JP2023037346A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 インバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、カレントトランスやシャント抵抗を用いることなく、加熱コイルに流れる共振電流を検出する。【解決手段】 高周波交流電圧を加熱コイルに供給するインバータ回路と、インバータ回路の上下アームを周波数制御またはＰＷＭ制御で制御する制御回路と、加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、共振コンデンサに流れる電流によって生じる共振コンデンサの両端電圧を微分する共振コンデンサ電圧微分回路と、共振コンデンサ電圧微分回路の出力を整流する整流回路と、整流回路の出力の包絡線を検波した出力電圧を出力する包絡線検波回路と、を備え、制御回路は、インバータ回路の上下アーム制御がＰＷＭ制御である場合は、包絡線検波回路の出力電圧を補正した補正後出力電圧に基づいて、加熱コイルに流れる共振電流値を演算することを特徴とする誘導加熱装置。【選択図】 図１３

Description

本発明は、加熱コイル電流を検出する電流検出回路を備えた誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）に関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の誘導加熱装置（ＩＨクッキングヒータ）が広く用いられるようになってきている。ＩＨクッキングヒータは、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた鍋に渦電流を発生させ、鍋自体の電気抵抗により発熱させるものである。このように、ＩＨクッキングヒータは、火を使わずに調理でき、安全性や調理環境の快適性が高いため、ガスレンジに代わって普及が急速に高まっている。

ＩＨクッキングヒータでは、ガラス製のトッププレートの下側に加熱コイルが配置され、加熱コイルには高周波電流を供給するインバータが接続されている。加熱コイルには約４０Ａｒｍｓ、約２０ｋ～１００ｋＨｚの高周波電流が流れる。従来、加熱コイルの電流検出にはカレントトランスやシャント抵抗を用いた方法が採用されていた。

しかしながら、カレントトランスにはコアに一次巻線及び二次巻線を備えた方式のものや、貫通型コアに二次巻線を設けた方式のものがあるが、どちらの方式も部品サイズが大きく、高コストになる問題がある。また、シャント抵抗は大電流が抵抗に流れるためシャント抵抗にジュール損失が発生し温度が上昇する問題がある。

そこで、特許文献１に示す電磁調理器では、共振コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路からの出力を微分する微分回路と、この微分回路からの出力を整流し加熱コイルに流れる電流のピーク値に追随する電流情報を出力する包絡線検出回路を備えることで、上記した問題を解決しつつ、加熱コイル電流を検出している。

特開２００７－０２６９０６号公報

しかしながら、インバータをＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御）した場合、加熱コイルに流れる交流電流は正負でピーク値が異なる。特許文献１は、同文献の図６、図７等から読み取れることができるように、微分回路の出力電圧を半波整流する構成であると共に、ピーク値を検出する構成であるため、特許文献１では、インバータをＰＷＭ制御する場合には、加熱コイルに流れる実効電流を正確に検出できない。そのため、鍋の種類を正確に判定することができず、ユーザーに適正な価値を提供できないだけでなく、製品の安全性が保たれないという問題がある。

そこで、本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、共振コンデンサに流れる電流によって生じる共振コンデンサの両端電圧を微分して抵抗に発生する電圧を検出し、その検出値を制御状態に応じた補正をマイコンで行うことにより、加熱コイルに流れる実効電流を正確に検出することができる。

上記課題を解決するため、本発明の誘導加熱装置は、加熱コイルを用いて被加熱物を誘導加熱する誘導加熱装置であって、直流電圧を供給する直流電源と、前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、該インバータ回路の上下アームを周波数制御またはＰＷＭ制御で制御する制御回路と、前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、前記共振コンデンサに流れる電流によって生じる共振コンデンサの両端電圧を微分する共振コンデンサ電圧微分回路と、該共振コンデンサ電圧微分回路の出力を整流する整流回路と、該整流回路の出力の包絡線を検波した出力電圧を出力する包絡線検波回路と、を備え、前記制御回路は、前記インバータ回路の上下アーム制御が周波数制御かＰＷＭ制御かを判断し、周波数制御である場合は、前記包絡線検波回路の出力電圧に基づいて、前記加熱コイルに流れる共振電流値を演算し、ＰＷＭ制御である場合は、前記包絡線検波回路の出力電圧を補正した補正後出力電圧に基づいて、前記加熱コイルに流れる共振電流値を演算する誘導加熱装置とした。

本発明の誘導加熱装置によれば、インバータがＰＷＭ制御される場合、共振コンデンサに流れる電流によって生じる共振コンデンサの両端電圧を微分し、整流して包絡線を検波する。検波して得られた電流情報をマイコン側でインバータの制御状態に応じて補正することにより、周波数制御だけでなく、ＰＷＭ制御の時でも加熱コイルに流れる実効電流を正確に検出することができる。

一実施例の誘導加熱装置のブロック図。 一実施例の誘導加熱装置のインバータ回路構成図。 各被加熱物の抵抗値と鉄に対するインダクタンス比率を示す図。 一実施例の誘導加熱装置のインバータ動作波形。 一実施例の誘導加熱装置の入力電力の周波数特性。 一実施例の誘導加熱装置の入力電力のＤｕｔｙ特性。 一実施例の電流検出回路の回路図。 一実施例の誘導加熱装置の電流検出回路の動作波形。 一実施例の誘導加熱装置の電流検出回路と加熱コイル電流の関係を示したグラフ。 第一ＰＷＭ制御の駆動波形を示した図。 第二ＰＷＭ制御の駆動波形を示した図。 制御方式毎の出力電圧Voutを示した図。 第一補正処理と第二補正処理の補正方針の説明図。 一実施例の電流検出処理後の補正処理を表したフローチャート。

以下、図面を用いながら本発明の一実施例の誘導加熱装置を説明する。

＜誘導加熱装置の構成＞
図１は、実施例１の誘導加熱装置のブロック図である。ここに示す誘導加熱装置は、トッププレート上に載置した鍋などの被加熱物を２つ以上同時に加熱できる加熱装置であり、商用電源１からの交流電圧を変換して直流電圧を出力する電源回路１０と、入力電流検出器１１と、入力電流検出回路１２と、２つ以上のインバータ１００（１００ａ、１００ｂ、１００ｃ）と、ドライブ回路２１と、包絡線検波回路５１と、制御回路６０と、入力電力設定部６１と、を備えている。そして、各インバータの加熱コイル３１により、被加熱物を誘導加熱することができる。なお、各インバータの構成は同等であるので、以下では、第一のインバータ１００ａを代表して説明する。

インバータ１００ａは、インバータ回路２０と、共振回路３０と、微分回路４０によって構成されている。インバータ回路２０は、電源回路１０の正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に接続されており、電源回路１０から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して共振回路３０に印加する。共振回路３０は、加熱コイル３１と共振コンデンサＣｒの直列回路であり、加熱コイル３１にはインバータ回路２０から高周波電力が供給される。微分回路４０は、共振コンデンサＣｒに流れる電流により変化する電圧を微分する。

各インバータの微分回路４０の出力値は、包絡線検波回路５１を経て、制御回路６０に送られる。入力電力設定部６１は、使用者が入力電力（火力）を設定するインターフェースであり、設定された火力に応じた信号を制御回路６０に送る。制御回路６０では、包絡線検波回路５１からの演算結果と入力電力設定部６１からの信号に応じた駆動信号を生成する。ドライブ回路２１は制御回路６０からの駆動信号に基づいて、各インバータのインバータ回路２０を制御するドライブ信号波形を生成する。

次に、インバータ１００ａの動作を説明する。一般に、ＩＨクッキングヒータでは、共振型インバータを用いる。共振型インバータは、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓ ＞ 共振回路３０の共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、共振回路３０に流れる電流がインバータ回路２０の出力電圧に対し遅れ位相になるように制御するインバータである。これにより、インバータ回路２０での損失増加を抑制している。すなわち、図１では、共振回路３０に流れる共振電流Ｉ_Ｌが、インバータ回路２０と共振回路３０の接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することでインバータ回路２０の損失を抑制することができる。

しかしながら、インバータ回路２０の駆動周波数ｆｓを固定した状態で、インバータ回路２０の導通期間を変化させ電力制御（ＰＷＭ制御）を行うと、インバータ回路２０の導通期間に共振電流Ｉ_Ｌの極性が反転し、共振電流Ｉ_Ｌがインバータ回路２０の出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードはインバータ回路２０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。

図２は本実施例の誘導加熱装置のより具体的な回路構成である。これは電源回路１０を全波整流パッシブフィルタ型とし、インバータ回路２０にハーブブリッジ回路構成を採用した、誘導加熱装置の回路図である。

図２において、電源回路１０は、商用電源１からの交流電圧を直流電圧に変換してインバータ１００ａに供給するものであり、交流電圧を整流するダイオードブリッジ１３と、インダクタ１４と、フィルタコンデンサＣｆで構成される。そして、フィルタコンデンサＣｆの正電極ｐ点と負電極ｎ点との間に、インバータ１００ａのインバータ回路２０が接続される。

インバータ１００ａのインバータ回路２０は、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ（以下、スイッチング素子ＳＷ（ＳＷ_１、ＳＷ_２）と称する。）が直列に接続されて構成される。各スイッチング素子ＳＷにはそれぞれダイオードＤ（Ｄ_１、Ｄ_２）が逆方向に並列接続されており、スイッチング素子ＳＷのコレクタ端子にダイオードＤのカソード端子、エミッタ端子にアノード端子が接続されている。以下では、スイッチング素子ＳＷ_１とダイオードＤ_１で構成される回路を上アームと称し、スイッチング素子ＳＷ_２とダイオードＤ_２で構成される回路を下アームと称する。また、スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２にはそれぞれ並列にスナバコンデンサＣｓ（Ｃｓ_１、Ｃｓ_２）が接続されている。スナバコンデンサＣｓ_１、Ｃｓ_２は、スイッチング素子ＳＷ_１またはスイッチング素子ＳＷ_２のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサＣｓ_１、Ｃｓ_２の容量は、スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両スイッチング素子ＳＷに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。

スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の接続点である出力端子ｔ点と電源回路１０の正電極ｐ点および負電極ｎ点には共振回路３０が接続されている。この共振回路３０は、加熱コイル３１と共振コンデンサＣｒ_１、Ｃｒ_２で構成される。ここで、出力端子ｔ点から加熱コイル３１に向かって流れる方向を共振電流Ｉ_Ｌの正方向とする。微分回路４０は、共振回路３０に流れる共振電流Ｉ_Ｌが共振コンデンサＣｒ_１、Ｃｒ_２に供給されて、電圧が変化する。片方にＧＮＤが接続されている共振コンデンサＣｒ_１両端の電圧を微分する。

また、入力電流検出器１１は、商用電源１から入力される電流を検出する。入力電流検出回路１２は入力電流検出器１１の出力信号レベルを制御回路６０の入力レベルに適した信号に変換する。

制御回路６０は、入力電流検出回路１２で検出した入力電流と、微分回路４０を介して包絡線検波回路５１で検出した共振電流Ｉ_Ｌの関係から、被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流Ｉ_Ｌまたはスイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の電流値（後述するＩｃ_１、Ｉｃ_２）を検出し、検出した電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体の被加熱物と判別し、電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム、銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。図３に周波数２０ｋＨｚにおける各被加熱物の抵抗値を示す。ここに示すように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。

また、制御回路６０は、入力電力設定部６１からの信号に応じてインバータ回路２０のスイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の導通期間（以下、Ｄｕｔｙと称することもある）を、ドライブ回路２１を介して設定し入力電力をＰＷＭ制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。

ここで、図２に示すように、インバータ回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ_１、下アームに流れる電流をＩｃ_２、共振電流をＩ_Ｌとする。また、上アームのスイッチング素子ＳＷ_１のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ_１、下アームのスイッチング素子ＳＷ_２のコレクタ・エミッタ間の電圧をＶｃ_２、インバータの電源電圧をＶｐとする。

次に動作を説明する。図４に本実施例のインバータのモード１から４までの動作波形を示す。なお、何れのモードにおいても、スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２はデッドタイム期間（両スイッチング素子がオフの期間）を設け、相補に駆動するものとする。

図４に示すように、加熱コイル３１には、正弦波状の共振電流Ｉ_Ｌが流れており、この共振周波数ｆｒは、式１に示すように、加熱コイル３１のインダクタンス値Ｌ_３１、共振コンデンサＣｒ_１および共振コンデンサＣｒ_２の合成値から決定される。

以下で、モード１～モード４における詳細な動作を説明する。

（モード１）
スイッチング素子ＳＷ_１の電流Ｉｃ_１の電流が負から増加し０Ａとなるタイミングからモード１が始まるものとする。モード１開始時にはスイッチング素子ＳＷ_１に電流は流れていないが、スイッチング素子ＳＷ_１はすでにオンしているため、モード１開始直後からスイッチング素子ＳＷ_１に電流Ｉｃ_１が流れ始める。このときスイッチング素子ＳＷ_１の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ_１）は０Ｖであるため、スイッチング素子ＳＷ_１には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード２）
スイッチング素子ＳＷ_１を遮断しモード２になると、共振電流Ｉ_Ｌは、電源回路１０、スナバコンデンサＣｓ_１、加熱コイル３１、共振コンデンサＣｒ_１の経路と、加熱コイル３１、共振コンデンサＣｒ_２、スナバコンデンサＣｓ_１の経路と、加熱コイル３１、共振コンデンサＣｒ_１、スナバコンデンサＣｓ_２の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ_１は充電され、スナバコンデンサＣｓ_２は放電される。これにより、スイッチング素子ＳＷ_１の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサＣｓ_１の電圧Ｖｃ_１が電源電圧（ｐ－ｎ間電圧）以上になると、スナバコンデンサＣｓ_２の電圧Ｖｃ_２は０Ｖとなり、ダイオードＤ_２がオンし、共振電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。ダイオードＤ_２に電流が流れている期間にスイッチング素子ＳＷ_２にオン信号を入力する。

（モード３）
スイッチング素子ＳＷ_２の電流Ｉｃ_２の電流が負から増加し０Ａとなるタイミングからモード３が始まるものとする。モード３開始時にはスイッチング素子ＳＷ_２に電流は流れていないが、スイッチング素子ＳＷ_２はすでにオンしているため、モード３開始直後からスイッチング素子ＳＷ_２に電流Ｉｃ_２が流れ始める。このときスイッチング素子ＳＷ_２の両端電圧（コレクタ端子、エミッタ端子間電圧Ｖｃ_２）は０Ｖであるため、スイッチング素子ＳＷ_２には損失が発生しないＺＶＺＣＳターンオンとなる。

（モード４）
スイッチング素子ＳＷ_２を遮断しモード４になると、共振電流Ｉ_Ｌは、加熱コイル３１、スナバコンデンサＣｓ_２、電源回路１０、共振コンデンサＣｒ_２の経路と、加熱コイル３１、スナバコンデンサＣｓ_２、共振コンデンサＣｒ_１の経路と、加熱コイル３１、スナバコンデンサＣｓ_１、共振コンデンサＣｒ_２の経路に流れる。このとき、スナバコンデンサＣｓ_２は充電され、スナバコンデンサＣｓ_１は放電される。これにより、スイッチング素子ＳＷ_２の両端電圧は緩やかに上昇し、ＺＶＳターンオフとなり、スイッチング損失を小さくできる。

スナバコンデンサＣｓ_２の電圧Ｖｃ_２が電源電圧（ｐ－ｎ間電圧）以上になると、スナバコンデンサＣｓ_１の電圧Ｖｃ_１は０Ｖとなり、ダイオードＤ_１がオンし、共振電流Ｉ_Ｌが流れ続ける。ダイオードＤ_１に電流が流れている期間にスイッチング素子ＳＷ_１にオン信号を入力する。

以上のモード１から４までの動作を繰り返し、加熱コイル３１に高周波電流を流すことで、加熱コイル３１から磁束を発生させる。この磁束により加熱コイル３１の上に配置された鍋に渦電流が流れ、鍋自体が誘導加熱によって発熱する。

＜誘導加熱装置の電力制御方法＞
次に電力制御方法について説明する。図５に周波数と入力電力の関係を示す。ＩＨクッキングヒータは共振現象を利用して加熱コイルに高周波の大電流を流す。このため入力電力の周波数特性は、共振特性を示す。図３に示すように鉄鍋の抵抗は大きいため共振Ｑが小さくなり、なだらかな共振特性を示す。一方、アルミや銅といった低抵抗の材質では共振Ｑが大きくなるため、急峻な共振特性を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などは、ゆるやかな共振特性を利用して、周波数による電力制御が可能である。

また、図６にスイッチング素子ＳＷ_１のＤｕｔｙと入力電力の関係を示す。共振Ｑが小さい鉄鍋などではＤｕｔｙによる電力制御（ＰＷＭ制御）も可能である。一方、アルミなどの急峻な共振特性の場合は、周波数制御やＤｕｔｙ制御では難しく、電源回路１０の出力電圧を制御することで電力を制御することができる。

次に、図２と図７を用いて、共振電流検出回路を構成する、微分回路４０と、包絡線検波回路５１の詳細を説明する。

微分回路４０は、図２に示すように、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１と並列に接続した、コンデンサＣ_４０と抵抗Ｒ_４０の直列回路で構成される。

また、図７に示すように、微分回路４０の出力電圧ＶＲ＿ＯＵＴを、整流回路５０に相当するダイオードＤ１５を介して、包絡線検波回路５１に接続する。そして、包絡線検波回路５１のコンデンサＣ５１ｂの電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

次に、図８を用いて、本実施例の電流検出回路の動作について説明する。ここに示す動作波形は、上から順に、（ａ）共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１、（ｂ）微分回路４０の出力電圧ＶＲ＿ＯＵＴ、（ｃ）ダイオードＤ_１５の出力電圧Ｖｈ、及び、包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。

インバータ１００ａを上記条件で動作すると、図８（ａ）に示すように、共振回路３０の共振コンデンサＣｒ_１のピーク電流は３０Ａ／－２３Ａとなる。ここで、共振コンデンサＣｒ_１を１μＦ、微分回路４０のコンデンサＣ_４０を４７０ｐＦ、抵抗Ｒ_４０を１５０Ωとすると、共振コンデンサＣｒ_１とコンデンサＣ_４０の容量比（約１／２０００）により、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の約１／２０００がコンデンサＣ_４０に流れ、図８（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ_４０に発生する微分回路４０の出力電圧ＶＲ＿ＯＵＴのピークは３．０Ｖ／－３．６Ｖとなる。この出力電圧ＶＲ＿ＯＵＴが包絡線検波回路５１に入力される。

そして、図８（ｃ）に示すように、包絡線検波回路５１より一定電圧に変換された出力電圧Ｖ_ｏｕｔは約２．７５Ｖとなる。加熱コイル３１に流れる共振電流Ｉ_Ｌは共振コンデンサＣｒ_１とＣｒ_２の合計電流であるため、共振コンデンサＣｒ_１とＣｒ_２が同じコンデンサ容量であれば、共振電流Ｉ_Ｌは、共振コンデンサＣｒ_１の電流Ｉ_Ｃｒ１の２倍の電流になる。つまり、共振電流Ｉ_Ｌに比例した値の電圧となる。

図９に共振電流Ｉ_Ｌと包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの関係を示す。ここに示すように、材質が異なる鍋において、共振電流Ｉ_Ｌと出力電圧Ｖ_ｏｕｔが略同等の比例関係を示している。スイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の導通期間を同等とし駆動周波数ｆｓを変化させることで火力を制御する周波数制御では、一定で比例関係を示すが、駆動周波数ｆｓを一定にしスイッチング素子ＳＷ_１、ＳＷ_２の導通期間を変化させることで火力を制御するＰＷＭ制御では、別の比例関係がある。

ここで、図１０Ａと図１０Ｂを用いて、ＰＷＭ制御の詳細を説明する。上記したように、共振Ｑが小さい鉄鍋などを加熱する場合、ＰＷＭ制御を利用できるが、その場合、上アームのスイッチング素子ＳＷ_１の導通期間Ｕを下アームのスイッチング素子ＳＷ_２の導通期間Ｌより長くする第一ＰＷＭ制御（図１０Ａ）、または、上アームのスイッチング素子ＳＷ_１の導通期間Ｕを下アームのスイッチング素子ＳＷ_２の導通期間Ｌより短くする第二ＰＷＭ制御（図１０Ｂ）を利用することができる。但し、何れか一方のＰＷＭ制御のみを連続利用すると、一方のスイッチング素子ＳＷに損失が偏るため、例えば、３秒間隔で第一ＰＷＭ制御と第二ＰＷＭ制御を切り替える反転処理を実行し、スイッチング素子ＳＷの損失を平準化することが望ましい。

＜出力電圧Ｖ_ＯＵＴの補正処理＞
図１０Ａの第一ＰＷＭ制御と図１０Ｂの第二ＰＷＭ制御では、各スイッチング素子ＳＷの導通期間の大小関係が逆転していることから、各スイッチング素子ＳＷの導通期間が等しい周波数制御を採用する場合に比べ、包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの値が上下する。

図１１は、駆動周波数ｆｓが３８ｋＨｚである場合の、制御種毎の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの関係を例示したものである。ここに示すように、周波数制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（実線）に対し、第一ＰＷＭ制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（一点鎖線）は大きく、第二ＰＷＭ制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（破線）は小さい傾向がある。従って、周波数制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（実線）が入力されることを前提に共振電流Ｉ_Ｌを演算する制御回路６０に、第一ＰＷＭ制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（一点鎖線）や、第二ＰＷＭ制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ（破線）をそのまま入力すると、制御回路６０では適正な共振電流Ｉ_Ｌを演算することができないことになる。

そこで、本実施例の制御回路６０では、図１２に示すように、第一ＰＷＭ制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが入力された場合は、電圧値を小さくする第一補正処理を施すことで周波数制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴと略同等の補正後出力電圧Ｖ_ＯＵＴ’を演算し、第二ＰＷＭ制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが入力された場合は、電圧値を大きくする第二補正処理を施すことで周波数制御採用時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴと略同等の補正後出力電圧Ｖ_ＯＵＴ’を演算する。これにより、火力制御の方式によらず、適切な共振電流Ｉ_Ｌを演算することができる。

ここで、上記した第一補正処理には、例えば以下の式２を利用することができ、第二補正処理には、例えば以下の式３を利用することができる。

なお、式２および式３中のＫは、ＰＷＭ制御時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、周波数制御時の出力電圧Ｖ_ＯＵＴと略同等に補正するための定数であり、上アームのスイッチング素子ＳＷ_１の導通期間Ｕと、下アームのスイッチング素子ＳＷ_２の導通期間Ｌの組み合わせ毎に適切な値を実験やシミュレーションで予め求めておき、表１のようなテーブル形式や計算式を制御回路６０が保持している。例えば、上アームの導通期間ＵがＵ_１～Ｕ_２の範囲内であり、下アームの導通期間ＬがＬ_１～Ｌ_２の範囲内であれば、表１のテーブルに基づいてＫ_１，１を定数Ｋとして選択し、式２，式３の演算に利用する。

＜本実施例における共振電流検出のフローチャート＞
次に、図１３のフローチャートを用いて、制御回路６０での共振電流ＩＬの演算処理について説明する。

まず、ステップＳ１では、制御回路６０は、現在の制御方式が周波数制御かＰＷＭ制御かを判断する。具体的には、ドライブ回路２１が上アームのスイッチング素子ＳＷ_１に設定した導通期間と、下アームのスイッチング素子ＳＷ_２に設定した導通期間を比較し、上下アームの導通期間が同一であれば周波数制御を実行中と判断し、上下アームの導通期間が異なれば、ＰＷＭ制御を実行中と判断する。そして、ＰＷＭ制御中であればステップＳ２に進み、周波数制御中であればステップＳ５に進む。

次に、ステップＳ２では、制御回路６０は、上アームの導通期間Ｕが下アームの導通期間Ｌより長いかを判定する。そして、上アームの導通期間Ｕが下アームの導通期間Ｌより長ければステップＳ３に進み、下アームの導通期間Ｌが上アームの導通期間Ｕより長ければステップＳ４に進む。

ステップＳ３では、制御回路６０は、包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔに対し、第一補正処理を施す。上記したように、上アームの導通期間Ｕが下アームの導通期間Ｌより長い第一ＰＷＭ制御中には（図１０Ａ参照）、周波数制御中よりも出力電力Ｖ_ＯＵＴの電圧値が大きくなるため（図１１参照）、上記の式２を利用して電圧値を小さくした補正後出力電圧Ｖ_ＯＵＴ’を演算する。

同様に、ステップＳ４では、制御回路６０は、包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔに対し、第二補正処理を施す。上記したように、下アームの導通期間Ｌが上アームの導通期間Ｕより長い第二ＰＷＭ制御中には（図１０Ｂ参照）、周波数制御中よりも出力電力Ｖ_ＯＵＴの電圧値が小さくなるため（図１１参照）、上記の式３を利用して電圧値を大きくした補正後出力電圧Ｖ_ＯＵＴ’を演算する。

ステップＳ５では、制御回路６０は、共振回路３０に流れる共振電流Ｉ_Ｌを演算する。具体的には、周波数制御中であれば、制御回路６０は、包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔをそのまま用いて共振電流Ｉ_Ｌを演算する（図９参照）。また、ＰＷＭ制御中であれば、制御回路６０は、包絡線検波回路５１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔを式２または式３で補正した補正後出力電圧Ｖ_ＯＵＴ’を用いて共振電流Ｉ_Ｌを演算する。これにより、制御回路６０は、周波数制御中もＰＷＭ制御中も、適切な共振電流Ｉ_Ｌを演算することができる。

以上のように共振コンデンサＣｒ_１に係る電圧を微分し、抵抗で発生する電圧を整流後包絡線検波し、インバータの制御状態に応じてマイコン内部で補正を実施することで、図１０Ａ、図１０Ｂに示すようにインバータがＰＷＭ制御される誘導加熱装置において、カレントトランスやシャント抵抗を用いることなく、加熱コイルに流れる共振電流を検出することができる。これにより、図１１に示すように同じ火力でも制御状態によって検出される出力電圧Ｖ_ＯＵＴが変化するという課題があったＰＷＭ制御の時でも正確な共振電流の検出を可能にし、共振電流検出回路の小型化、低コスト化に貢献することができる。

１ 商用電源
１０ 電源回路
１１ 入力電流検出器
１２ 入力電流検出回路
１３ ダイオードブリッジ
１４ インダクタ
２０ インバータ回路
２１ ドライブ回路
３０ 共振回路
３１ 加熱コイル
４０ 微分回路
５０ 整流回路
５１ 包絡線検波回路
６０ 制御回路
６１ 入力電力設定部
１００ａ、１００ｂ、１００ｃ インバータ
Ｃｆ フィルタコンデンサ
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｃｓ スナバコンデンサ
Ｃ コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｒ 抵抗
ＳＷ スイッチング素子

Claims (5)

1. 加熱コイルを用いて被加熱物を誘導加熱する誘導加熱装置であって、
   直流電圧を供給する直流電源と、
   前記直流電圧を高周波の交流電圧に変換して前記加熱コイルに供給するインバータ回路と、
   該インバータ回路の上下アームを周波数制御またはＰＷＭ制御で制御する制御回路と、
   前記加熱コイルと共振コンデンサを直列接続した共振回路と、
   前記共振コンデンサに流れる電流によって生じる共振コンデンサの両端電圧を微分する共振コンデンサ電圧微分回路と、
   該共振コンデンサ電圧微分回路の出力を整流する整流回路と、
   該整流回路の出力の包絡線を検波した出力電圧を出力する包絡線検波回路と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記インバータ回路の上下アーム制御が周波数制御かＰＷＭ制御かを判断し、
   周波数制御である場合は、前記包絡線検波回路の出力電圧に基づいて、前記加熱コイルに流れる共振電流値を演算し、
   ＰＷＭ制御である場合は、前記包絡線検波回路の出力電圧を補正した補正後出力電圧に基づいて、前記加熱コイルに流れる共振電流値を演算することを特徴とする誘導加熱装置。
2. 請求項１に記載の誘導加熱装置において、
   前記共振コンデンサ電圧微分回路は、コンデンサと抵抗の直列回路で構成され、
   前記抵抗に発生する電圧を前記共振コンデンサ電圧微分回路の出力とすることを特徴とする誘導加熱装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の誘導加熱装置において、
   前記包絡線検波回路は、
   第一コンデンサと第一抵抗の並列回路と、
   前記第一抵抗の両端に接続した、第二抵抗と第二コンデンサの直列回路と、で構成され、
   前記第二コンデンサの両端電圧を前記包絡線検波回路の出力電圧とすることを特徴とする誘導加熱装置。
4. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の誘導加熱装置において、
   前記制御回路は、
   上アームの導通期間が下アームの導通期間より長い第一ＰＷＭ制御中は、前記包絡線検波回路の出力電圧を小さくする第一補正処理を施すことで前記補正後出力電圧を生成し、
   下アームの導通期間が上アームの導通期間より長い第二ＰＷＭ制御中は、前記包絡線検波回路の出力電圧を大きくする第二補正処理を施すことで前記補正後出力電圧を生成することを特徴とする誘導加熱装置。
5. 請求項４に記載の誘導加熱装置において、
   前記制御回路は、前記第一ＰＷＭ制御と前記第二ＰＷＭ制御を交互に実施することを特徴とする誘導加熱装置。

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