JP2021061163A - 電磁誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、電源脈動による鍋に発生する励振音を低減できる電磁誘導加熱装置を提供する。【解決手段】包絡線検出回路の出力値が直流電圧検出回路出力値Ｖｐと相似形になるようにインバータ回路の駆動周波数ｆｓを変化させることで、商用周期内でインバータ回路の駆動周波数が変化し、加熱コイル電流ＩＬの包絡線は入力電圧波形と相似形になるので、加熱コイルに供給される共振電流ＩＬの包絡線が概略正弦波状になり、鍋で発生する励振音を低減することができる。【選択図】図９

Description

本発明は、安価な構成で鍋の励振音を低減する電磁誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）に関する。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式のＩＨクッキングヒータ（以下、「電磁誘導加熱装置」とも称する）が広く用いられるようになってきている。ＩＨクッキングヒータは、ガラス製のトッププレートの直下に配置した加熱コイルに高周波電流を流し、トッププレートに載置した金属鍋に渦電流を発生させ、鍋自体の電気抵抗により発熱させるものである。このように、ＩＨクッキングヒータは、火を使わずに調理でき、安全性や調理環境の快適性が高いため、ガスレンジに代わって普及が急速に進んでいる。

従来のＩＨクッキングヒータでは、加熱コイルにはインバータから高周波電流を供給し、インバータには商用電源を全波整流した非平滑の直流電圧を印加している。ＩＨクッキングヒータは、電力を熱に変換する装置であり、熱時定数は長いため、上記の構成のように、インバータの電源電圧が非平滑で脈動しても加熱特性に大きな影響はなかった。

図１６に鍋励振音が発生する場合の加熱コイル電流と鍋に働く電磁力を示す。インバータの電源電圧が脈動した場合、鍋の材質や構造によっては、図１６に示すように、加熱コイル電流の包絡線がひずみ、正弦波状にならない。また、鍋に働く電磁力は加熱コイル電流の2乗に比例するため図１６下図のようになる。図１７に電磁力のFFT解析結果を示す。図１６下図に示したように、加熱コイル電流が歪んでいるため、4kHz以上の高周波の高調波成分が観測される。この電磁力の高調波成分に起因して、鍋から励振音（鍋鳴り音）が発生する問題がある。

そこで、この問題を改善するため、特許文献１の電磁誘導加熱装置では、商用電源とインバータの間にコンバータを配置し、コンバータにより脈動のない一定の直流電圧に変換したものをインバータ電源電圧として、インバータに印加することで、鍋の励振音を抑制している。

特開２００９−１１７３７８号公報

しかしながら、特許文献１では、同文献の図６等の直流電源の内部構造が示すように、インバータ電流の脈動を抑制するために、直流電源が内蔵するコンバータの後段に大容量のコンデンサを接続する必要がある。大容量のコンデンサとしては、例えば、電解コンデンサ等が知られているが、これは大型かつ高額なコンデンサであるため、特許文献１の構成では、コンバータの追加自体により直流電源が大型化、高コスト化、制御複雑化する問題に加え、大容量のコンデンサの設置により直流電源が大型化、高コスト化する問題もある。

そこで、本発明は、インバータに直流電力を供給する電源回路内のコンデンサの容量を小さくし、電源回路の回路規模の小型化、低コスト化を実現した構成であっても、すなわち、インバータに供給される直流電圧に商用電源起因の脈動が残存する構成であっても、鍋加熱時の励振音を低減できる電磁誘導加熱装置を提供することを目的とする。

本発明の電磁誘導加熱装置は、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、該電源回路から供給される直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、前記電源回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータと、該インバータに流れる共振電流の包絡線を検出する包絡線検出回路と、前記インバータを制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記包絡線検出回路の出力値が前記直流電圧検出回路の出力値と相似形になるように、前記インバータを制御する。

また、本発明の他の電磁誘導加熱装置は、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、該電源回路の入力電流を検出する入力電流検出回路と、前記電源回路から供給される直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、前記電源回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータと、前記インバータを制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記入力電流検出回路の出力値が前記直流電圧検出回路の出力値と相似形になるように、前記インバータを制御する。

本発明の電磁誘導加熱装置によれば、インバータに供給される直流電圧に商用電源起因の脈動が残存する構成であっても、加熱コイルから発生する電磁力の変動を低減し、鍋加熱時の励振音を低減することができる。

実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。 実施例１の電源回路とインバータ回路の構成図である。 被加熱物の抵抗値と鉄を基準としたときの抵抗値比率を示す表である。 実施例１の電磁誘導加熱装置のインバータ動作波形である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力の周波数特性である。 実施例１の電磁誘導加熱装置の入力電力のＤｕｔｙ特性である。 実施例１の包絡線検出回路の構成例である。 実施例１の包絡線検出回路の他の構成例である。 実施例１の励振音低減制御適用時の各種信号の動作波形図である。 実施例１の変形例の励振音低減制御適用時の各種信号の動作波形図である。 実施例１の変形例の励振音低減制御適用時の各種信号の動作波形図である。 実施例２の電磁誘導加熱装置のインバータ回路構成図である。 実施例２の電磁誘導加熱装置のインバータ動作波形である。 実施例２の電磁誘導加熱装置の入力電力の周波数特性である。 実施例３の電磁誘導加熱装置のインバータ回路構成図である。 従来の加熱コイル波形および電磁力波形である。 従来の電磁力波形のFFT解析結果である。 実施例４の電磁誘導加熱装置のインバータ回路構成図である。

以下、図面を用いながら本発明の電磁誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）の実施例を説明する。

先ず、図１〜図１１を用いて、本発明の実施例１の電磁誘導加熱装置を説明する。

図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。ここに示すように、本実施例の電磁誘導加熱装置は、直流電圧を出力する電源回路１０と、この電源回路１０を電源とする３つのインバータ（１００ａ、１００ｂ、１００ｃ）と、各インバータを制御するドライブ回路６１と、入力電流を検出する電流検出器３１と、電流検出器３１の出力を整流し入力電流を検出する入力電流検出回路６２と、電源回路１０の出力電圧を検出する直流電圧検出回路６３と、各インバータ内を流れる共振電流を検出する共振電流検出回路６４と、その共振電流の包絡線を検出する包絡線検出回路６５と、使用者が火力などを設定する際に用いる入力電力設定部７１と、共振電流検出回路６４と包絡線検出回路６５と入力電力設定部７１からの入力に基づき各インバータを制御する制御回路７０を備えており、各インバータに対応する複数の加熱コイル５により、図示しないトッププレート上に載置された鍋などの被加熱物を加熱することができる。なお、各インバータの構成は同等であるので、以下では、インバータ１００ａを例に説明する。また、各インバータの加熱コイル５は、トッププレートに載置した別々の被加熱物を加熱できるように分散して配置しても良いし、一つの被加熱物を加熱できるように一か所に纏めて、例えば、同心円状に配置しても良い。

インバータ１００ａは、インバータ回路２０と、共振回路３０と、電流検出器３２によって構成されている。インバータ回路２０は、電源回路１０の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間に接続されており、電源回路１０から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して共振回路３０に印加する。共振回路３０は、加熱コイル５と共振コンデンサＣｒの直列回路であり、加熱コイル５にはインバータ回路２０から高周波電力が供給される。電流検出器３２は、共振回路３０に流れる共振電流ＩＬを検出する。

電流検出器３１の出力は入力電流検出回路６２を介して、また、電流検出器３２の出力は共振電流検出回路６４と包絡線検出回路６５を介して、制御回路７０に送られる。制御回路７０では、それらの入力を演算するとともに、入力電力設定部７１からの信号に応じた駆動信号を生成する。ドライブ回路６１は制御回路７０からの駆動信号に基づいて、各インバータのインバータ回路２０を制御するドライブ信号波形を出力する。入力電力設定部７１は、使用者が入力電力（火力）を設定するタッチパネルなどのインターフェースであり、設定された火力に応じた信号を制御回路７０に送る。

次に、インバータ１００ａの動作を説明する。一般に、電磁誘導加熱装置では、共振型インバータを用いる。共振型のインバータは、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓ ＞ 共振回路３０の共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、共振回路３０に流れる共振電流ＩＬがインバータ回路２０の出力電圧に対し遅れ位相になるように制御するインバータである。これにより、インバータ回路２０での損失増加を抑制している。すなわち、図１では、共振回路３０に流れる共振電流ＩＬが、インバータ回路２０と共振回路３０の接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することでインバータ回路２０の損失を抑制している。

しかしながら、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを固定した状態で、インバータ回路２０の導通期間を変化させ電力制御を行うと、インバータ回路２０の導通期間に共振電流ＩＬの極性が反転し、共振電流ＩＬがインバータ回路２０の出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードはインバータ回路２０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。

図２は、本実施例の電磁誘導加熱装置の電源回路１０とインバータ回路２０の回路構成をより詳細に示したものであり、電源回路１０を全波整流パッシブフィルタ型とし、インバータ回路２０をハーブブリッジ型とした回路構成を例示している。

この全波整流パッシブフィルタ型の電源回路１０は、商用電源１から入力された交流電圧を直流電圧に変換してインバータ１００ａに供給するものであり、交流電圧を整流する整流回路２と、インダクタ３と、フィルタコンデンサＣｆで構成された平滑回路からなる。そして、フィルタコンデンサＣｆの正電極ｐ点と負電極ｏ点との間に、インバータ１００ａのインバータ回路２０が接続される。なお、ここで用いられるフィルタコンデンサＣｆは比較的小容量のコンデンサであるため、特許文献１のような大容量の電解コンデンサを用いた構成とは異なり、電源回路１０が出力する電源電圧Ｖｐには商用電源電圧の脈動に起因する脈動が残存することとなる。

インバータ１００ａのインバータ回路２０は、ＩＧＢＴ等のパワー半導体スイッチング素子（以下、「スイッチング素子」と称する）ＳＷ１とＳＷ２を直列に接続し、各スイッチング素子にダイオードＤ１、Ｄ２を逆並列接続したものである。すなわち、各スイッチング素子のコレクタ端子に各ダイオードのカソード端子が接続されており、各スイッチング素子のエミッタ端子に各ダイオードのアノード端子が接続されている。以下では、スイッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１で構成される回路を上アーム、スイッチング素子ＳＷ２とダイオードＤ２で構成される回路を下アーム、上アームと下アームを合わせたものを上下アームと称する。また、各スイッチング素子にはそれぞれ並列にスナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ２が接続されている。スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ２は、各スイッチング素子のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電されるものである。スナバコンデンサＣｓ１、Ｃｓ２の容量は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両スイッチング素子に印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。

また、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の接続点である出力端子ｔ点と電源回路１０の正電極ｐ点および負電極ｏ点には共振回路３０が接続されている。本実施例の共振回路３０は、加熱コイル５と共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２で構成される。以下では、インバータ回路２０の出力端子ｔ点から加熱コイル５に向かって流れる方向を共振電流ＩＬの正方向とする。

電流検出器３２は、共振回路３０に流れる共振電流ＩＬを検出する。共振電流検出回路６４は、各インバータの電流検出器３２の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。電流検出器３１は、商用電源１から入力される入力電流を検出する。入力電流検出回路６２は電流検出器３１の出力値を制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。制御回路７０は入力電流検出回路６２で検出した入力電流と共振電流検出回路６４で検出した共振電流ＩＬの関係から被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流ＩＬまたはスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の電流値を検出し、その電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体、電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム、銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。

図３に、インバータ回路２０の駆動周波数が２０ｋＨｚの場合の被加熱物の材質毎の抵抗値を示す。この表のように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。

また、制御回路７０は、入力電力設定部７５からの信号に応じてインバータ回路２０のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の導通期間を、ドライブ回路６１を介して設定し入力電力を制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。

ここで、インバータ回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ１、下アームに流れる電流をＩｃ２とし、上アームのスイッチング素子ＳＷ１のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ１、下アームのスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ２、共振コンデンサＣｒ１の共振電圧をＶｃｒ１、共振コンデンサＣｒ２の共振電圧をＶｃｒ２、インバータ１００ａの電源電圧をＶｐとする。

次に、図４を用いて、本実施例のインバータのモード１から４までの動作波形を説明する。なお、何れのモードにおいても、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２はデッドタイム期間を設け、相補に駆動する。ここに示すように、加熱コイル５には、正弦波状の共振電流ＩＬが流れており、この共振周波数ｆｒは、式１により、加熱コイル５のインダクタンス値Ｌ、共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の静電容量Ｃから決定される。

以下で、モード１〜モード４における詳細な動作を説明する。

（モード１）
スイッチング素子ＳＷ１の電流Ｉｃ１がマイナスから０Ａになるタイミングでモード１が始まるものとする。モード１開始時にはスイッチング素子ＳＷ１に電流Ｉｃ１は流れていないが、スイッチング素子ＳＷ１はすでにオンしているため、モード１開始直後からスイッチング素子ＳＷ１に電流Ｉｃ１が流れ始める。このときスイッチング素子ＳＷ１の両端電圧（電圧Ｖｃ１）は０Ｖであるため、スイッチング素子ＳＷ１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード２）
スイッチング素子ＳＷ１を遮断しモード２になると、共振電流ＩＬは、電源回路１０、スナバコンデンサＣｓ１、加熱コイル５、共振コンデンサＣｒ２の経路と、加熱コイル５、共振コンデンサＣｒ１、スナバコンデンサＣｓ１の経路と、加熱コイル５、共振コンデンサＣｒ２、スナバコンデンサＣｓ２の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ１は充電され、スナバコンデンサＣｓ２は放電される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサＣｓ１の電圧Ｖｃ１が電源電圧Ｖｐ以上になると、スナバコンデンサＣｓ２の電圧Ｖｃ２は０Ｖとなり、ダイオードＤ２がオンし、共振電流ＩＬが流れ続ける。ダイオードＤ２に電流が流れている期間にスイッチング素子ＳＷ２にオン信号を入力する。

（モード３）
スイッチング素子ＳＷ２の電流Ｉｃ２がマイナスから０Ａになるタイミングでモード３が始まるものとする。モード３開始時にはスイッチング素子ＳＷ２に電流Ｉｃ２は流れていないが、スイッチング素子ＳＷ２はすでにオンしているため、モード３開始直後からスイッチング素子ＳＷ２に電流Ｉｃ２が流れ始める。このときスイッチング素子ＳＷ２の両端電圧（Ｖｃ２）は０Ｖであるため、スイッチング素子ＳＷ２には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード４）
スイッチング素子ＳＷ２を遮断しモード４になると、共振電流ＩＬは、加熱コイル５、スナバコンデンサＣｓ２、電源回路１０、共振コンデンサＣｒ１の経路と、加熱コイル５、スナバコンデンサＣｓ２、共振コンデンサＣｒ２の経路と、加熱コイル５、スナバコンデンサＣｓ１、共振コンデンサＣｒ１の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ２は充電され、スナバコンデンサＣｓ１は放電される。これにより、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル５に高周波電流を流すことで、加熱コイル５から磁束を発生させることができ、その磁束により加熱コイル５の上方のトッププレート上に載置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

＜被加熱物への入力電力の制御方法＞
次に、本実施例の電磁誘導加熱装置における電力制御方法について詳細に説明する。図５は、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓと被加熱物への入力電力の関係の一例を示すグラフである。電磁誘導加熱装置は共振現象を利用して加熱コイルに高周波の大電流を流す。このため被加熱物への入力電力の周波数特性は、共振特性を示す。図３の表に示したように、被加熱物が鉄鍋等の磁性体の場合は、抵抗が大きいため共振Ｑが小さくなり、なだらかな共振特性を示す。一方、被加熱物がアルミ鍋や銅鍋の非磁性体の場合は、抵抗が小さいため共振Ｑが大きくなり、急峻な共振特性を示す。従って、共振Ｑが小さい鉄鍋などは、ゆるやかな共振特性を利用して、周波数制御により入力電力を細やかに制御することが可能である。また、図６は、スイッチング素子ＳＷ１のＤｕｔｙと被加熱物への入力電力の関係を示すグラフである。ここに示す関係を利用することで、共振Ｑが小さい鉄鍋などではスイッチング素子ＳＷ１のＤｕｔｙ制御による電力制御も可能である。

＜包絡線検出回路６４の一例＞
ここで、包絡線検出回路６５の具体構成の一例を説明する。包絡線検出回路６５には、ＡＭラジオの復調回路等で用いられる回路構成を利用することができ、その代表例を図７に例示する。

ここに例示する包絡線検出回路６５は、共振電流ＩＬを検出する電流検出器３２の出力とグランド間に抵抗Ｒ１を接続し、電流検出器３２の出力にダイオードＤ５を介して抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の並列回路をグランド間に接続する構成である。

このような構成の包絡線検出回路６５においては、電流検出器３２の出力電圧がコンデンサＣ１の電圧よりも高くなるとダイオードＤ５が導通してコンデンサＣ１を充電し、電流検出器３２の出力電圧がコンデンサＣ１の電圧よりも低くなるとダイオードＤ５の電流が遮断され、コンデンサＣ１は抵抗Ｒ２より放電される。従って、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の値で決まる時定数をインバータ回路２０の駆動周波数ｆｓに応じた値にすることで、図中ではＶenvで示した共振電流ＩＬの包絡線を検出することができる。
＜包絡線検出回路６５の他の一例＞
次に、包絡線検出回路６５の具体構成の他の一例を説明する。この包絡線検出回路６５は、オペアンプで構成したピークホールド回路を利用したものであり、その代表例を図８に示す。

ここに例示する包絡線検出回路６５は、共振電流ＩＬを検出する電流検出器３２の出力をオペアンプＯＰ１の非反転入力に接続すると共に、グランド間に入力抵抗Ｒ３を接続し、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子間にダイオードＤ６を接続する。また、オペアンプＯＰ１の出力端子からダイオードＤ７を介してオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に接続すると共に、グランド間に抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２の並列回路で構成されるホールド回路５０が接続される。さらに、オペアンプＯＰ１の反転入力端子とオペアンプＯＰ２の反転入力端子間に抵抗Ｒ４を接続し、オペアンプＯＰ２の反転入力端子と出力端子を接続した構成である。

このような構成の包絡線検出回路６５においては、電流検出器３２の出力電圧がオペアンプＯＰ１の出力電圧より高くなるとオペアンプＯＰ１は、電流検出器３２と同レベルの電圧を出力する。これによりダイオードＤ７が導通し、ホールド回路５０のコンデンサＣ２が充電される。そして、コンデンサＣ２が充電されオペアンプＯＰ２の出力電圧以上になるとオペアンプＯＰ２はホールド回路５０と同レベルの電圧を出力する。

一方、電流検出器３１の出力電圧がホールド回路５０の出力電圧以下になるとダイオードＤ７がオフ状態となり、ホールド回路５０の充電電流が遮断される。このため、オペアンプＯＰ２はホールド回路５０に充電された電圧を出力する。従って、ホールド回路５０の抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２の値で決まる時定数をインバータ回路２０の駆動周波数ｆｓに応じた値にすることで、図中ではＶenvで示した包絡線を検出することができる。

＜被加熱物の加熱時の励振音低減方法＞
次に、本実施例の電磁誘導加熱装置における、鍋加熱時の鍋鳴り音（励振音）抑制のための共振電流ＩＬの制御方法について説明する。

図９は、包絡線検出回路６５の出力値が直流電圧検出回路６３と相似形になるようにインバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを制御した場合の各種信号の動作波形図であり、上から順に、商用電源１からの入力電圧・入力電流、直流電圧検出回路６３の出力値、包絡線検出回路６５の出力値、共振電流ＩＬ、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓの変動を示す。

同図から明らかなように、本実施例では、包絡線検出回路６５の出力値が直流電圧検出回路６３と相似形になるようにインバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを変化させる。商用周期内でインバータ回路の駆動周波数が変化し、直流電圧検出回路６３の出力値が小さい場合はインバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを低くし、入力電圧検出値が大きい場合はインバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを高くする。このようなインバータ回路２０の制御により、共振電流ＩＬの包絡線は入力電圧波形と相似形になるので、加熱コイル５に供給される共振電流ＩＬの包絡線が概略正弦波状になる。図１０に電磁力のFFT解析結果を示す。本発明を適用しない場合のＦＦＴ解析結果である図１７との比較から明らかなように、図１０より数kHz帯の電磁力の高調波成分が小さくなり、鍋で発生する励振音を低減することができる。
＜被加熱物の加熱時の励振音低減方法の変形例＞
次に、図１１に実施例１の共振電流ＩＬの制御方法の変形例を示す。

図１１は、包絡線検出回路６５の出力値が直流電圧検出回路６３と相似形になるように下アーム（スイッチング素子ＳＷ２）のＤｕｔｙを制御した場合の各種信号の動作波形図であり、上から順に、商用電源１からの入力電圧・入力電流、直流電圧検出回路６３の出力値、包絡線検出回路６５の出力値、共振電流ＩＬ、下アーム（スイッチング素子ＳＷ２）のＤｕｔｙの変動を示す。

同図から明らかなように、本変形例では、包絡線検出回路の出力電圧が直流電圧検出回路と相似形になるようにインバータ回路２０の下アームのDutyを変化させる。商用周期内でインバータ回路の下アームのDutyが変化し、直流電圧検出回路６３の出力値が小さい場合は下アームDutyを大きくし、入力電圧検出値が大きい場合は下アームDutyを小さく設定する。このようなインバータ回路２０の制御によっても、共振電流ＩＬの包絡線は入力電圧波形と相似形になるので、加熱コイル５に供給される共振電流ＩＬ中の包絡線が概略正弦波状になり、前述したとおり、電磁力の高調波成分が小さくなり、鍋で発生する励振音を低減することができる。

以上の励振音低減制御は包絡線検波回路の出力値を用いる方法としたが、本実施例の電磁誘導加熱装置では電源回路１０のコンデンサCfの容量が小さいため、ｐｎ間の電圧は商用周期に同期して脈動する。したがって、入力電流検出回路の出力値は概略加熱コイル電流の包絡線波形と同様になるため、入力電流検出回路６２の出力値と、直流電圧検出回路６３と相似形になるようにインバータ回路２０を制御しても同様の効果を得ることができる。

以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置によれば、インバータに供給される直流電圧に商用電源起因の脈動が残存する構成であっても、加熱コイルから発生する電磁力の変動を低減し、鍋加熱時の励振音を低減することができる。

次に、図１２を用いて、本発明の実施例２の電磁誘導加熱装置を説明する。なお、上述した実施例との共通点は重複説明を省略する。

図１２は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成である。本実施例のインバータ回路８０（電圧共振インバータ）は、共振回路９１とスイッチング素子ＳＷ２の直列回路である。共振回路９１は、加熱コイル５と共振コンデンサＣｒ１の並列回路である。また、スイッチング素子ＳＷ２にはダイオードＤ２が逆並列に接続されている。

次に、図１３を用いて、通常の加熱動作を説明する。ここで、加熱コイル５の電流の向きは、図１２の矢印方向を正とする。
（モード１）
モード１は、スイッチング素子ＳＷ２のオフからスイッチング素子ＳＷ２のコレクタ電圧Ｖｃ１のピークまでの期間である。モード１において、スイッチング素子ＳＷ２をオフすると、スイッチング素子ＳＷ２に流れていた電流Ｉｃ１が遮断され、加熱コイル５に蓄えられていたエネルギーにより、加熱コイル５と共振コンデンサＣｒ１の経路に電流が流れる。この時、スイッチング素子ＳＷ２のコレクタ電圧Ｖｃ１が正弦波状に上昇し、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳ）となる。
（モード２）
モード２は、スイッチング素子ＳＷ２のコレクタ電圧Ｖｃ１のピークから０Ｖになるまでの期間である。モード２において、スイッチング素子ＳＷ２のコレクタ電圧Ｖｃ１がピークになると、加熱コイル５の電流Ｉｃ１が正から負に切り替わり、電流の向きが反転し、共振コンデンサＣｒ１、加熱コイル５の経路に電流が流れる。
（モード３）
モード３は、ダイオードＤ２の通電期間である。モード３において、共振コンデンサＣｒ１が放電され、スイッチング素子ＳＷ２のコレクタ電圧が０Ｖになると、ダイオードＤ２がオンし、加熱コイル５、フィルタコンデンサＣｆ、ダイオードＤ２の経路に電流が流れる。このダイオードＤ２の通電期間内にスイッチング素子ＳＷ２のゲートをオンする。
（モード４）
モード４は、スイッチング素子ＳＷ２の通電期間である。モード４において、加熱コイル５のエネルギーがなくなると、共振電流ＩＬが負から正に切り替わる。このときスイッチング素子ＳＷ２はすでにゲートがオンしているため電流が流れ始める。このときスイッチング損失の発生しないＺＶＳになる。電流はフィルタコンデンサＣｆ、加熱コイル５、スイッチング素子ＳＷ２の経路と商用電源１、整流回路２、インダクタ３、加熱コイル５、スイッチング素子ＳＷ２、整流回路２の経路に流れる。

以上のモード１からモード４を繰り返し動作することで、加熱コイル５に高周波の交流電流が流れ、鍋を加熱する。

図１４に、電圧共振型のインバータ回路８０における、駆動周波数ｆｓと入力電力の関係を示す。本実施例では、加熱コイル５と共振コンデンサＣｒ１が並列に接続される並列共振回路となっている。したがって、図１４に示す周波数特性は下に凸になる特性を示す。このように、並列共振においては共振点での電力が最低電力となり、周波数を下げることで電力を制御することができる。

以上で説明した本実施例の回路においても、実施例１の図９や図１１で説明したインバータ回路２０の制御により、包絡線検出回路６５の出力値を直流電圧検出回路６３と相似形になるように共振電流ＩＬを制御することで、加熱コイルから発生する電磁力の変動を低減でき、鍋から発生する励振音を低減することができる。

次に、図１５を用いて、本発明の実施例３の電磁誘導加熱装置を説明する。上述の実施例ではハーフブリッジインバータを用いたが、本実施例ではフルブリッジインバータを用いる。図２と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。

本実施例で用いるフルブリッジインバータは、図１５に示すように、電源回路１０の出力端子であるｏ−ｐ間にインバータ回路２０ａとインバータ回路２０ｂが接続され、両インバータ回路の中点のｔ−ｒ間に加熱コイル５と共振コンデンサＣｒ１の直列回路が接続された構成である。スイッチング素子ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂには逆並列にダイオードＤ１ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ２ａ、Ｄ２ｂが接続されており、スイッチング素子のコレクタ端子にダイオードのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。スイッチング素子ＳＷ１ａとＳＷ２ｂに同じ駆動信号を与え、スイッチング素子ＳＷ２ａとＳＷ１ｂに同じ駆動信号を与えることで、スイッチング素子ＳＷ１ａとＳＷ２ａが相補に駆動し、スイッチング素子ＳＷ１ｂとＳＷ２ｂが相補に駆動する。

各スイッチング素子のソフトスイッチング動作については、ハーフブリッジと同様の動作となるため、説明は省略する。フルブリッジでは加熱コイル５と共振コンデンサＣｒ１の直列回路に印加される電圧、すなわちインバータ出力電圧（ｔ−ｒ間電圧）がハーフブリッジの２倍の電圧を発生させることができる。このため、加熱コイル５の巻数を増やすことができるため、加熱効率の向上が可能になる。

電力制御方法についてはハーフブリッジインバータと同様の周波数またはＤｕｔｙを用いることで制御することが可能であるため詳細は割愛する。

以上のようなフルブリッジインバータを用いた場合においても、図９や図１１で説明したインバータ制御により、加熱コイルに流れる共振電流包絡線を直流電圧検出回路６３と相似形になるようインバータ回路２０ａ、２０ｂの駆動周波数もしくＤｕｔｙを制御することで、共振電流ＩＬの脈動が低減し鍋から発生する励振音を低減することができる。

次に、図１８を用いて、本発明の実施例４の電磁誘導加熱装置を説明する。図２と同一の構成要素に同一符号が付し、重複説明は避ける。

本実施例において、実施例１と異なる点は、商用電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路６６と、ゼロクロス検出回路６６の出力に同期して正弦波を発生する正弦波発生回路６７を設けたことである。このように商用電源１に同期した正弦波を発生する正弦波発生回路６７を設け、正弦波発生回路６７の出力である基準波形と、包絡線検出回路６５や入力電流検出回路６２の出力が相似形になるようにインバータ回路２０を制御することで、鍋励振音を低減することができる。このようにすることで、商用電源１の出力が歪んだ環境下においても、鍋励振音を低減することが可能になる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。

１ 商用電源
２ 整流回路
３ インダクタ
５ 加熱コイル
１０ 電源回路
２０、２０ａ、２０ｂ インバータ回路
３０ 共振回路
３１、３２ 電流検出器
OP1、OP2 オペアンプ
６１ ドライブ回路
６２ 入力電流検出回路
６３ 直流電圧検出回路
６４ 共振電流検出回路
６５ 包絡線検出回路
６６ ゼロクロス検出回路
６７ 正弦波発生回路
７０ 制御回路
７１ 入力電力設定部
１００ａ、１００ｂ、１００ｃ インバータ
Ｃｆ フィルタコンデンサ
Ｃｒ１、Ｃｒ２ 共振コンデンサ
Ｃｓ１、Ｃｓ２ スナバコンデンサ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７ ダイオード
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５ 抵抗
ＳＷ１、ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ、ＳＷ２、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ、ＳＷ３、ＳＷ４ スイッチング素子

Claims (8)

1. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、
   該電源回路から供給される直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   前記電源回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータと、
   該インバータに流れる共振電流の包絡線を検出する包絡線検出回路と、
   前記インバータを制御する制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、前記包絡線検出回路の出力値が前記直流電圧検出回路の出力値と相似形になるように、前記インバータを制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、
   該電源回路の入力電流を検出する入力電流検出回路と、
   前記電源回路から供給される直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   前記電源回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータと、
   前記インバータを制御する制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、前記入力電流検出回路の出力値が前記直流電圧検出回路の出力値と相似形になるように、前記インバータを制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、
   商用電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源回路と、
   該電源回路の入力電流を検出する入力電流検出回路と、
   前記商用電源から供給される交流電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路と、
   前記ゼロクロス検出回路の出力値を基準に正弦波を出力する正弦波発生回路と、
   前記電源回路から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して、前記加熱コイルに供給するインバータと、
   前記インバータを制御する制御回路と、を具備し、
   前記制御回路は、前記入力電流検出回路の出力値が前記正弦波発生回路の出力値と相似形になるように、前記インバータを制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
4. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記インバータは、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、
   前記電源回路の出力端子間に接続され、二つのスイッチング素子を直列接続したインバータ回路と、を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
5. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記インバータは、前記加熱コイルと共振コンデンサを並列接続した共振回路と、
   前記電源回路の出力端子間に接続され、スイッチング素子と前記共振回路を直列接続したインバータ回路と、を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
6. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記インバータは、前記電源回路の出力端子間に接続され、二つのスイッチング素子を直列接続した第一のインバータ回路と、
   前記電源回路の出力端子間に接続され、二つのスイッチング素子を直列接続した第二のインバータ回路と、
   両インバータの出力端子間に接続され、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
7. 請求項４乃至６の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記制御回路は、前記相似形になるように、前記インバータ回路の駆動周波数を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
8. 請求項４乃至６の何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、
   前記制御回路は、前記相似形になるように、前記インバータ回路のDutyを制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。

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