JP2020205553A - 半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】過電流または電源の高電圧による過熱ではパワー半導体スイッチが重大なダメージを受けないようにする。【解決手段】過電流検出回路１４が過電流を検出して論理回路１２がハイサイド型ＩＰＳ１０をチョッピング動作しているとき、または高電圧検出回路１６が電源の高電圧を検出しているとき、過熱検出回路１５は、過熱検出閾値を正常動作時の温度よりも低い温度に設定する。これにより、過電流検出によるチョッピング動作または電源の高電圧検出に起因するハイサイド型ＩＰＳ１０の過熱状態は、正常動作時の温度よりも低い温度で検出されるので、ハイサイド型ＩＰＳ１０が焼損のような重大なダメージを受けることがなくなる。【選択図】図１
Description
本発明は半導体装置に関し、特に電源のグランド側に配置された負荷を電源の高電位側にてスイッチング制御を行う半導体装置に関する。
自動車には、モータなどの負荷をスイッチング制御する半導体装置が多く搭載されている。このような車載用の半導体装置としては、負荷の高電位側に配置されて負荷に給電するパワー半導体スイッチとその制御回路とを同一のチップ上に集積化したハイサイド型ＩＰＳ（Intelligent Power Switch）が用いられている。通常、ハイサイド型ＩＰＳでは、パワー半導体スイッチとして、単位面積当りのオン抵抗の値が小さいＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）が用いられている。
図６は従来のハイサイド型ＩＰＳの構成例を示す図、図７は従来のハイサイド型ＩＰＳの論理回路の論理表を示す図である。なお、図６の説明において、端子名とその端子における電圧、信号などは、同じ符号を用いることがある。
従来のハイサイド型ＩＰＳ１００は、図６に示したように、メインＭＯＳＦＥＴ１１０と、論理回路１２０と、ドライバ回路１３０とを備え、保護回路として、過電流検出回路１４０と、過熱検出回路１５０と、過電圧検出回路１６０とを備えている。ハイサイド型ＩＰＳ１００は、また、ＩＮ端子と、ＶＣＣ端子と、ＯＵＴ端子と、ＧＮＤ端子とを有している。
ハイサイド型ＩＰＳ１００のＩＮ端子は、論理回路１２０の入力端子に接続され、論理回路１２０の出力端子は、ドライバ回路１３０の入力端子に接続され、ドライバ回路１３０の出力端子は、メインＭＯＳＦＥＴ１１０のゲート端子に接続されている。メインＭＯＳＦＥＴ１１０のドレイン端子は、ＶＣＣ端子に接続され、ＶＣＣ端子は、電圧ＶＣＣを供給する車載用のバッテリに接続される。メインＭＯＳＦＥＴ１１０のソース端子は、ＯＵＴ端子に接続され、ＯＵＴ端子は、負荷２００に接続される。
ＯＵＴ端子は、また、過電流検出回路１４０に接続され、過電流検出回路１４０の出力端子は、論理回路１２０の過電流検出信号ＯＣを入力する端子に接続されている。過熱検出回路１５０の出力端子は、論理回路１２０の過熱検出信号ＯＨを入力する端子に接続されている。過電圧検出回路１６０は、ＶＣＣ端子とＧＮＤ端子とに接続され、過電圧検出回路１６０の出力端子は、論理回路１２０の過電圧検出信号ＯＶを入力する端子に接続されている。
このハイサイド型ＩＰＳ１００が正常動作をしているときには、図７に示したように、ＩＮ端子にロー（Ｌ）レベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｌレベルの論理出力信号を生成して出力する。この論理出力信号は、ドライバ回路１３０を介してメインＭＯＳＦＥＴ１１０のゲート端子に供給され、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オフ制御され、負荷２００に電圧ＶＣＣが給電されることはない。
ＩＮ端子にハイ（Ｈ）レベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｈレベルの論理出力信号を生成して出力する。この論理出力信号は、ドライバ回路１３０を介してメインＭＯＳＦＥＴ１１０のゲート端子に供給され、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オン制御され、負荷２００に電圧ＶＣＣが給電される。
次に、過電流検出回路１４０は、メインＭＯＳＦＥＴ１１０の過電流を検出しているときに、ＩＮ端子にＬレベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｌレベルの論理出力信号を生成して出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オフ制御される。
過電流検出回路１４０は、メインＭＯＳＦＥＴ１１０の過電流を検出しているときに、ＩＮ端子にＨレベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、チョッピング動作信号を出力する。このチョッピング動作信号は、周期的に所定のデューティサイクルの期間だけＨレベルが出力される信号である。これにより、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、完全にオフ制御されるのではなく、間欠的にオン制御される。このため、チョッピング動作の間に過電流状態から正常な状態に回復すれば、論理回路１２０は、正常動作のモードに復帰される。
次に、過熱検出回路１５０は、メインＭＯＳＦＥＴ１１０の過熱を検出しているときに、ＩＮ端子にＬレベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｌレベルの論理出力信号を生成して出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オフ制御される。
過熱検出回路１５０は、メインＭＯＳＦＥＴ１１０の過熱を検出しているときに、ＩＮ端子にＨレベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｌレベルの論理出力信号を生成して出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オフ制御される。
次に、過電圧検出回路１６０が電圧ＶＣＣの異常高電圧を検出しているときに、ＩＮ端子にＬレベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｌレベルの論理出力信号を生成して出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オフ制御される。
過電圧検出回路１６０が電圧ＶＣＣの異常高電圧を検出しているときに、ＩＮ端子にＨレベルの論理入力信号が入力されると、論理回路１２０は、Ｌレベルの論理出力信号を生成して出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、オフ制御される。
ここで、過電流検出回路１４０については、負荷短絡などにより過電流を検出しているときに、ＩＮ端子にＨレベルの論理入力信号が入力されると、チョッピング動作により負荷２００に電流を間欠的に供給し、メインＭＯＳＦＥＴ１１０にかかるストレスを軽減している。しかし、このような過電流状態は、短期間のうちに解消されて自己復帰するとは限らないので、チョッピング動作であってもそれが長期間継続すれば、過熱検出回路１５０が動作するまでメインＭＯＳＦＥＴ１１０が昇温をし続けることになる。過電流が流れることによる昇温の場合、メインＭＯＳＦＥＴ１１０は、周囲温度の上昇による昇温の場合よりもストレスが大きいため、より大きなダメージを受けることがある。
そこで、従来では、過電流と判断する閾値を、過電流状態が継続する期間に応じて変更することが行われている（たとえば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載の技術では、過電流状態の期間が長くなるにつれて、過電流の閾値を順次下げていくことにより、メインのパワー半導体スイッチを過電流から保護している。
しかし、従来の半導体装置では、過電流、過熱および高電圧（過電圧（異常）までは高くない電圧）の状態がそれぞれ短期間であれば、パワー半導体スイッチに与えられるストレスは小さいが、特に、過電流または高電圧のときに過熱状態になるとパワー半導体スイッチが受けるストレスが大きくなる。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、過電流または高電圧による過熱ではパワー半導体スイッチが焼損などの重大なダメージを受けないようにした半導体装置を提供することを目的とする。
本発明では、上記の課題を解決するために、１つの案では、電源端子と出力端子との間に接続されたパワー半導体スイッチと、入力端子に入力された信号に応じてパワー半導体スイッチをオン・オフさせる論理出力信号を生成する論理回路と、パワー半導体スイッチの温度が過熱検出閾値を超えたときに論理回路へ過熱検出信号を送出する過熱検出回路と、パワー半導体スイッチの電流が所定の値を検出したときに論理回路へ過電流検出信号を送出する過電流検出回路と、を備えた半導体装置が提供される。この半導体装置では、過熱検出回路は、過電流検出信号を受けて過熱検出閾値を正常動作時の第１の閾値から第１の閾値より低い第２の閾値に変更するようにした。
また、別の案では、電源端子と出力端子との間に接続されたパワー半導体スイッチと、入力端子に入力された信号に応じてパワー半導体スイッチをオン・オフさせる論理出力信号を生成する論理回路と、パワー半導体スイッチの温度が過熱検出閾値を超えたときに論理回路へ過熱検出信号を送出する過熱検出回路と、電源端子に印加される電源電圧が所定の電圧を超えたときに過熱検出回路へ高電圧検出信号を送出する高電圧検出回路とを備えた半導体装置が提供される。この半導体装置では、過熱検出回路は、高電圧検出信号を受けて過熱検出閾値を正常動作時の第１の閾値から第１の閾値より低い第２の閾値に変更するようにした。
上記構成の半導体装置では、過熱検出回路は、過電流または電源の高電圧に起因した発熱の場合、正常動作時の過熱検出閾値よりも低い温度で過熱を検出するので、パワー半導体スイッチが受けるダメージを少なくできるという利点がある。
以下、本発明の実施の形態について、ハイサイド型ＩＰＳに適用した場合を例に図面を参照して詳細に説明する。なお、添付図面を通じて、同一の符号で示される構成要素については、同一の構成要素を示している。また、以下の説明において、端子名とその端子における電圧、信号などは、同じ符号を用いることがある。
図１は本発明の実施の形態に係る半導体装置を適用したハイサイド型ＩＰＳの構成例を示す図、図２は過熱検出回路の構成例を示す回路図、図３は過電流検出の説明図、図４は高電圧検出回路の構成例を示す回路図、図５は発明の効果を説明する図である。
ハイサイド型ＩＰＳ１０は、図１に示したように、パワー半導体スイッチであるメインＭＯＳＦＥＴ１１と、論理回路１２と、ドライバ回路１３とを備え、保護回路として、過電流検出回路１４と、過熱検出回路１５と、高電圧検出回路１６とを備えている。ハイサイド型ＩＰＳ１０は、また、ＩＮ端子と、ＶＣＣ端子と、ＯＵＴ端子と、ＧＮＤ端子とを有している。
ハイサイド型ＩＰＳ１０のＩＮ端子は、たとえば、自動車に搭載されたコンピュータである電子制御ユニットの出力端子に接続されている。ＶＣＣ端子は、車載のバッテリに接続され、ＯＵＴ端子は、電装品である負荷２０に接続され、ＧＮＤ端子は、自動車のシャシに接続される。
ハイサイド型ＩＰＳ１０では、ＩＮ端子は、論理回路１２の入力端子に接続され、論理回路１２の出力端子は、ドライバ回路１３の入力端子に接続され、ドライバ回路１３の出力端子は、メインＭＯＳＦＥＴ１１のゲート端子に接続されている。メインＭＯＳＦＥＴ１１のドレイン端子は、ＶＣＣ端子に接続され、メインＭＯＳＦＥＴ１１のソース端子は、ＯＵＴ端子に接続されている。
ＯＵＴ端子は、また、過電流検出回路１４に接続され、過電流検出回路１４の出力端子は、論理回路１２の過電流検出信号ＯＣを入力する端子および過熱検出回路１５の過電流検出信号ＯＣを入力する端子にそれぞれ接続されている。過熱検出回路１５の出力端子は、論理回路１２の過熱検出信号ＯＨを入力する端子に接続されている。高電圧検出回路１６は、ＶＣＣ端子とＧＮＤ端子とに接続され、高電圧検出回路１６の出力端子は、過熱検出回路１５の高電圧検出信号ＨＶを入力する端子に接続されている。
過熱検出回路１５は、図２に示したように、定電流回路３１と、ダイオード３２，３３，３４，３５と、シュミットトリガインバータ回路３６と、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（スイッチ素子）３７と、論理和回路３８とを有している。定電流回路３１は、一方の端子が電圧ＶＣＣのラインに接続され、他方の端子がダイオード３２のアノード端子およびシュミットトリガインバータ回路３６の入力端子に接続されている。シュミットトリガインバータ回路３６の出力端子は、この過熱検出回路１５の出力端子を構成し、論理回路１２に過熱検出信号ＯＨを送出する。
ダイオード３２，３３，３４，３５は、直列接続されて温度センサを構成し、ダイオード３５のカソード端子は、この過熱検出回路１５が電圧ＶＣＣを基準として動作するときの低電位側基準電位である内部グランドＧＮＤ１に接続されている。内部グランドＧＮＤ１は、過熱検出回路１５の動作電圧が、たとえば、５Ｖとしたとき、ＶＣＣ−５Ｖとなる。直列接続されたダイオード３２，３３，３４，３５の中で最も低電位側に配置されたダイオード３５は、アノード端子がＭＯＳＦＥＴ３７のドレイン端子に接続され、カソード端子がＭＯＳＦＥＴ３７のソース端子に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ３７のゲート端子は、論理和回路３８の出力端子に接続され、論理和回路３８の一方の入力端子は、過電流検出回路１４の出力端子に接続され、論理和回路３８の他方の入力端子は、高電圧検出回路１６の出力端子に接続されている。
この過熱検出回路１５は、定電流回路３１がダイオード３２，３３，３４，３５に定電流Ｉｔを流すことにより、定電流回路３１とダイオード３２との接続部には、ダイオード３２，３３，３４，３５の順方向電圧の和である電圧Ｖｔｐが現れる。この電圧Ｖｔｐは、ダイオード３２，３３，３４，３５の順方向電圧が、たとえば、２ｍＶ／℃程度の負の温度係数を有しているので、検出対象の温度が高くなるほど低く変化する。その電圧Ｖｔｐの変化は、シュミットトリガインバータ回路３６によって検出される。
すなわち、検出対象の温度が２５℃であるとき、電圧Ｖｔｐは、シュミットトリガインバータ回路３６の入力増加時の第１の閾値より高く、したがって、シュミットトリガインバータ回路３６は、Ｌ（＝ＶＣＣ−５Ｖ）レベルの過熱検出信号ＯＨを出力している。検出対象の温度が上昇して、電圧Ｖｔｐが第１の閾値より低い入力減少時の第２の閾値を下回ると、シュミットトリガインバータ回路３６は、Ｈ（＝ＶＣＣ）レベルの過熱検出信号ＯＨを出力する。ここで、シュミットトリガインバータ回路３６がＨレベルの過熱検出信号ＯＨを出力するときの検出対象の温度は、たとえば、１９０℃の温度に相当する。
次に、論理和回路３８にＨレベルの過電流検出信号ＯＣまたは高電圧検出信号ＨＶが入力されると、論理和回路３８は、Ｈレベルの信号を生成して出力し、ＭＯＳＦＥＴ３７をオン制御する。これにより、ダイオード３５がＭＯＳＦＥＴ３７により短絡されるので、温度センサは、ダイオード３２，３３，３４だけで構成される。この場合、シュミットトリガインバータ回路３６が入力する電圧Ｖｔｐは、ダイオード３５の順方向電圧の分だけ低くなる。これにより、検出対象の温度が上昇して、電圧Ｖｔｐが入力減少時の第２の閾値を下回るタイミングは、温度センサがダイオード３２，３３，３４，３５で構成されているときよりも早くなる。ここで、シュミットトリガインバータ回路３６がＨレベルの過熱検出信号ＯＨを出力するときの検出対象の温度は、たとえば、１３０℃の温度に相当する。
過電流検出回路１４は、図３に示したように、インバータ回路４１を有している。インバータ回路４１の入力端子は、メインＭＯＳＦＥＴ１１のソース端子とＯＵＴ端子との接続部に接続され、インバータ回路４１の出力端子は、論理回路１２および過熱検出回路１５の過電流検出信号ＯＣが入力される端子に接続される。なお、インバータ回路４１は、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣと内部グランドＧＮＤ１の電位（ＶＣＣ−５Ｖ）との電位差で動作している。
この過電流検出回路１４は、メインＭＯＳＦＥＴ１１がオン制御されているときのＯＵＴ端子の電圧の変化をインバータ回路４１が監視して、メインＭＯＳＦＥＴ１１が過電流状態になっているかどうかを判断している。
すなわち、負荷２０が正常状態のとき、メインＭＯＳＦＥＴ１１がオン制御されているとき、メインＭＯＳＦＥＴ１１には、負荷２０のインピーダンスに応じた電流が流れる。このとき、たとえば、メインＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗が、５０ｍΩ、負荷電流が１Ａだとすると、ＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔは、電圧ＶＣＣからメインＭＯＳＦＥＴ１１のオン抵抗による電圧降下を差し引いた値、すなわち、
Ｖｏｕｔ＝ＶＣＣ−１Ａ×５０ｍΩ＝ＶＣＣ−５０ｍＶ
となる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＣＣ−１Ａ×５０ｍΩ＝ＶＣＣ−５０ｍＶ
となる。
一方、負荷２０が短絡状態のとき、メインＭＯＳＦＥＴ１１がオン制御されていると、メインＭＯＳＦＥＴ１１には、短絡電流が流れる。この短絡電流が、たとえば、３Ａだとすると、ＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝ＶＣＣ−３Ａ×５０ｍΩ＝ＶＣＣ−１５０ｍＶ
となる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＣＣ−３Ａ×５０ｍΩ＝ＶＣＣ−１５０ｍＶ
となる。
インバータ回路４１の出力反転閾値が「ＶＣＣ−５０ｍＶ」と「ＶＣＣ−１５０ｍＶ」との間にあれば、インバータ回路４１は、正常状態のとき、Ｌレベルの過電流検出信号ＯＣを出力し、負荷２０が短絡状態のとき、Ｈレベルの過電流検出信号ＯＣを出力する。すなわち、インバータ回路４１は、ＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔが「ＶＣＣ−５０ｍＶ」から「ＶＣＣ−１５０ｍＶ」へ低下すると、過電流を検出したと判断し、Ｈレベルの過電流検出信号ＯＣを出力する。
高電圧検出回路１６は、図４に示したように、定電流回路５１，５２と、ツェナーダイオード５３，５４＿１−５４＿ｎと、インバータ回路５５とを有している。定電流回路５１，５２およびｎ個のツェナーダイオード５４＿１−５４＿ｎは、ＶＣＣ端子とＧＮＤ端子との間で直列に接続され、定電流回路５１には、並列にツェナーダイオード５３が接続されている。すなわち、定電流回路５１の一方の端子およびツェナーダイオード５３のカソード端子は、電圧ＶＣＣのラインに接続され、定電流回路５１の他方の端子およびツェナーダイオード５３のアノード端子は、定電流回路５２の一方の端子に接続されている。定電流回路５２の他方の端子は、直列接続されたツェナーダイオード５４＿１−５４＿ｎの高電位側に配置のツェナーダイオード５４＿１のカソード端子に接続されている。ツェナーダイオード５４＿１−５４＿ｎの低電位側に配置されたツェナーダイオード５４＿ｎのアノード端子は、ＧＮＤ端子に接続されている。
定電流回路５１の他方の端子と定電流回路５２の一方の端子およびツェナーダイオード５３のアノード端子との接続部は、インバータ回路５５の入力端子に接続されている。インバータ回路５５の出力端子は、この高電圧検出回路１６の出力端子を構成し、過熱検出回路１５に高電圧検出信号ＨＶを送出する。
この高電圧検出回路１６では、ツェナーダイオード５３は、降伏電圧が、たとえば、５Ｖとし、直列接続されたツェナーダイオード５４＿１−５４＿ｎは、合計の降伏電圧が、たとえば、２０Ｖとしてある。また、定電流回路５１の定電流値は、定電流回路５２の定電流値よりも小さくしてある。
この高電圧検出回路１６によれば、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣが通常状態の１３Ｖであれば、ツェナーダイオード５４＿１−５４＿ｎには、ほとんど電流が流れないので、インバータ回路５５の入力端子は、Ｈ（＝ＶＣＣ）レベルとなる。したがって、インバータ回路５５は、その出力端子に、Ｌ（＝ＶＣＣ−５Ｖ）レベルの高電圧検出信号ＨＶを出力する。
ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣが２５Ｖを超えると、ツェナーダイオード５３，５４＿１−５４＿ｎに電流が流れるようになり、インバータ回路５５の入力端子は、Ｌ（＝ＶＣＣ−５Ｖ）レベルとなる。したがって、インバータ回路５５は、その出力端子に、Ｈ（＝ＶＣＣ）レベルの高電圧検出信号ＨＶを出力する。ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣが２５Ｖを超えるときは、たとえば、自動車をジャンプスタートさせたときなどである。よって、高電圧検出回路１６は、ＶＣＣ端子の電圧ＶＣＣの電圧が正常な範囲であるが、通常状態（たとえば１３Ｖ）の場合よりも高い電圧を検出するものである。
以上の構成のハイサイド型ＩＰＳ１０によれば、過電流検出回路１４および過熱検出回路１５が異常を検出していないとき、メインＭＯＳＦＥＴ１１は、ＩＮ端子に入力された信号に従ってオン・オフ制御される。また、過電流検出回路１４または過熱検出回路１５が単独で異常を検出しているときには、論理回路１２は、それぞれの異常検出に対する保護動作を行う。すなわち、過電流検出回路１４が過電流を検出したときには、論理回路１２は、チョッピング動作信号を生成して出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１をチョッピング動作させる。ハイサイド型ＩＰＳ１０が１９０℃まで温度が上昇したことを過熱検出回路１５が検出すると、論理回路１２は、メインＭＯＳＦＥＴ１１をオフする信号を出力してメインＭＯＳＦＥＴ１１のオン・オフ制御を停止する。
ここで、過電流検出回路１４が過電流を検出したとき、過電流検出信号ＯＣが過熱検出回路１５に送出され、または、高電圧検出回路１６が高電圧を検出したとき、高電圧検出信号ＨＶが過熱検出回路１５に送出される。過熱検出回路１５は、過電流検出信号ＯＣまたは高電圧検出信号ＨＶを受けると、過熱検出閾値を１９０℃から１３０℃に引き下げる。
これにより、論理回路１２は、図５に示したように、過電流検出回路１４が過電流を検出して過電流検出信号ＯＣを出力したときにチョッピング動作信号を出力し、メインＭＯＳＦＥＴ１１をチョッピング動作させる。メインＭＯＳＦＥＴ１１は、チョッピング動作を継続することで温度が上昇していくが、過電流が流れることに由来する温度上昇の場合、過熱検出回路１５は、１３０℃で過熱検出を行う。過熱が検出されると、論理回路１２は、メインＭＯＳＦＥＴ１１のチョッピング動作を停止させるので、メインＭＯＳＦＥＴ１１が焼損するといった深刻なダメージを確実に防止することができる。
また、高電圧検出回路１６が高電圧を検出したときも同様に、高電圧が印加されることに由来する温度上昇の場合、過熱検出回路１５は、１３０℃で過熱検出を行う。過熱が検出されると、論理回路１２は、メインＭＯＳＦＥＴ１１の動作を停止させる。
このように、このハイサイド型ＩＰＳ１０では、過電流検出回路１４が過電流を検出するか、または、高電圧検出回路１６が高電圧を検出した段階で、過熱検出回路１５は、過熱検出閾値を１３０℃に設定している。したがって、過電流および高電圧に起因するメインＭＯＳＦＥＴ１１の昇温の場合は、１３０℃までということになり、１９０℃まで昇温可能にした場合に比べ、メインＭＯＳＦＥＴ１１にかかるストレスを大幅に低減することができる。
なお、この実施の形態では、過熱検出回路１５は、過電流検出信号ＯＣおよび高電圧検出信号ＨＶを受けて過熱検出閾値を変化させているが、過電流検出信号ＯＣおよび高電圧検出信号ＨＶのいずれか一方の検出信号だけを受けて過熱検出閾値を変化させるように構成されてもよい。また、過熱検出回路１５は、高温側の過熱検出閾値を１９０℃、低温側の過熱検出閾値を１３０℃にしたが、これらの値は、一例であって、他の値を採用することができる。
以上、好適な実施の形態について説明したが、本発明は、この特定の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱しない範囲において、各種変化変形をなし得ることが可能であることはいうまでもないことである。
１０ ハイサイド型ＩＰＳ
１１ メインＭＯＳＦＥＴ（パワー半導体スイッチ）
１２ 論理回路
１３ ドライバ回路
１４ 過電流検出回路
１５ 過熱検出回路
１６ 高電圧検出回路
２０ 負荷
３１ 定電流回路
３２，３３，３４，３５ ダイオード
３６ シュミットトリガインバータ回路
３７ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ素子）
３８ 論理和回路
４１ インバータ回路
５１，５２ 定電流回路
５３，５４＿１−５４＿ｎ ツェナーダイオード
５５ インバータ回路
１１ メインＭＯＳＦＥＴ（パワー半導体スイッチ）
１２ 論理回路
１３ ドライバ回路
１４ 過電流検出回路
１５ 過熱検出回路
１６ 高電圧検出回路
２０ 負荷
３１ 定電流回路
３２，３３，３４，３５ ダイオード
３６ シュミットトリガインバータ回路
３７ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ素子）
３８ 論理和回路
４１ インバータ回路
５１，５２ 定電流回路
５３，５４＿１−５４＿ｎ ツェナーダイオード
５５ インバータ回路
Claims (9)
- 電源端子と出力端子との間に接続されたパワー半導体スイッチと、
入力端子に入力された信号に応じて前記パワー半導体スイッチをオン・オフさせる論理出力信号を生成する論理回路と、
前記パワー半導体スイッチの温度が過熱検出閾値を超えたときに前記論理回路へ過熱検出信号を送出する過熱検出回路と、
前記パワー半導体スイッチの電流が所定の値を検出したときに前記論理回路へ過電流検出信号を送出する過電流検出回路と、
を備え、
前記過熱検出回路は、前記過電流検出信号を受けて前記過熱検出閾値を正常動作時の第１の閾値から前記第１の閾値より低い第２の閾値に変更するようにした、半導体装置。 - 前記論理回路は、前記過電流検出信号が入力されると、前記論理出力信号として前記パワー半導体スイッチをチョッピング動作させる信号を生成して出力する、請求項１記載の半導体装置。
- 前記過熱検出回路は、複数のダイオードを直列に接続した温度検出センサと、前記過電流検出信号を受けて前記複数のダイオードの一部を短絡するスイッチ素子とを有している、請求項１記載の半導体装置。
- 前記電源端子に印加される電源電圧が所定の電圧を超えたときに前記過熱検出回路へ高電圧検出信号を送出し、過熱であると判断される前記過熱検出閾値を前記第１の閾値から前記第２の閾値に変更させる高電圧検出回路を備えた、請求項１ないし３のいずれか１項に記載の半導体装置。
- 前記過熱検出回路は、複数のダイオードを直列に接続した温度検出センサと、前記過電流検出信号および前記高電圧検出信号を入力する論理和回路と、前記論理和回路の出力を受けて前記複数のダイオードの一部を短絡するスイッチ素子とを有している、請求項４記載の半導体装置。
- 前記過電流検出回路は、前記出力端子の電圧を入力し、前記パワー半導体スイッチのオン抵抗による電圧降下が出力反転閾値よりも低いとき前記過電流検出信号を出力するインバータ回路を有している、請求項１記載の半導体装置。
- 電源端子と出力端子との間に接続されたパワー半導体スイッチと、
入力端子に入力された信号に応じて前記パワー半導体スイッチをオン・オフさせる論理出力信号を生成する論理回路と、
前記パワー半導体スイッチの温度が過熱検出閾値を超えたときに前記論理回路へ過熱検出信号を送出する過熱検出回路と、
前記電源端子に印加される電源電圧が所定の電圧を超えたときに前記過熱検出回路へ高電圧検出信号を送出する高電圧検出回路と、
を備え、
前記過熱検出回路は、前記高電圧検出信号を受けて前記過熱検出閾値を正常動作時の第１の閾値から前記第１の閾値より低い第２の閾値に変更するようにした、半導体装置。 - 前記過熱検出回路は、複数のダイオードを直列に接続した温度検出センサと、前記高電圧検出信号を受けて前記複数のダイオードの一部を短絡するスイッチ素子とを有している、請求項７記載の半導体装置。
- 前記高電圧検出回路は、前記電源端子とグランド端子との間に直列に接続された第１の定電流回路、第２の定電流回路および複数のツェナーダイオードと、前記第１の定電流回路に並列に接続されて前記電源端子の電圧を基準とした論理信号を生成する論理信号生成用ツェナーダイオードと、前記第１の定電流回路および前記第２の定電流回路の接続部の電圧を入力し、前記電源端子に印加される電圧が前記論理信号生成用ツェナーダイオードおよび前記複数のツェナーダイオードの降伏電圧の和より高いとき前記高電圧検出信号を出力するインバータ回路とを有している、請求項７記載の半導体装置。
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