変化を示す。また、図中において、実施例１のシミュレーション結果を実線で示し、比較例１のシミュレーション結果を一点二鎖線で示す。また、図中において破線で理論値を示す。

図４Ａから理解されるように、実施例１では、比較例１に比べて推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を理論値により近い高精度な値として定まった。また、図４Ｂから理解されるように、実施例１では、外乱の影響で生じた電流偏差が比較例１に比べてより素早く収束した。

以上説明した本実施形態の回転電機制御方法の構成及びそれによる作用効果について説明する。

本実施形態では、電圧指令値としてのｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に応じた電圧である三相電圧指令値（ｖ^* _u，ｖ^* _v，ｖ^* _w）を供給することで回転電機としてのモータ３０の作動を制御する回転電機制御方法が提供される。

この回転電機制御方法では、モータ３０の電流指令値であるｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）に基づいて基本電圧指令値としてのｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）を算出し（図２の基本電流制御部１２０）、モータ３０の電流検出値としてのｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）及びモータ３０の回転状態を表す回転状態パラメータである電気角速度ωに基づいて、モータ３０の回転に同期する同期座標空間（ｄｑ軸座標系）の異なる座標成分に跨って干渉する電圧を打ち消すための非干渉電圧であるｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）を算出する（図２の非干渉制御部１３０）。また、モータ３０に入力される外乱に応じて定まる外乱電圧としての推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を算出し（図２の外乱補償部１４０及び式（１１））、ｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）をｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）及び推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）により補正してｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を算出する（図２の電圧指令値算出部１１０）。

そして、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を、ｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）による補正後のｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に基づいて算出する（図２の電圧指令値算出部１１０）。

すなわち、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の算出が、非干渉制御が実行された後のｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に基づいて実行されることとなる。このため、ｄ軸とｑ軸の間の干渉成分がより適切に考慮された推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を求めることができる。したがって、この推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を用いることで、外乱がより確実に抑制されたモータ３０の作動制御を実現することができる。

また、本実施形態の回転電機制御方法では、ｄｑ軸座標系におけるモータ３０の電流から電圧への同一の座標成分間（ｄ軸からｄ軸又はｑ軸からｑ軸）及び異なる座標成分間（ｄ軸からｑ軸又はｑ軸からｄ軸）の伝達特性を表す伝達関数としての伝達関数行列［Ａ_ij］を設定する（式（５）参照）。そして、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に伝達関数行列［Ａ_ij］を施すことでモータ３０の実電圧としての推定ｄｑ軸実電圧（ｖ^_dr，ｖ^_qr）を算出し（図３及び式（１１）参照）、算出した推定ｄｑ軸実電圧（ｖ^_dr，ｖ^_qr）からｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を減算することで推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を算出する（図３及び式（１２）参照）。

これによれば、ｄｑ軸座標系におけるモータ３０の伝達特性を表す伝達関数行列［Ａ_ij］を用いて、ｄｑ軸座標系における同一座標間における伝達特性に加え、異なる座標間における伝達特性（すなわち、干渉成分）がより確実に考慮された推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の算出を実現することができる。したがって、より高精度な推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を得るが可能となり、この推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を用いたモータ３０の作動制御の精度もより向上させることができる。

特に、本実施形態では、上記伝達関数は、ｄｑ軸座標系における上の線形変換である伝達関数行列［Ａ_ij］として設定される。そして、伝達関数行列［Ａ_ij］は、同一の座標成分間におけるモータ３０の電流から電圧への伝達特性を表す対角成分（式（５）の「Ａ₁₁」及び「Ａ₂₂」）及び異なる座標成分間におけるモータ３０の電流から電圧への伝達特性を表す非対角成分（式（５）の「Ａ₁₂」及び「Ａ₂₁」）を含む。そして、対角成分及び非対角成分を、モータ３０の回転状態を表す回転状態パラメータ（特に電気角速度ω）に基づいて設定する。

これにより、ｄｑ軸座標系における同一座標間及び異なる座標間における電流から電圧への伝達特性が考慮された推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の算出を、比較的簡素なロジックで実現することができる。

また、伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分は回転状態パラメータとしてモータ３０の角速度である電気角速度ωを含む。そして、モータ３０の電気角速度ωの検出値（図１の磁極位置検出器４０、パルスカウンタ５０、及び角速度演算部９０）を用いて非対角成分を設定する（図３参照）。

これにより、実際のモータ３０の回転状態に相関する電気角速度ωの検出値に応じて伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分が設定されることとなる。したがって、モータ３０の現実の作動状態に応じてｄ軸とｑ軸の干渉成分がより適切に評価された伝達関数行列［Ａ_ij］を設定することができるので、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の精度をより向上させることができる。

特に、本実施形態では、電気角速度ωの検出値に対してローパスフィルタ処理を施して非対角成分を設定する。

これにより、検出される電気角速度ωのノイズ成分を除去することができるので、実際のｄ軸とｑ軸の干渉成分がより適切に反映された非対角成分を設定することができ、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の精度をさらに向上させることができる。

特に、モータ３０の電気角速度ωは、実際のモータ３０の作動状態の変化に対して敏感に応答する。このため、電気角速度ωの検出値には、この高い応答性に起因する高周波成分（ノイズ）が比較的多く含まれる。このため、このようなノイズを多く含む電気角速度ωの検出値をそのまま伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分の設定に用いると、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の演算の精度が低下することが想定される。

これに対して、本実施形態ではローパスフィルタ処理された電気角速度ωを用いて伝達関数行列［Ａ_ij］を設定することによって、上述の推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の演算精度の低下を抑制することができる。

また、本実施形態の回転電機制御方法では、伝達関数行列［Ａ_ij］を施したｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に一次遅れフィルタＫを施してモータ３０の実電圧（推定ｄｑ軸実電圧（ｖ^_dr，ｖ^_qr））を算出する（式（１１））。そして、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に一次遅れフィルタＫを施して推定ｄｑ軸実電圧（ｖ^_dr，ｖ^_qr）から減算することで推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を算出する（式（１２））。

これにより、入力としてのｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）に含まれる高周波成分をカットしつつ、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の現実の演算を煩雑にする要素（具体的には、微分演算子ｓ）を解消するための簡素な演算ロジックを提供することができる。

さらに、本実施形態の回転電機制御方法では、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の正負を反転させて外乱電圧補償値としてのｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を算出する（式（１２）参照）。そして、ｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）をｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）に加算してｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を算出する（図２参照）。

これにより、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に対する外乱補償が、上述した高精度の推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）に基づくｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）を用いて実行されることとなる。したがって、外乱の影響がより好適に反映されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を求め、これに基づいてモータ３０への供給電圧を設定することができる。すなわち、外乱をより確実に抑制することのできるモータ３０への供給電圧の制御を実現することができる。

さらに、本実施形態では、上記回転電機制御方法が実行される回転電機制御システムとしてのモータ制御システム１が提供される。

モータ制御システム１は、モータ３０の電流指令値であるｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）に基づいて基本電圧指令値としてのｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）を算出する基本電圧指令値算出部としての基本電流制御部１２０と、モータ３０の電流検出値としてのｄｑ軸電流検出値（ｉ_ds，ｉ_qs）及びモータ３０の回転状態を表す回転状態パラメータである電気角速度ωに基づいて、モータ３０の回転に同期する同期座標空間（ｄｑ軸座標系）の異なる軸に跨って干渉する電圧を打ち消すための非干渉電圧であるｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）を算出する非干渉電圧算出部としての非干渉制御部１３０と、を有する。

また、モータ制御システム１は、外乱に応じて定まる外乱電圧としての推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を算出する外乱電圧推定部としての外乱補償部１４０と、ｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{d_base}，ｖ^* _{q_base}）をｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）及び推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）により補正してｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）を算出する電圧指令値算出部１１０と、を有する。

そして、外乱補償部１４０は、ｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{d_dcpl}，ｖ^* _{q_dcpl}）による補正後のｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）に基づいて推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を算出する

これにより、本実施形態の回転電機制御方法を実行するための好適なシステム構成が実現される。

（変形例）
以下、第１実施形態の変形例について説明する。なお、第１実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。

図５は、本変形例に係る外乱補償部１４０における演算の詳細を説明するブロック図である。

図示のように、本変形例における回転電機制御方法では、一次遅れフィルタＫの時定数τ_hをｄ軸とｑ軸ごとに個別に、ｄ軸用時定数τ_hd及びｑ軸用時定数τ_hqとして設定する。

より詳細には、本変形例における回転電機制御方法を実行するモータ制御システム１の外乱補償部１４０では、一次遅れフィルタＫが、第１行第１列成分の値を「τ_hd」及び第２行第２列成分の値を「τ_hq」とする行列として設定される。

これにより、入力としてのｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _d，ｉ^* _q）及びｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _d，ｖ^* _q）におけるｄ軸及びｑ軸に対して、それぞれｄ軸用時定数τ_hd及びｑ軸用時定数τ_hqの一次遅れ処理を施した上で、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）を求めることができる。

なお、ｄ軸用時定数τ_hd及びｑ軸用時定数τ_hqは、ｄ軸における伝達特性とｑ軸における伝達特性の相違に起因する制御安定性の低下を抑制する観点から適宜定めることができる。

以上説明した本変形例の構成及びそれによる作用効果について説明する。

本変形例では、一次遅れフィルタＫの時定数τ_hを、ｄｑ軸座標系における座標成分ごとに個別に設定する。

これにより、モータ系１５０の制御において、ｄ軸における伝達特性とｑ軸における伝達特性の相違に起因する制御安定性の低下を抑制することができる。

特に、一次遅れフィルタＫの時定数τ_hの値を小さく設定するほど（カットオフ周波数を大きくするほど）、比較的高い周波数領域の外乱成分も考慮されることとなるので、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）の精度がより向上する。一方で、一次遅れフィルタＫの時定数τ_hの値を小さくすると、その分、ノイズ成分も含まれ易くなり、制御安定性が低下して制御発散が生じる可能性が高くなる。

特に、モータ系１５０の仕様などによっては、ｄ軸相互の間の伝達特性とｑ軸相互の伝達特性（電流又は電圧のｑ軸からｑ軸への伝達特性）との間に大きな差がある場合において、要求される制御安定性を確保する観点からｄ軸及びｑ軸に同じ値の時定数τ_hを設定すると、外乱抑制効果が十分に発揮されないことが想定される。

これに対して、本変形例の構成であれば、ｄ軸及びｑ軸に、それぞれ異なるｄ軸用時定数τ_hd及びｑ軸用時定数τ_hqが設定される。このため、上記伝達特性の相違がある場合であっても、より確実に要求される制御安定性を確保しつつ十分な外乱抑制効果も実現することができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について説明する。なお、第１実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。

図６は、本実施形態による回転電機制御方法（モータ制御方法）を実行するためのモータ制御システム１の構成を説明するブロック図である。

本実施形態のモータ制御システム１は、固定子（ステータ）に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機として構成されたモータ３０の動作を制御する。

ここで、本実施形態における多相巻線とは、各相（例えば、三相交流の場合、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相）のそれぞれに対応する一組の巻線を組み合わせて成る巻線組を意味する。

また、以下の説明において、上記複数の多相巻線の内の特定の巻線組への通電を制御する一組の構成要素の単位を「制御系統」と称する。例えば、モータ３０がいわゆる三相二重巻線型のモータで構成される場合には、ステータに２つの三相巻線が設けられる。したがって、この場合、モータ３０の動作を制御するモータ制御システム１には、２つの巻線組へのそれぞれの通電を制御する２つの制御系統が存在することとなる。

そして、本実施形態では、特に、モータ３０が三相二重巻線型の永久磁石同期モータとして構成されることを前提としたモータ制御システム１におけるモータ制御方法について説明する。しかしながら、このことは、本発明のモータ制御方法を、三相二重巻線型の永久磁石同期モータ以外の多重多相回転電機を有するシステムに適用することを妨げるものではない。

さらに、以下の説明においては、三相二重巻線型永久磁石同期モータとして構成されるモータ３０を備えるモータ制御システム１において、上述した２つの制御系統をそれぞれ「制御系統１」及び「制御系統２」と称する。特に、制御系統１における各制御量（電流など）及び制御系統２における各制御量を区別する必要がある場合には、これら各制御量に「１」又は「２」という下付きの添え字を付する。

また、これら制御系統１及び制御系統２における各制御量を包括して説明する場合には、各制御量に「ｎ」（ｎ＝１又は２）という下付きの添え字を付する。例えば、制御系統１における三相電圧の指令値「三相電圧指令値（ｖ^* _u1，ｖ^* _v1，ｖ^* _w1）」及び制御系統２における三相電圧の指令値「三相電圧指令値（ｖ^* _u2，ｖ^* _v2，ｖ^* _w2）」を包括して、「三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）」などと表記する。

本実施形態のインバータ２０は、直流電源１０からの直流電圧をｄｑ/３相交流座標変換器６０で演算される三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を三相交流電圧（ｖ_un，ｖ_vn，ｖ_wn）に変換してモータ３０に供給する。

電流センサ７０は、三相交流電流（ｉ_un，ｉ_vn，ｉ_wn）の内のｕ相とｖ相の電流（例えば、u相電流ｉ_un、ｖ相電流ｉ_vn）を検出し、残りの１相であるｗ相の電流検出値ｉ_wnsは、次式（１４）により求めることができる。

また、第１実施形態と同様に磁極位置検出器４０及びパルスカウンタ５０によりモータ３０の電気角θが取得され、角速度演算部９０により電気角速度ωが演算される。

なお、本実施形態では、説明の簡略化のためのモータ３０の各制御系統ｎにおいて同一の電気角θをとることを前提とする。一方で、各制御系統ｎの電気角θが異なる場合であっても、制御系統ごとの電気角θに基づき、本実施形態の各演算を同様に実行することができる。

３相/ｄｑ交流座標変換部８０は、以下の式（１５）に基づき、三相交流電流検出値（ｉ_uns，ｉ_vns，ｉ_wns）からｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）を算出する。

電流指令値算出部１００は、図示しないメモリに記憶された予め定められたマップに基づいて、外部負荷などから要求される要求駆動力に基づいて定まるトルク指令値Ｔ^*、及び角速度演算部９０で演算された電気角速度ωに基づいて、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _dn，ｉ^* _qn）を算出する。

電圧指令値算出部１１０は、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）、電気角速度ω、及びｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _dn，ｉ^* _qn）に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）を算出する。なお、電流指令値算出部１００におけるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）の算出の詳細については後述する。

ｄｑ/３相交流座標変換器６０は、以下の式（１６）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）から三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を求める。

そして、ｄｑ/３相交流座標変換器６０は、算出した三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）をインバータ２０に出力する。以下、本実施形態に係る電流指令値算出部１００における処理の詳細について説明する。

図７は、電圧指令値算出部１１０の詳細な構成を説明するブロック図である。

図示のように、本実施形態の基本電流制御部１２０は、基本第１ｄ軸電流制御部１２１−１と、基本第２ｄ軸電流制御部１２１−２と、基本第１ｑ軸電流制御部１２２−１と、基本第２ｑ軸電流制御部１２２−２と、を含む。

基本第１ｄ軸電流制御部１２１−１は、モータ系１５０の制御系統１における基本電圧指令値としての基本第１ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d1_base}を求める。より詳細には、基本第１ｄ軸電流制御部１２１−１は、第１ｄ軸電流検出値ｉ_d1sを第１ｄ軸電流指令値ｉ^* _d1に定常偏差なく所望の応答性で追従させる観点から、第１ｄ軸電流検出値ｉ_d1sと第１ｄ軸電流指令値ｉ^* _d1の偏差を入力とするＰＩ制御により、基本第１ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d1_base}を演算する。

基本第２ｄ軸電流制御部１２１−２は、モータ３０の制御系統２における基本電圧指令値としての基本第２ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d2_base}を求める。より詳細には、基本第２ｄ軸電流制御部１２１−２は、第２ｄ軸電流検出値ｉ_d2sを第２ｄ軸電流指令値ｉ^* _d2に定常偏差なく所望の応答性で追従させる観点から、第２ｄ軸電流検出値ｉ_d2sと第２ｄ軸電流指令値ｉ^* _d2の偏差を入力とするＰＩ制御により、基本第２ｄ軸電圧指令値ｖ^* _{d2_base}を演算する。

基本第１ｑ軸電流制御部１２２−１は、モータ３０の制御系統１における基本電圧指令値としての基本第１ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q1_base}を求める。より詳細には、基本第１ｑ軸電流制御部１２２−１は、第１ｑ軸電流検出値ｉ_q1sを第１ｑ軸電流指令値ｉ^* _q1に定常偏差なく所望の応答性で追従させる観点から、第１ｑ軸電流検出値ｉ_q1sと第１ｑ軸電流指令値ｉ^* _q1の偏差を入力とするＰＩ制御により、基本第１ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q1_base}を演算する。

基本第２ｑ軸電流制御部１２２−２は、モータ３０の制御系統２における基本電圧指令値としての基本第２ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q2_base}を求める。より詳細には、基本第２ｑ軸電流制御部１２２−２は、第２ｑ軸電流検出値ｉ_q2sを第２ｑ軸電流指令値ｉ^* _q2に定常偏差なく所望の応答性で追従させる観点から、第２ｑ軸電流検出値ｉ_q2sと第２ｑ軸電流指令値ｉ^* _q2の偏差を入力とするＰＩ制御により、基本第２ｑ軸電圧指令値ｖ^* _{q2_base}を演算する。

また、非干渉制御部１３０は、第１ｄ軸干渉制御部１３１−１と、第１ｑ軸干渉制御部１３２−１と、第２ｄ軸干渉制御部１３１−２と、第２ｑ軸干渉制御部１３２−２と、を含む。

第１ｄ軸干渉制御部１３１−１は、電気角速度ω及び第１ｄ軸電流指令値ｉ^* _d1を入力として、モータ３０の制御系統１におけるｄ軸とｑ軸の間の干渉電圧を相殺する観点から定まる第１ｄ軸非干渉電圧ｖ^* _{d1_dcpl}を演算する。一方、第１ｑ軸干渉制御部１３２−１は、電気角速度ω及び第１ｑ軸電流指令値ｉ^* _q1を入力として、制御系統１におけるｄ軸とｑ軸の間の干渉電圧を相殺する観点から定まる第１ｑ軸非干渉電圧ｖ^* _{q1_dcpl}を演算する。

第２ｄ軸干渉制御部１３１−２は、電気角速度ω及び第２ｄ軸電流指令値ｉ^* _d2を入力として、モータ３０の制御系統２におけるｄ軸とｑ軸の間の干渉電圧を相殺する観点から定まる第２ｄ軸非干渉電圧ｖ^* _{d2_dcpl}を演算する。一方、第２ｑ軸干渉制御部１３２−２は、電気角速度ω及び第２ｑ軸電流指令値ｉ^* _q2を入力として、制御系統２におけるｄ軸とｑ軸の間の干渉電圧を相殺する観点から定まる第２ｑ軸非干渉電圧ｖ^* _{q2_dcpl}を演算する。

さらに、外乱補償部１４０は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）、及びｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）に基づいて、モータ系１５０に入力される外乱に相当する外乱電圧をｄｑ軸座標系で表したｄｑ軸外乱電圧（ｄ_dn，ｄ_qn）を算出する。特に、本実施形態において、外乱補償部１４０は、非干渉制御部１３０による非干渉制御が実行された後の電圧指令値であるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）を用いて、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_dn，ｄ_qn）を推定し、その推定値に基づいて外乱を打ち消す補償電圧に相当するｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{dn_dist}，ｖ^* _{qn_dist}）を演算する。以下、外乱補償部１４０における演算の詳細について説明する。

先ず、本実施形態のモータ３０に関する電圧方程式は以下の式（１７）で表される。

式（１７）中の各パラメータの定義は、既に説明したものも含めて以下のように定められる。

ｉ_d1：制御系統１のd軸電流（第１ｄ軸電流）
ｉ_q1：制御系統１のｑ軸電流（第１ｑ軸電流）
ｉ_d2：制御系統２のd軸電流（第２ｄ軸電流）
ｉ_q2：制御系統２のｑ軸電流（第２ｑ軸電流）
ｖ_d1：制御系統１のd軸電圧（第１ｄ軸電圧）
ｖ_q1：制御系統１のｑ軸電圧（第１ｑ軸電圧）
ｖ_d2：制御系統２のd軸電圧（第２ｄ軸電圧）
ｖ_q2：制御系統２のｑ軸電圧（第２ｑ軸電圧）
Ｒ₁：制御系統１の固定子巻線抵抗
Ｒ₂：制御系統２の固定子巻線抵抗
φ_a1：制御系統１の回転子磁石磁束
φ_a2：制御系統２の回転子磁石磁束
Ｌ_d1：制御系統１のd軸静的インダクタンス
Ｌ_q1：制御系統１のｑ軸静的インダクタンス
Ｌ_d2：制御系統２のd軸静的インダクタンス
Ｌ_q2：制御系統２のｑ軸静的インダクタンス
Ｌ’_d1：制御系統１のd軸動的インダクタンス
Ｌ’_q1：制御系統１のｑ軸動的インダクタンス
Ｌ’_d2：制御系統２のd軸動的インダクタンス
Ｌ’_q2：制御系統２のｑ軸動的インダクタンス
ω：電気角速度
ｓ：微分演算子（微分演算子「ｄ／ｄｔ」をラプラス変換した演算子）

なお、式（１７）中の静的インダクタンス（Ｌ_d1，Ｌ_d2，Ｌ_q1，Ｌ_q2）、動的インダクタンス（Ｌ’_d1，Ｌ’_d2，Ｌ’_q1，Ｌ’_q2）、固定子巻線抵抗（Ｒ₁，Ｒ₂）、及び回転子磁石磁束（φ_a1，φ_a2）は、何れも公知の方法で検出又は推定可能なパラメータ（モータ特性パラメータ）である。

そして、本実施形態において、モータ系１５０（モータ３０）の特性に応じた電流から電圧へのｄｑ軸座標系における伝達特性を表す伝達関数行列［Ａ_ij］は、以下の式（１８）により定義される。

ここで、この伝達関数行列［Ａ_ij］の対角成分である「Ａ₁₁」及び「Ａ₂₂」は制御系統１のｄｑ軸座標系における同一座標成分の間の伝達特性に相当する。また、「Ａ₃₃」、及び「Ａ₄₄」は、制御系統２のｄｑ軸座標系における同一座標成分の間の伝達特性に相当する。

より詳細には、「Ａ₁₁」は、第１ｄ軸電流ｉ_d1から第１ｄ軸電圧ｖ_d1への伝達特性に相当し、「Ａ₂₂」は、第１ｑ軸電流ｉ_q1から第１ｑ軸電圧ｖ_q1への伝達特性に相当する。また、「Ａ₃₃」は、第２ｄ軸電流ｉ_d2から第２ｄ軸電圧ｖ_d2への伝達特性に相当し、「Ａ₄₄」は、第２ｑ軸電流ｉ_q2から第２ｑ軸電圧ｖ_q2への伝達特性に相当する。

さらに、伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分である「Ａ₁₂」及び「Ａ₂₁」は、制御系統１のｄｑ軸座標系における異なる座標成分の間の伝達特性（すなわち、干渉成分）に相当する。より詳細には、「Ａ₁₂」は、第１ｑ軸電流ｉ_q1から第１ｄ軸電圧ｖ_d1への伝達特性に相当する。また、「Ａ₂₁」は、第１ｄ軸電流ｉ_d1から第１ｑ軸電圧ｖ_q1への伝達特性に相当する。

また、伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分である「Ａ₁₃」、「Ａ₃₁」、「Ａ₁₄」、「Ａ₂₃」、「Ａ₃₂」、「Ａ₄₁」、「Ａ₂₄」、及び「Ａ₄₂」は、制御系統１と制御系統２の間の伝達特性に相当する。

より詳細には、「Ａ₁₃」は第２ｄ軸電流ｉ_d2から第１ｄ軸電圧ｖ_d1への伝達特性、「Ａ₃₁」は第１ｄ軸電流ｉ_d1から第２ｄ軸電圧ｖ_d2への伝達特性、「Ａ₁₄」は第２ｑ軸電流ｉ_q2から第１ｄ軸電圧ｖ_d1への伝達特性、「Ａ₂₃」は第２ｄ軸電流ｉ_d2から第１ｑ軸電圧ｖ_q1への伝達特性、「Ａ₃₂」は第１ｑ軸電流ｉ_q1から第２ｄ軸電圧ｖ_d2への伝達特性、「Ａ₄₁」は第１ｄ軸電流ｉ_d1から第２ｑ軸電圧ｖ_q2への伝達特性に相当する。また、「Ａ₂₄」は第２ｑ軸電流ｉ_q2から第１ｑ軸電圧ｖ_q1への伝達特性に相当する。さらに、「Ａ₄₂」は第１ｑ軸電流ｉ_q1から第２ｑ軸電圧ｖ_q2への伝達特性に相当する。

さらに、伝達関数行列［Ａ_ij］の非対角成分である「Ａ₃₄」及び「Ａ₄₃」は、制御系統２のｄｑ軸座標系における異なる座標成分の間の伝達特性に相当する。

より詳細には、「Ａ₃₄」は第２ｑ軸電流ｉ_q2から第２ｄ軸電圧ｖ_d2への伝達特性に相当する。「Ａ₄₃」は第２ｄ軸電流ｉ_d2から第２ｑ軸電圧ｖ_q2への伝達特性に相当する。

そして、第１実施形態と同様に、磁束φ_a1，φ_a2による誘起電圧の項を無視して式（１７）を変形することで、以下の式（１９）を得る。

さらに、上記式（１９）で表される伝達特性に、ｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_dn，ｄ_qn）、及びモータ系１５０に実際に入力される電圧としてのｄｑ軸実電圧（ｖ_dnr，ｖ_qnr）を適用すると、以下の式（２０）及び式（２１）により表される関係が得られる。

さらに、式（２０）の両辺の左側から伝達関数行列［Ａ_ij］を施し、式（２１）を用いて変形することで以下の式（２２）が得られる。

そして、第１実施形態と同様に、式（２２）に対し、時定数τ_hの一次遅れフィルタによるフィルタ処理を行った以下の式（２３）及び式（２４）に基づいて、推定ｄｑ軸実電圧（ｖ^_dnr，ｖ^_qnr）及び推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_dn，ｄ^_qn）をそれぞれ演算する。

また、外乱補償部１４０は、以下の式（２５）のように、この推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_dn，ｄ^_qn）の符号を反転させた値をｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{dn_dist}，ｖ^* _{qn_dist}）として演算し、出力する。

したがって、このように演算されたｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{dn_dist}，ｖ^* _{qn_dist}）をｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{dn_base}，ｖ^* _{qn_base}）に加算することで、複数制御系統で構成されるモータ系１５０に入力される外乱相当のｄｑ軸外乱電圧（ｄ_dn，ｄ_qn）を好適に打ち消すことのできるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）を設定することができる。

図８は、本実施形態の外乱補償部１４０における演算の詳細を説明するブロック図である。すなわち、図３は、上記式（２３）〜式（１５）を用いた演算と等価なブロック線図である。

次に、本実施形態の回転電機制御方法を実行した場合（実施例２）の作用効果について、比較例２と対比しつつ説明する。特に、実施例２及び比較例２のシステムに所定の条件下でシミュレーションを行った結果について説明する。

（実施例２）
本実施形態のモータ制御システム１において、制御系統１のｄ軸の外乱（ｄ_d1）を印加した際の挙動を観測した。

（比較例２）
比較例２のシステム（以下では、「比較例システムｒｅｆ２」と称する）において、実施例２と同一の外乱を印加した際の挙動を観測した。

なお、比較例システムｒｅｆ２は、図１１における比較例システムｒｅｆ１におけるモータ系１５０を、多重多相回転電機として構成したものである。

特に、比較例システムｒｅｆ２では、ｄｑ軸基本電圧指令値（ｖ^* _{dn_base}，ｖ^* _{qn_base}）に対してｄｑ軸非干渉電圧（ｖ^* _{dn_dcpl}，ｖ^* _{qn_dcpl}）を加算する前（非干渉制御部１３０による非干渉制御の前）の非干渉処理前ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _{dn_dsh}，ｖ^* _{qn_dsh}）及びｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）に基づいて、ｄｑ軸外乱電圧（ｄ_dn，ｄ_qn）を算出する。

また、比較例システムｒｅｆ２では、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_d，ｄ^_q）及びｄｑ軸外乱電圧補償値（ｖ^* _{d_dist}，ｖ^* _{q_dist}）の演算を、制御系統１のｄ軸、制御系統１のｑ軸、制御系統２のｄ軸、及び制御系統２のｑ軸ごとに個別に実行する。

（結果）
図９Ａ及び図９Ｂは、実施例２及び比較例２におけるシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。特に、図９Ａには、それぞれの推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_dn，ｄ^_qn）の経時変化を示す。また、図９Ｂには、それぞれのｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）の経時変化を示す。また、図中において、実施例２のシミュレーション結果を太い実線で示し、比較例２のシミュレーション結果を一点二鎖線で示す。また、図中において破線で理論値を示す。

図９Ａから理解されるように、実施例２では、比較例２に比べて推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_dn，ｄ^_qn）を理論値により近い高精度な値として定まった。また、図９Ｂから理解されるように、実施例２では、外乱の影響で生じた電流偏差が比較例２に比べてより素早く収束した。

以上説明した本実施形態の回転電機制御方法の構成及びそれによる作用効果について説明する。

本実施形態では、モータ３０は固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機として構成される。そして、多相巻線ごとに制御系統（制御系統１及び制御系統２）を設定し、ｄｑ軸座標系におけるｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）を制御系統１，２に応じて並べたベクトルとして設定する（式（２０）参照）。そして、伝達関数行列［Ａ_ij］を、このベクトルの次元数（本実施形態では４）と同一次数の正方行列（式（１８））に設定する。

これにより、モータ３０が多重多相回転電機として構成されており、複数の多相巻線ごとに制御系統が構成される場合においても、単一巻線の場合と同様の簡素な演算ロジックで推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_dn，ｄ^_qn）を算出することができる。

（変形例）
以下、第２実施形態の変形例について説明する。なお、第２実施形態と同様の要素には同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。

図１０は、本変形例に係る外乱補償部１４０における演算の詳細を説明するブロック図である。

図示のように、本変形例における回転電機制御方法では、一次遅れフィルタＫの時定数τ_hを、制御系統１のｄ軸及びｑ軸、並びに制御系統２のｄ軸及びｑ軸ごとに個別に設定する。より詳細には、制御系統１のｄ軸に第１ｄ軸用時定数τ_hd1、制御系統１のｑ軸に第１ｑ軸用時定数τ_hq1、制御系統２のｄ軸に第２ｄ軸用時定数τ_hd2、制御系統２のｑ軸に第２ｑ軸用時定数τ_hq2を設定する。

特に、本変形例では、一次遅れフィルタＫが、第１行第１列成分を「τ_hd1」、第２行第２列成分を「τ_hq1」、第３行第３列成分を「τ_hd2」、及び第４行第４列成分を「τ_hq2」とする行列として設定される。

これにより、複数制御系統で構成されるモータ系１５０において、各制御系統１，２及び各軸ごとにそれぞれの伝達特性の違いに応じた適切な時定数を設定することができるので、制御安定性の低下を抑制しつつ、外乱電圧を好適に推定することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態で説明した構成は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を限定する趣旨ではない。

例えば、上記実施形態では、モータ３０の回転子の種類が永久磁石型回転子である同期モータの場合を前提としている。しかしながら、これに限られず、モータ３０を、巻線型回転子又は籠型回転子などの他の種類の回転子が用いられる同期モータにより構成しても良い。

また、上記各実施形態では、制御系統数が１つ又は２つである場合（単一巻線又は２つの巻線の場合）について説明したが、適宜、制御系統数が３以上のシステムにおいても、本発明の構成を適用できる。

特に制御系統数がＮ（Ｎは任意の自然数）である場合、第２実施形態におけるｄｑ軸電流検出値（ｉ_dns，ｉ_qns）及びｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）の次元は２Ｎとなる。したがって、これに応じたモータ３０の電流から電圧への伝達特性を表す伝達関数行列［Ａ_ij］は２Ｎ行２Ｎ列の正方行列として定めることで、上記第２実施形態と同様に、推定ｄｑ軸外乱電圧（ｄ^_dn，ｄ^_qn）及びｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _dn，ｖ^* _qn）を算出することができる。

１ モータ制御システム
１０ 直流電源
２０ インバータ
４０ 磁極位置検出器
５０ パルスカウンタ
６０ ｄｑ/３相交流座標変換器
７０ 電流センサ
８０ ３相/ｄｑ交流座標変換部
９０ 角速度演算部
１００ 電流指令値算出部
１１０ 電圧指令値算出部
１２０ 基本電流制御部
１３０ 非干渉制御部
１４０ 外乱補償部
１５０ モータシステム

Claims (10)

1. 電圧指令値に応じた電圧を供給することで回転電機の作動を制御する回転電機制御方法であって、
   前記回転電機の電流指令値に基づいて基本電圧指令値を算出し、
   前記回転電機の電流検出値及び前記回転電機の回転状態を表す回転状態パラメータに基づいて、前記回転電機の回転に同期する同期座標空間の異なる座標成分に跨って干渉する電圧を打ち消すための非干渉電圧を算出し、
   前記回転電機に入力される外乱に応じて定まる外乱電圧を算出し、
   前記基本電圧指令値を前記非干渉電圧及び前記外乱電圧により補正して前記電圧指令値を算出し、
   前記外乱電圧を、前記非干渉電圧による補正後の前記電圧指令値に基づいて算出する、
   回転電機制御方法。
2. 請求項１に記載の回転電機制御方法であって、
   前記同期座標空間における前記回転電機の電流から電圧への同一の座標成分間及び異なる座標成分間の伝達特性を表す伝達関数を設定し、
   前記電流検出値に前記伝達関数を施すことで前記回転電機の実電圧を算出し、
   算出した前記実電圧から前記電圧指令値を減算することで前記外乱電圧を算出する、
   回転電機制御方法。
3. 請求項２に記載の回転電機制御方法であって、
   前記伝達関数は、前記同期座標空間上の線形変換である伝達関数行列として設定され、
   前記伝達関数行列は、同一の座標成分間における前記回転電機の電流から電圧への伝達特性を表す対角成分及び異なる座標成分間における前記回転電機の電流から電圧への伝達特性を表す非対角成分を含み、
   前記対角成分及び前記非対角成分を、前記回転電機の回転状態を表す回転状態パラメータに基づいて設定する、
   回転電機制御方法。
4. 請求項３に記載の回転電機制御方法であって、
   前記非対角成分は前記回転状態パラメータとして前記回転電機の角速度を含み、
   前記回転電機の角速度の検出値を用いて前記非対角成分を設定する、
   回転電機制御方法。
5. 請求項４に記載の回転電機制御方法であって、
   前記回転電機の角速度の検出値に対してローパスフィルタ処理を施して前記非対角成分を設定する、
   回転電機制御方法。
6. 請求項３〜５の何れか１項に記載の回転電機制御方法であって、
   前記伝達関数行列を施した前記電流検出値に一次遅れフィルタを施して前記回転電機の実電圧を算出し、
   前記電圧指令値に前記一次遅れフィルタを施して前記回転電機の実電圧から減算することで前記外乱電圧を算出する、
   回転電機制御方法。
7. 請求項６に記載の回転電機制御方法であって、
   前記一次遅れフィルタの時定数を、前記同期座標空間における座標成分ごとに個別に設定する、
   回転電機制御方法。
8. 請求項３〜７の何れか１項に記載の回転電機制御方法であって、
   前記回転電機は固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機として構成され、
   前記多相巻線ごとに制御系統を設定し、
   前記同期座標空間における前記電流検出値を前記制御系統に応じて並べたベクトルとして設定し、
   前記伝達関数行列を、前記ベクトルの次元数と同一次数の正方行列に設定する、
   回転電機制御方法。
9. 請求項２〜８の何れか１項に記載の回転電機制御方法であって、
   前記外乱電圧の正負を反転させて外乱電圧補償値を算出し、
   前記外乱電圧補償値を前記基本電圧指令値に加算することで前記電圧指令値を補正する、
   回転電機制御方法。
10. 電圧指令値に応じた電圧を供給することで回転電機の作動を制御する回転電機制御システムであって、
    前記回転電機の電流指令値に基づいて基本電圧指令値を算出する基本電圧指令値算出部と、
    前記回転電機の電流検出値及び前記回転電機の回転状態を表す回転状態パラメータに基づいて、前記回転電機の回転に同期する同期座標空間の異なる座標成分に跨って干渉する電圧を打ち消すための非干渉電圧を算出する非干渉電圧算出部と、
    前記回転電機に入力される外乱に応じて定まる外乱電圧を算出する外乱電圧推定部と、
    前記基本電圧指令値を前記非干渉電圧及び前記外乱電圧により補正して前記電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、を有し、
    前記外乱電圧推定部は、前記非干渉電圧による補正後の前記電圧指令値に基づいて前記外乱電圧を算出する、
    回転電機制御システム。

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