JP2020167449A - フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の高周波信号を同時に伝送させることが可能な小型のフロントエンド回路を提供する。【解決手段】フロントエンド回路１は、入力端子１０ａに入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を出力端子１０ｂから出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を出力端子１０ｃから出力するフィルタ１０と、出力端子１０ｂに接続された低雑音増幅器２１と、出力端子１０ｃに接続された低雑音増幅器２２とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、フロントエンド回路および当該フロントエンド回路を備えた通信装置に関する。

マルチバンド化およびマルチモード化に対応したフロントエンド回路に対して、複数の高周波信号を低損失で同時伝送することが求められている。

特許文献１には、通過帯域の異なる複数のフィルタがマルチプレクサ（スイッチ）を介してアンテナに接続された構成を有する受信モジュールが開示されている。

米国特許出願公開第２０１６／０１２７０１５号明細書

しかしながら、特許文献１に記載された受信モジュール（フロントエンド回路）では、複数の通信バンドの高周波信号を同時伝送するにあたり、１つの通信バンドの高周波信号を伝送させる経路ごとにフィルタが配置されている。このため、伝送させる通信バンドの数だけフィルタが必要となり、通信バンドの増加につれて受信モジュール（フロントエンド回路）が大型化してしまう。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、複数の高周波信号を同時に伝送させることが可能な小型のフロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフロントエンド回路は、第１入力端子、第１出力端子および第２出力端子を有し、前記第１入力端子に入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を前記第１出力端子から出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を前記第２出力端子から出力する第１フィルタと、前記第１出力端子に接続された第１低雑音増幅器と、前記第２出力端子に接続された第２低雑音増幅器と、を備える。

本発明によれば、複数の高周波信号を同時に伝送させることが可能な小型のフロントエンド回路および通信装置を提供することが可能となる。

実施の形態１に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路の回路構成、通過特性および反射特性を示す図である。 比較例に係るフロントエンド回路の回路構成、通過特性および反射特性を示す図である。 実施の形態１の変形例１に係る通信装置のノイズ低減を説明する図である。 比較例に係る通信装置のノイズ発生を説明する図である。 実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路および通信装置の通信バンドの第２適用例を示す回路構成図である。 実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路および通信装置の通信バンドの第３適用例を示す回路構成図である。 実施の形態１の変形例２に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態１の変形例３に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態１の変形例３に係るフロントエンド回路におけるスイッチの導通時および非導通時の通過特性および反射特性を示す図である。 実施の形態２に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態２の変形例１に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態２の変形例２に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態２の変形例３に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。 実施の形態２の変形例４に係るフロントエンド回路および通信装置の回路構成図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。

（実施の形態１）
［１．１ フロントエンド回路１および通信装置５の構成］
図１は、実施の形態１に係るフロントエンド回路１および通信装置５の回路構成図である。同図に示すように、通信装置５は、フロントエンド回路１と、アンテナ２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４と、を備える。

ＲＦＩＣ３は、アンテナ２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、フロントエンド回路１の受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をＢＢＩＣ４へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、さらに、ＢＢＩＣ４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号を、送信信号経路に出力してもよい。

また、ＲＦＩＣ３は、通信装置５を伝送する高周波信号の周波数、フロントエンド回路１の受信感度、およびアンテナ２のアンテナ感度の少なくとも１つに応じて、フロントエンド回路１が有する増幅器の利得およびスイッチ（図１に図示せず）の切り換えを制御する制御部を有していてもよい。なお、制御部は、ＲＦＩＣ３の外部に設けられていてもよく、例えば、フロントエンド回路１またはＢＢＩＣ４に設けられていてもよい。

ＢＢＩＣ４は、フロントエンド回路１を伝送する高周波信号よりも低周波の中間周波数帯域を用いて信号処理する回路である。ＢＢＩＣ４で処理された信号は、例えば、画像表示のための画像信号として使用され、または、スピーカを介した通話のために音声信号として使用される。

アンテナ２は、フロントエンド回路１のアンテナ端子１００に接続され、外部からの高周波信号を受信してフロントエンド回路１へ出力し、また、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号を放射する。

なお、本実施の形態に係る通信装置５において、アンテナ２およびＢＢＩＣ４は、必須の構成要素ではない。

フロントエンド回路１は、フィルタ１０と、低雑音増幅器２１および２２と、を備える。アンテナ２で受信された高周波信号は、アンテナ端子１００を介してフロントエンド回路１に入力され、フロントエンド回路１を伝送した高周波信号が、受信出力端子１１０および１２０からＲＦＩＣ３に出力される。

フィルタ１０は、第１フィルタの一例であり、入力端子１０ａ（第１入力端子）、出力端子１０ｂ（第１出力端子）および出力端子１０ｃ（第２出力端子）を有する。フィルタ１０は、入力端子１０ａに入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を出力端子１０ｂから出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を出力端子１０ｃから出力する。なお、出力端子１０ｂから出力される一対の高周波平衡信号の一方は不平衡の第１高周波信号として低雑音増幅器２１に入力される。また、出力端子１０ｃから出力される一対の高周波平衡信号の他方は不平衡の第２高周波信号として低雑音増幅器２２に入力される。これにより、第１高周波信号と第２高周波信号とは、逆相の関係となっている。

フィルタ１０は、入力端子１０ａと出力端子１０ｂとの間で第１通過帯域を有し、入力端子１０ａと出力端子１０ｃとの間で第２通過帯域を有する。第１通過帯域は、例えば、ＢａｎｄＡ（通信バンドＡ）に対応し、第２通過帯域は、例えば、ＢａｎｄＢ（通信バンドＢ）に対応する。つまり、第１高周波信号は、主としてＢａｎｄＡ（第１通過帯域）の周波数成分を有する信号であり、第２高周波信号は、主としてＢａｎｄＢ（第２通過帯域）の周波数成分を有する信号である。

なお、フィルタ１０は、例えば、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、弾性波共振子を含むＬＣ共振回路、および誘電体フィルタのいずれかであってもよく、さらには、これらには限定されない。フィルタ１０がＳＡＷを用いた弾性波フィルタである場合には、縦結合型の弾性表面波フィルタを適用することにより、非平衡入力および平衡出力を実現できる。

低雑音増幅器２１は、第１低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｂに接続され、出力端子１０ｂから出力された第１通過帯域の第１高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器２２は、第２低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｃに接続され、出力端子１０ｃから出力された第２通過帯域の第２高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器２１および２２は、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

本実施の形態に係るフロントエンド回路１および通信装置５の上記構成によれば、通信バンドＡの第１高周波信号および通信バンドＢの第２高周波信号を、帯域選択機能および非平衡−平衡変換機能を兼ね備えた１つのフィルタ１０により同時伝送できる。よって、複数の高周波信号を同時に伝送させることが可能な小型のフロントエンド回路１および通信装置５を提供できる。また、低雑音増幅器２１および２２には、フィルタ１０によって第１通過帯域および第２通過帯域以外の不要信号が低減された高周波信号が入力されるので、低雑音増幅器２１および２２から出力される増幅信号の歪を低減できる。

また、フィルタ１０を通過する第１高周波信号および第２高周波信号のそれぞれは平衡分配されるので、フィルタ１０に入力された高周波信号と比較して電力低下する。これに対して、フロントエンド回路１が低雑音増幅器２１および２２を備えていることにより、フィルタ１０を通過する第１高周波信号および第２高周波信号を低雑音で増幅できる。よって、フィルタ１０を通過する第１高周波信号と第２高周波信号とを、電力減衰させずに同時に伝送することが可能となる。

なお、低雑音増幅器２１および２２の利得、ならびにフィルタ１０の通過帯域の周波数の少なくとも１つを、例えば、通信バンドＡおよびＢの周波数、通信装置５の受信感度、および、アンテナ２のアンテナ感度の少なくとも１つに応じて動的に変化させてもよい。これによれば、フロントエンド回路１および通信装置５の受信感度を改善できる。

つまり、低雑音増幅器２１および２２は利得が可変する可変増幅器であってもよく、フィルタ１０は通過帯域が可変する可変フィルタであってもよい。

［１．２ 変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの構成］
図２は、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ａは、フロントエンド回路１Ａと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ａは、実施の形態１に係る通信装置５と比較して、フロントエンド回路１Ａの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ａは、実施の形態１に係るフロントエンド回路１と比較して、フィルタ１１および低雑音増幅器２３が付加されている点が構成として異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａについて、実施の形態１に係るフロントエンド回路１および通信装置５と同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ａは、フィルタ１０および１１と、低雑音増幅器２１、２２および２３と、を備える。

フィルタ１１は、第２フィルタの一例であり、第３通過帯域を有するフィルタである。第３通過帯域は、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域を包含する帯域である。なお、フィルタ１１は、例えば、ＳＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＢＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、弾性波共振子を含むＬＣ共振回路、および誘電体フィルタのいずれかであってもよく、さらには、これらには限定されない。

低雑音増幅器２３は、第３低雑音増幅器の一例であり、フィルタ１１から出力された第３通過帯域の高周波信号を増幅する。なお、低雑音増幅器２３は、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

低雑音増幅器２３の出力端はフィルタ１０の入力端子１０ａに接続されており、低雑音増幅器２３の入力端はフィルタ１１の出力端に接続されている。また、フィルタ１１の入力端はアンテナ端子１００に接続されている。

本変形例に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａは、例えば、異なる通信システムが同時に利用される通信方式に対応することが可能である。異なる通信システムとは、例えば、第４世代通信システム（４Ｇ）および第５世代通信システム（５Ｇ）である。

近年導入されつつある通信アーキテクチャであるＮＳＡ−ＮＲ（Ｎｏｎ−ＳｔａｎｄＡｌｏｎｅ−Ｎｅｗ Ｒａｄｉｏ）は、４ＧＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の通信エリアの中に５ＧＮＲ（Ｎｅｗ Ｒａｄｉｏ）の通信エリアを構築し、５ＧＮＲおよび４ＧＬＴＥの双方の通信制御を、４ＧＬＴＥ側の制御チャネルで行うというものである。このため、ＮＳＡ−ＮＲでは、４ＧＬＴＥをマスターとし５ＧＮＲをスレーブとして４ＧＬＴＥ用の伝送回路と５ＧＮＲ用の伝送回路とを通信回線に同時接続する必要がある（ＥＮ−ＤＣ：ＬＴＥ−ＮＲ Ｄｕａｌ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）。

これを実現すべく、本変形例に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａでは、１つのアンテナ２に、４ＧＬＴＥ用の伝送回路と５ＧＮＲ用の伝送回路とを接続する。４ＧＬＴＥ用の伝送回路は、例えば、出力端子１０ｃ、低雑音増幅器２２および受信出力端子１１０で構成された回路であり、５ＧＮＲ用の伝送回路は、例えば、出力端子１０ｂ、低雑音増幅器２１および受信出力端子１１０で構成された回路である。フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａにおける通信バンドの第１適用例として、ＢａｎｄＢ（第２通過帯域）には、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ５（受信帯域：８６９−８９４ＭＨｚ）が適用され、ＢａｎｄＡ（第１通過帯域）には、例えば、５ＧＮＲのｎ５（受信帯域：８６９−８９４ＭＨｚ）が適用される。ＲＦＩＣ３は、フィルタ１０を通過する第１高周波信号から５Ｇのデータを抽出し、フィルタ１０を通過する第２高周波信号から４Ｇのデータを抽出する。

図３Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａの回路構成、通過特性および反射特性を示す図である。図３Ａの（ａ）には、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａが有するフィルタ１０および１１の通過帯域の周波数関係が示されている。また、図３Ａの（ｂ）には、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａのうち、フィルタ１０、１１および低雑音増幅器２３が抽出された回路（以下、平衡出力回路と記す）図が示されている。また、図３Ａの（ｃ）には、フィルタ１０および１１の通過特性が示されている。また、図３Ａの（ｄ）には、フィルタ１０の反射（インピーダンス）特性が示されている。

また、図３Ｂは、比較例に係るフロントエンド回路５００Ａの回路構成、通過特性および反射特性を示す図である。なお、比較例に係るフロントエンド回路５００Ａは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、フィルタ１０に替えて、スイッチ５００、フィルタ５０１および５０２が配置されている点のみが構成として異なる。フィルタ５０１は、第１通過帯域を有する非平衡入力−非平衡出力型のフィルタである。フィルタ５０２は、第２通過帯域を有する非平衡入力−非平衡出力型のフィルタである。スイッチ５００は、共通端子５００ａ、選択端子５００ｂおよび５００ｃを有し、共通端子５００ａが低雑音増幅器２３の出力端に接続され、選択端子５００ｂがフィルタ５０１の入力端に接続され、選択端子５００ｃがフィルタ５０２の入力端に接続されている。

図３Ｂの（ａ）には、比較例に係るフロントエンド回路５００Ａが有するフィルタ５０１および５０２の通過帯域の周波数関係が示されている。また、図３Ｂの（ｂ）には、比較例に係るフロントエンド回路５００Ａのうち、スイッチ５００、フィルタ５０１および５０２が抽出された回路（以下、切換回路と記す）図が示されている。また、図３Ｂの（ｃ）には、フィルタ５０１および５０２の通過特性が示されている。また、図３Ｂの（ｄ）には、図３Ｂの（ｂ）に示された切換回路の反射（インピーダンス）特性が示されている。

図３Ａの（ａ）に示すように、本変形例に係るフロントエンド回路１Ａにおいて、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域は同じである。また、図３Ｂの（ａ）に示すように、比較例に係るフロントエンド回路５００Ａにおいて、フィルタ５０１の第１通過帯域およびフィルタ５０２の第２通過帯域は同じである。また、図３Ｂの（ｂ）に示すように、比較例に係るフロントエンド回路５００Ａでは、５ＧＮＲおよび４ＧＬＴＥのＥＮ−ＤＣを実現すべく、スイッチ５００において共通端子５００ａと選択端子５００ｂとを接続し、かつ、共通端子５００ａと選択端子５００ｃとを接続している。

比較例に係るフロントエンド回路５００Ａでは、図３Ｂの（ｃ）に示すように、フィルタ５０１および５０２の通過特性は良好である。また、図示されていないが、フィルタ５０１の第１通過帯域における挿入損失およびフィルタ５０２の第２通過帯域における挿入損失は、ともにフィルタ１１の第１通過帯域（および第２通過帯域）における挿入損失に対して、ほぼ３ｄＢ大きくなっている。つまり、共通端子５００ａに入力される高周波信号は、受信端子５１０から出力される第１高周波信号および受信端子５２０から出力される第２高周波信号として、ほぼ等分配されている。しかしながら、スイッチ５００のアイソレーション特性を反映して、図３Ｂの（ｄ）に示すように、受信端子５１０における第１通過帯域のインピーダンスのばらつきが大きく（巻きの集中度が低く）なり、また、受信端子５２０における第２通過帯域のインピーダンスのばらつきが大きく（巻きの集中度が低く）なっている。このため、フィルタ５０１および５０２と後段の低雑音増幅器２１および２２とのインピーダンス不整合が大きくなる。よって、フィルタ５０１を通過する第１高周波信号とフィルタ５０２を通過する第２高周波信号とを、高品質で同時に伝送することができない。なお、「巻きの集中度」とは、スミスチャート上におけるインピーダンスの軌跡の集中度である。

これに対して、本変形例に係るフロントエンド回路１Ａでは、図３Ａの（ｃ）に示すように、フィルタ１０の入力端子１０ａ−出力端子１０ｂ間の第１通過帯域における通過特性と入力端子１０ａ−出力端子１０ｃ間の第２通過帯域における通過特性とはほぼ同じであり、ともに低損失となっている。なお、同図には、フィルタ１１の通過特性が示されているが、フィルタ１０の第１通過帯域における挿入損失およびフィルタ１０の第２通過帯域における挿入損失は、ともにフィルタ１１の第１通過帯域（および第２通過帯域）における挿入損失に対して、ほぼ３ｄＢ大きくなっている。つまり、入力端子１０ａに入力される高周波信号は、出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号および出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号として、ほぼ等分配されている。ここで、フィルタ１０においては、図３Ａの（ｄ）に示すように、出力端子１０ｂにおける第１通過帯域のインピーダンスのばらつきが小さく（巻きの集中度が高く）、また、出力端子１０ｃにおける第２通過帯域のインピーダンスのばらつきが小さい（巻きの集中度が高く）。このため、例えば、出力端子１０ｂにおけるフィルタ１０の出力インピーダンスと低雑音増幅器２１の入力インピーダンスとを高精度に複素共役の関係とすることができる。また、例えば、出力端子１０ｃにおけるフィルタ１０の出力インピーダンスと低雑音増幅器２２の入力インピーダンスとを高精度に複素共役の関係とすることができる。これにより、フィルタ１０と後段の低雑音増幅器２１および２２とのインピーダンス整合が良好となる。よって、出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号と出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号とを、高品質で同時に伝送することが可能となる。

図４Ａは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａのノイズ低減を説明する図である。また、図４Ｂは、比較例に係る通信装置のノイズ発生を説明する図である。なお、ここでは、図４Ａに示すように、入力端子１０ａ−出力端子１０ｃ間の回路は４ＧＬＴＥ用の伝送回路であり、ＢａｎｄＢ（第２通過帯域）として、例えば、Ｂａｎｄ４１（送受信帯域：２４９６−２６９０ＭＨｚ）が適用されているとする。また、入力端子１０ａ−出力端子１０ｂ間の回路は５ＧＮＲ用の伝送回路であり、ＢａｎｄＡ（第１通過帯域）として、例えば、ｎ４１（送受信帯域：２４９６−２６９０ＭＨｚ）が適用されているとする。また、図４Ｂに示すように、選択端子５００ｃおよびフィルタ５０２で構成された回路は４ＧＬＴＥ用の伝送回路であり、ＢａｎｄＢ（第２通過帯域）として、例えば、Ｂａｎｄ４１が適用されているとする。また、選択端子５００ｂおよびフィルタ５０１で構成された回路は５ＧＮＲ用の伝送回路であり、ＢａｎｄＡ（第１通過帯域）として、例えば、ｎ４１が適用されているとする。

まず、図４Ｂに示すように、比較例に係る通信装置の場合、フロントエンド回路５００Ａの受信端子５１０から出力された第１高周波信号には、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ４１の第１チャネル（２５００−２５２０ＭＨｚ）の信号成分と５ＧＮＲのｎ４１の第２チャネル（２５２０−２５４０ＭＨｚ）の信号成分とが含まれているとする。これより、フロントエンド回路５００Ａの受信端子５２０から出力された第２高周波信号にも、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ４１の第１チャネルの信号成分と５ＧＮＲのｎ４１の第２チャネルの信号成分とが含まれている。

このとき、図４Ｂの右側に示すように、ＲＦＩＣ３では、受信端子５１０から出力され、低雑音増幅器２１で増幅された第１高周波信号から、５ＧＮＲのｎ４１の第２チャネルに含まれている５Ｇのデータを抽出する。具体的には、第１高周波信号と、５ＧＮＲのｎ４１の第２チャネルの周波数に近接する周波数を有する第１局部発振（ローカル）信号（２５２０−２５４０ＭＨｚ）と、を第１ミキサに入力する。これにより、第１高周波信号に含まれていた５Ｇのデータは、第１高周波信号の周波数よりも低周波の第１中間周波信号として抽出される。

また、ＲＦＩＣ３では、受信端子５２０から出力され、低雑音増幅器２２で増幅された第２高周波信号から、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ４１の第１チャネルに含まれている４Ｇのデータを抽出する。具体的には、第２高周波信号と、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ４１の第１チャネルの周波数に近接する周波数を有する第２局部発振（ローカル）信号（２５００−２５２０ＭＨｚ）と、を第２ミキサに入力する。これにより、第２高周波信号に含まれていた４Ｇのデータは、第２高周波信号の周波数よりも低周波の第２中間周波信号として抽出される。

ここで、比較例に係る通信装置では、低雑音増幅器２１から出力された第１高周波信号と低雑音増幅器２２から出力された第２高周波信号とは同相の関係にある。このため、第１局部発振信号と第２局部発振信号とは、同相の関係となる。よって、第２局部発振信号が第１ミキサに漏洩入力され、第１高周波信号から４ＧＬＴＥのＢａｎｄ４１の第１チャネルの信号成分に対応した不要な中間周波信号（ＬＴＥノイズ）が生成されてしまう。また、第１局部発振信号が第２ミキサに漏洩入力され、第２高周波信号から５ＧＮＲのｎ４１の第２チャネルの信号成分に対応した不要な中間周波信号（ＮＲノイズ）が生成されてしまう。つまり、第１高周波信号に含まれる５ＧＮＲのデータと第２高周波信号に含まれる４ＧＬＴＥのデータとを、高品質で同時に受信することができない。

これに対して、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａでは、低雑音増幅器２１から出力された第１高周波信号と低雑音増幅器２２から出力された第２高周波信号とは逆相の関係にある。このため、第１局部発振信号と第２局部発振信号とは、逆相の関係となる。よって、第２局部発振信号が第１ミキサに漏洩入力しても第１局部発振信号とは逆相であるため、第１高周波信号から４ＧＬＴＥのＢａｎｄ４１の第１チャネルの信号成分に対応した不要な中間周波信号（ＬＴＥノイズ）の生成が抑制される。また、第１局部発振信号が第２ミキサ漏洩入力しても第２局部発振信号とは逆相であるため、第２高周波信号から５ＧＮＲのｎ４１の第２チャネルの信号成分に対応した不要な中間周波信号（ＮＲノイズ）の生成が抑制される。つまり、第１高周波信号に含まれる５ＧＮＲのデータと第２高周波信号に含まれる４ＧＬＴＥのデータとを、高品質で同時に受信することが可能となる。

また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａでは、フィルタ１０の前段に低雑音増幅器２３が配置されている。フィルタ１０の後段に配置された低雑音増幅器２１および２２では、フィルタ１０を通過してＳ／Ｎ比が低下した高周波信号を増幅するため、低下したＳ／Ｎ比を維持しつつ高周波信号が増幅される。これに対して、フィルタ１０の前段に配置された低雑音増幅器２３では、フィルタ１０の前段でＳ／Ｎ比が低下していない高周波信号を増幅するため、フロントエンド回路１ＡからＲＦＩＣ３へ出力される高周波信号のＳ／Ｎ比の低下を抑制できる。

また、低雑音増幅器２３をフィルタ１０の前段に配置するにあたり、フィルタ１１が配置されることが望ましい。これにより、第３通過帯域以外の不要な高周波成分により低雑音増幅器２３から出力される増幅信号の歪を抑制できる。

また、低雑音増幅器２３の利得およびフィルタ１１の通過帯域の周波数の少なくとも一方を、通信バンドＡおよびＢの周波数、フロントエンド回路１Ａの受信感度、および、アンテナ２のアンテナ感度の少なくとも１つに応じて動的に変化させてもよい。これによれば、フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの受信感度を改善できる。

つまり、低雑音増幅器２３は利得が可変する可変増幅器であってもよく、フィルタ１１は通過帯域が可変する可変フィルタであってもよい。

［１．３ フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの通信バンドの第２適用例］
図５は、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの通信バンドの第２適用例を示す回路構成図である。フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａにおける通信バンドの第２適用例として、ＢａｎｄＢ（第２通過帯域）には、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ２０（受信帯域：７９１−８２１ＭＨｚ）が適用され、ＢａｎｄＡ（第１通過帯域）には、例えば、５ＧＮＲのｎ２８（受信帯域：７５８−８０３ＭＨｚ）が適用される。ＲＦＩＣ３は、フィルタ１０を通過する第１高周波信号から５Ｇのデータを抽出し、フィルタ１０を通過する第２高周波信号から４Ｇのデータを抽出する。

上記第２適用例では、フィルタ１０の第１通過帯域と第２通過帯域とは、周波数が少なくとも一部重なり（７９１−８０３ＭＨｚ）、かつ、一部重ならない（７５８−７９１ＭＨｚ、８０３−８２１ＭＨｚ）。

フィルタ１０は、入力端子１０ａと出力端子１０ｂとの間の第１通過特性と、入力端子１０ａと出力端子１０ｃとの間の第２通過特性とを異ならせることが可能である。例えば、フィルタ１０がＳＡＷを用いた縦結合型のフィルタである場合、弾性波伝搬方向に並んで配置される複数のＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極の電極パラメータを最適化することにより、第１通過特性と第２通過特性とを異ならせ、かつ、ともに低損失とすることができる。

上記第２適用例においても、フィルタ１０の出力端子１０ｂにおける第１通過帯域のインピーダンスのばらつき、および、出力端子１０ｃにおける第２通過帯域のインピーダンスのばらつきを小さく（巻きの集中度が高く）できるため、フィルタ１０と後段の低雑音増幅器２１および２２とのインピーダンス整合が良好となる。よって、出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号と出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号とを、高品質で同時に伝送することが可能となる。

［１．４ フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの通信バンドの第３適用例］
図６は、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａの通信バンドの第３適用例を示す回路構成図である。フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａにおける通信バンドの第３適用例として、ＢａｎｄＢ（第２通過帯域）には、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ１８（受信帯域：８６０−８７５ＭＨｚ）が適用され、ＢａｎｄＡ（第１通過帯域）には、例えば、４ＧＬＴＥのｎ２８（受信帯域：７５８−８０３ＭＨｚ）が適用される。ＲＦＩＣ３は、フィルタ１０を通過する第１高周波信号から４Ｇのデータを抽出し、フィルタ１０を通過する第２高周波信号からも４Ｇのデータを抽出する。

上記第３適用例では、フロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａは、単一の通信システム（４Ｇ）が利用される通信方式に対応しており、ＬＴＥのＢａｎｄ２８の高周波信号とＬＴＥのＢａｎｄ１８の高周波信号とを、同時に受信する（ＣＡ：キャリアアグリゲーション）。ここで、第１通過帯域と第２通過帯域とは、周波数が重ならない。

上記第３適用例においても、フィルタ１０の出力端子１０ｂにおける第１通過帯域のインピーダンスのばらつき、および、出力端子１０ｃにおける第２通過帯域のインピーダンスのばらつきを小さく（巻きの集中度が高く）できるため、フィルタ１０と後段の低雑音増幅器２１および２２とのインピーダンス整合が良好となる。よって、出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号と出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号とを、高品質でＣＡを実行できる。

［１．５ 変形例２に係るフロントエンド回路１Ｂおよび通信装置５Ｂの構成］
図７は、実施の形態１の変形例２に係るフロントエンド回路１Ｂおよび通信装置５Ｂの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｂは、フロントエンド回路１Ｂと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ｂは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａと比較して、フロントエンド回路１Ｂの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｂは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、出力端子１０ｃの後段にスイッチおよび２つの低雑音増幅器が配置されている点、および、各フィルタの通過帯域の周波数関係が異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｂおよび通信装置５Ｂについて、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｂは、フィルタ１０および１１と、低雑音増幅器２１、２２Ａ、２２Ｂおよび２３と、スイッチ１６Ａおよび１６Ｂと、を備える。

フィルタ１０は、第１フィルタの一例であり、第１通過帯域および第２通過帯域を有するフィルタである。第１通過帯域と第２通過帯域とは、周波数が少なくとも一部重なっている。第１通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのＢａｎｄＡ（通信バンドＡ）に対応し、第２通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ１（通信バンドＢ１）および４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ２（通信バンドＢ２）を包含する帯域である。フィルタ１０の出力端子１０ｂは低雑音増幅器２１の入力端に接続され、フィルタ１０の出力端子１０ｃはスイッチ１６Ａの一端および１６Ｂの一端に接続されている。

低雑音増幅器２２Ａは、第２低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｃから出力されたＢａｎｄＢ１の高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２２Ｂは、第２低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｃから出力されたＢａｎｄＢ２の高周波信号を増幅する。なお、低雑音増幅器２２Ａおよび２２Ｂは、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

低雑音増幅器２２Ａの入力端はスイッチ１６Ａの他端に接続されており、低雑音増幅器２２Ａの出力端は受信出力端子１２０Ａに接続されている。また、低雑音増幅器２２Ｂの入力端はスイッチ１６Ｂの他端に接続されており、低雑音増幅器２２Ｂの出力端は受信出力端子１２０Ｂに接続されている。

フィルタ１０の第１通過帯域（ＢａｎｄＡ）とフィルタ１０の第２通過帯域（ＢａｎｄＢ１＋Ｂ２）とは周波数が一部重なっており、より詳細には、フィルタ１０の第１通過帯域（ＢａｎｄＡ）と４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ１とは周波数が一部重なっている。また、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ１と４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ２とは、周波数が一部重なっている。

ここで、スイッチ１６Ａと１６Ｂとは、同時に導通状態とはならない。つまり、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ１の高周波信号と４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ２の高周波信号とは同時に伝送されない。

上記構成によれば、スイッチ１６Ａが導通状態である場合、５ＧＮＲのＢａｎｄＡの高周波信号と、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ１の高周波信号とが同時に伝送される。また、スイッチ１６Ｂが導通状態である場合、５ＧＮＲのＢａｎｄＡの高周波信号と、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ２の高周波信号とが同時に伝送される。

本変形例に係るフロントエンド回路１Ｂおよび通信装置５Ｂの上記構成によれば、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域が少なくとも一部重なる場合において、出力端子１０ｂから出力された第１高周波信号と出力端子１０ｃから出力された第２高周波信号とを、高品質で同時に伝送することが可能となる。また、５ＧＮＲのＢａｎｄＡの高周波信号と同時伝送される４ＧＬＴＥの通信バンドを選択できる。

［１．６ 変形例３に係るフロントエンド回路１Ｃおよび通信装置５Ｃの構成］
図８は、実施の形態１の変形例３に係るフロントエンド回路１Ｃおよび通信装置５Ｃの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｃは、フロントエンド回路１Ｃと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ｃは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａと比較して、フロントエンド回路１Ｃの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｃは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、インピーダンス可変回路３０が付加されている点が異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｃおよび通信装置５Ｃについて、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｃは、フィルタ１０および１１と、低雑音増幅器２１、２２および２３と、インピーダンス可変回路３０と、を備える。

インピーダンス可変回路３０は、フィルタ１０の出力端子１０ｂに接続されている。インピーダンス可変回路３０は、インピーダンス素子３１と、インピーダンス素子３１に接続されたスイッチ３２と、を有している。インピーダンス素子３１は、例えば、インダクタおよびキャパシタの少なくとも１つである。

スイッチ３２は、例えば、（１）フロントエンド回路１Ｃを伝送する高周波信号の周波数（通信バンド）の変更、（２）フロントエンド回路１Ｃの受信感度の変化、（３）アンテナ２のアンテナ感度の変化、などに対応して導通および非導通が切り換わる。

端子２０ｂは、出力端子１０ｂと低雑音増幅器２１の入力端とを結ぶ経路上のノードであり、端子２０ｃは、出力端子１０ｃと低雑音増幅器２２の入力端とを結ぶ経路上のノードである。

図９は、実施の形態１の変形例３に係るフロントエンド回路１Ｃにおけるスイッチ３２の導通時および非導通時の通過特性および反射特性を示す図である。同図の（ａ）には、スイッチ３２が非導通である場合の、フィルタ１０の通過特性（入力端子１０ａ−端子２０ｂの通過特性および入力端子１０ａ−端子２０ｃの通過特性）が示されている。また、同図の（ｂ）には、スイッチ３２が非導通である場合の、フィルタ１０の反射特性（端子２０ｂおよび２０ｃからフィルタ１０を見たインピーダンス特性）が示されている。また、同図の（ｃ）には、スイッチ３２が導通である場合の、フィルタ１０の通過特性（入力端子１０ａ−端子２０ｂの通過特性および入力端子１０ａ−端子２０ｃの通過特性）が示されている。また、同図の（ｄ）には、スイッチ３２が導通である場合の、フィルタ１０の反射特性（端子２０ｂおよび２０ｃからフィルタ１０を見たインピーダンス特性）が示されている。

出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号および出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号の双方を同時に伝送させる場合には、図９の（ａ）に示すように、スイッチ３２を非導通状態とすることで、フィルタ１０の入力端子１０ａ−端子２０ｂの通過特性および入力端子１０ａ−端子２０ｃの通過特性の双方を良好（低損失）とできる。また、図９の（ｂ）に示すように、端子２０ｂおよび端子２０ｃから見たフィルタ１０のインピーダンスのばらつきが小さい（巻きの集中度が高い）。このため、フィルタ１０と後段の低雑音増幅器２１および２２とのインピーダンス整合が良好となる。よって、出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号と出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号とを、高品質で同時に伝送することが可能となる。

また、出力端子１０ｂから出力される第１高周波信号を伝送させず、出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号のみを伝送させる場合には、図９の（ｃ）に示すように、スイッチ３２を導通状態とすることで、フィルタ１０の入力端子１０ａ−端子２０ｂの通過特性を劣化（減衰大）させ、入力端子１０ａ−端子２０ｃの通過特性を良好（低損失）とできる。また、図９の（ｄ）に示すように、端子２０ｂおよび端子２０ｃから見たフィルタ１０のインピーダンスのばらつきが小さい（巻きの集中度が高い）。また、端子２０ｂから見たフィルタ１０のインピーダンスをスミスチャートのショート側へシフトさせる。このため、フィルタ１０と後段の低雑音増幅器２２とのインピーダンス整合が良好となる。よって、出力端子１０ｃから出力される第２高周波信号を、高品質で伝送することが可能となる。

これによれば、伝送させる高周波信号の選択に応じてフィルタ１０および低雑音増幅器２１および２２とのインピーダンス整合を最適化できる。よって、フロントエンド回路１Ｃおよび通信装置５Ｃの受信感度を改善できる。

なお、インピーダンス可変回路３０は、出力端子１０ｃまたは入力端子１０ａに接続されていてもよい。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１およびその変形例に係るフロントエンド回路が複合化されたフロントエンド回路について例示する。

［２．１ フロントエンド回路１Ｄおよび通信装置５Ｄの構成］
図１０は、実施の形態２に係るフロントエンド回路１Ｄおよび通信装置５Ｄの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｄは、フロントエンド回路１Ｄと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本実施の形態に係る通信装置５Ｄは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａと比較して、フロントエンド回路１Ｄの構成のみが異なる。また、本実施の形態に係るフロントエンド回路１Ｄは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、フィルタ１２および低雑音増幅器５１が付加されている点が異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｄおよび通信装置５Ｄについて、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｄは、フィルタ１０、１１および１２と、低雑音増幅器２１、２２、２３および５１と、を備える。

フィルタ１０は、入力端子１０ａと出力端子１０ｂとの間で第１通過帯域を有し、入力端子１０ａと出力端子１０ｃとの間で第２通過帯域を有する。第１通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのＢａｎｄＡ（通信バンドＡ）に対応し、第２通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ（通信バンドＢ）に対応する。

低雑音増幅器２１は、第１低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｂに接続され、出力端子１０ｂから出力された第１通過帯域の第１高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器２２は、第２低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｃに接続され、出力端子１０ｃから出力された第２通過帯域の第２高周波信号を増幅する。

フィルタ１２は、第５フィルタの一例であり、不平衡の第３入力端子および不平衡の第５出力端子を有し、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域と周波数が重ならない第５通過帯域を有する。第３入力端子は、入力端子１０ａに接続されている。第５通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＣ（通信バンドＣ）に対応する。なお、第５通過帯域は、５ＧＮＲの通信バンドＣであってもよい。

低雑音増幅器５１は、第７低雑音増幅器の一例であり、第５出力端子に接続され、フィルタ１２から出力された第５通過帯域の高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５１は、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

本変形例に係るフロントエンド回路１Ｄおよび通信装置５Ｄの上記構成によれば、５ＧＮＲのＢａｎｄＡの高周波信号および４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢの高周波信号を高品質で同時に伝送できるとともに、これらと４ＧＬＴＥのＢａｎｄＣの高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。

［２．２ 変形例１に係るフロントエンド回路１Ｅおよび通信装置５Ｅの構成］
図１１は、実施の形態２の変形例１に係るフロントエンド回路１Ｅおよび通信装置５Ｅの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｅは、フロントエンド回路１Ｅと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ｅは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａと比較して、フロントエンド回路１Ｅの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｅは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、フィルタ４０、低雑音増幅器５１および５２が付加されている点が異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｅおよび通信装置５Ｅについて、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｅは、フィルタ１０、１１および４０と、低雑音増幅器２１、２２、２３、５１および５２と、を備える。

フィルタ１０は、入力端子１０ａと出力端子１０ｂとの間で第１通過帯域を有し、入力端子１０ａと出力端子１０ｃとの間で第２通過帯域を有する。第１通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのＢａｎｄＡ（通信バンドＡ）に対応し、第２通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ（通信バンドＢ）に対応する。

フィルタ４０は、第６フィルタの一例であり、入力端子４０ａ（第４入力端子）、出力端子４０ｂ（第６出力端子）および出力端子４０ｃ（第７出力端子）を有する。フィルタ４０は、入力端子４０ａに入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を出力端子４０ｂから出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を出力端子４０ｃから出力する。なお、出力端子４０ｂから出力される一対の高周波平衡信号の一方は不平衡の第３高周波信号として低雑音増幅器５１に入力される。また、出力端子４０ｃから出力される一対の高周波平衡信号の他方は不平衡の第４高周波信号として低雑音増幅器５２に入力される。第３高周波信号と第４高周波信号とは、逆相の関係となっている。

フィルタ４０は、入力端子４０ａと出力端子４０ｂとの間で第８通過帯域を有し、入力端子１０ａと出力端子１０ｃとの間で第９通過帯域を有する。第８通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのＢａｎｄＣ（通信バンドＣ）に対応し、第９通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＤ（通信バンドＤ）に対応する。つまり、第３高周波信号は、主としてＢａｎｄＣ（第８通過帯域）の周波数成分を有する信号であり、第４高周波信号は、主としてＢａｎｄＤ（第９通過帯域）の周波数成分を有する信号である。フィルタ４０は、例えば、ＳＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＢＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、弾性波共振子を含むＬＣ共振回路、および誘電体フィルタのいずれかであってもよく、さらには、これらには限定されない。フィルタ４０がＳＡＷを用いた弾性波フィルタである場合には、縦結合型の弾性表面波フィルタを適用することにより、非平衡入力および平衡出力を実現できる。

入力端子４０ａは、入力端子１０ａに接続されている。

低雑音増幅器２１は、第１低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｂに接続され、出力端子１０ｂから出力された第１通過帯域の第１高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器２２は、第２低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｃに接続され、出力端子１０ｃから出力された第２通過帯域の第２高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５１は、第８低雑音増幅器の一例であり、出力端子４０ｂに接続され、出力端子４０ｂから出力された第８通過帯域の第３高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５２は、第９低雑音増幅器の一例であり、出力端子４０ｃに接続され、出力端子４０ｃから出力された第９通過帯域の第４高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５１および５２は、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

フィルタ４０の第８通過帯域および第９通過帯域は、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域と周波数が重なっていない。

また、フィルタ１１の通過帯域は、第１通過帯域、第２通過帯域、第８通過帯域および第９通過帯域を包含している。

本変形例に係るフロントエンド回路１Ｅおよび通信装置５Ｅの上記構成によれば、フィルタ１０を通過する第１高周波信号と第２高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。また、フィルタ４０を通過する第３高周波信号と第４高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。

また、上記構成により、（１）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）および通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＥＮ−ＤＣ、（２）通信バンドＣ（５ＧＮＲ）および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＥＮ−ＤＣ、（３）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）、通信バンドＣ（５ＧＮＲ）、通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）、および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の４バンドによるＥＮ−ＤＣを実現できる。よって、ＥＮ−ＤＣを実行する上で、通信バンドの選択肢を広げることが可能となる。

なお、上記（１）の場合、低雑音増幅器５１および５２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（１）の場合に、ＥＮ−ＤＣを実行する通信バンドＡおよび通信バンドＢへの影響を抑制できる。また、上記（２）の場合、低雑音増幅器２１および２２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（２）の場合に、ＥＮ−ＤＣを実行する通信バンドＣおよび通信バンドＤへの影響を抑制できる。

［２．３ 変形例２に係るフロントエンド回路１Ｆおよび通信装置５Ｆの構成］
図１２は、実施の形態２の変形例２に係るフロントエンド回路１Ｆおよび通信装置５Ｆの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｆは、フロントエンド回路１Ｆと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ｆは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａと比較して、フロントエンド回路１Ｆの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｆは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、フィルタ４１および４２、低雑音増幅器５１および５２が付加されている点が異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｆおよび通信装置５Ｆについて、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｆは、フィルタ１０、１１、４１および４２と、低雑音増幅器２１、２２、２３、５１および５２と、を備える。

フィルタ１０は、入力端子１０ａと出力端子１０ｂとの間で第１通過帯域を有し、入力端子１０ａと出力端子１０ｃとの間で第２通過帯域を有する。第１通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのＢａｎｄＡ（通信バンドＡ）に対応し、第２通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＢ（通信バンドＢ）に対応する。

フィルタ４１は、第７フィルタの一例であり、不平衡の第５入力端子および不平衡の第８出力端子を有し、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域と周波数が重ならない第６通過帯域を有するフィルタである。フィルタ４２は、第８フィルタの一例であり、不平衡の上記第５入力端子および不平衡の第９出力端子を有し、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域ならびに第６通過帯域と周波数が重ならない第７通過帯域を有するフィルタである。フィルタ４１および４２は、ダイプレクサを構成している。第６通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＣ（通信バンドＣ）に対応し、第７通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＤ（通信バンドＤ）に対応する。

上記フィルタ４１および４２の共通入力端子（第５入力端子）は、入力端子１０ａに接続されている。

低雑音増幅器２１は、第１低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｂに接続され、出力端子１０ｂから出力された第１通過帯域の第１高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器２２は、第２低雑音増幅器の一例であり、出力端子１０ｃに接続され、出力端子１０ｃから出力された第２通過帯域の第２高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５１は、第１０低雑音増幅器の一例であり、第８出力端子に接続され、第８出力端子から出力された第６通過帯域の第５高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５２は、第１１低雑音増幅器の一例であり、第９出力端子に接続され、第９出力端子から出力された第７通過帯域の第６高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５１および５２は、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

フィルタ４１の第６通過帯域およびフィルタ４２の第７通過帯域は、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域と周波数が重なっていない。

また、フィルタ１１の通過帯域は、第１通過帯域、第２通過帯域、第６通過帯域および第７通過帯域を包含している。

本変形例に係るフロントエンド回路１Ｆおよび通信装置５Ｆの上記構成によれば、フィルタ１０を通過する第１高周波信号と第２高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。また、フィルタ４１を通過する第５高周波信号とフィルタ４２を通過する第６高周波信号とを、同時に伝送（ＣＡ）することが可能となる。

また、上記構成により、（１）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）および通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＥＮ−ＤＣ、（２）通信バンドＣ（４ＧＬＴＥ）および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＣＡ、（３）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）、通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）、通信バンドＣ（４ＧＬＴＥ）、および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の４バンドによるＥＮ−ＤＣかつＣＡを実現できる。よって、同時使用する通信バンドの選択肢を広げることが可能となる。

なお、上記（１）の場合、低雑音増幅器５１および５２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（１）の場合に、ＣＡ用の伝送回路が接続された状態であっても、ＥＮ−ＤＣを実行する通信バンドＡおよび通信バンドＢへの影響を抑制できる。また、上記（２）の場合、低雑音増幅器２１および２２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（２）の場合に、ＥＮ−ＤＣ用の伝送回路が接続された状態であっても、ＣＡを実行する通信バンドＣおよび通信バンドＤへの影響を抑制できる。

なお、入力端子１０ａに接続されるフィルタは、フィルタ４１および４２の２つではなく、互いに通過帯域が重ならない３つ以上のフィルタが接続されていてもよい。つまり、４ＧにおけるＣＡを実行する通信バンドは、ＢａｎｄＣおよびＢａｎｄＤの２つに限られず、４ＧＬＴＥの３以上の通信バンドのＣＡが実行可能な構成であってもよい。

［２．４ 変形例３に係るフロントエンド回路１Ｇおよび通信装置５Ｇの構成］
図１３は、実施の形態２の変形例３に係るフロントエンド回路１Ｇおよび通信装置５Ｇの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｇは、フロントエンド回路１Ｇと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ｇは、実施の形態１の変形例１に係る通信装置５Ａと比較して、フロントエンド回路１Ｇの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｇは、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａと比較して、フロントエンド回路１Ａが２系統配置された構成を有する点が異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｇおよび通信装置５Ｇについて、実施の形態１の変形例１に係るフロントエンド回路１Ａおよび通信装置５Ａと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｇは、フィルタ１０および４０と、低雑音増幅器２１、２２、２４、２５、５１および５２と、ダイプレクサ６０と、アンテナ端子１００と、を備える。

アンテナ端子１００は、アンテナ２に接続される。

ダイプレクサ６０は、フィルタ６１および６２で構成されている。フィルタ６１は、第２フィルタの一例であり、第３通過帯域を有するフィルタである。第３通過帯域は、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域を包含する帯域である。フィルタ６２は、第３フィルタの一例であり、第３通過帯域と重ならない第４通過帯域を有するフィルタである。第４通過帯域は、フィルタ４０の第８通過帯域および第９通過帯域を包含する帯域である。フィルタ６１の入力端とフィルタ６２の入力端とは、アンテナ端子１００に接続されている。なお、ダイプレクサ６０は、互いに通過帯域が重ならない３以上のフィルタで構成されたトリプレクサまたはマルチプレクサであってもよい。

つまり、フロントエンド回路１Ｇは、実施の形態１の変形例１に係る２つのフロントエンド回路１Ａが、ダイプレクサ６０に接続された構成となっている。この構成によれば、フィルタ１０を通過する第１高周波信号および第２高周波信号を同時に伝送するとともに、フィルタ１０を通過する高周波信号と周波数が異なる高周波信号であってフィルタ６２を通過する高周波信号も同時に伝送することが可能となる。

低雑音増幅器２４は、第３低雑音増幅器の一例であり、フィルタ６１から出力された第３通過帯域の高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２４の出力端はフィルタ１０の入力端子１０ａに接続されており、低雑音増幅器２４の入力端はフィルタ６１の出力端に接続されている。

フィルタ４０は、第４フィルタの一例であり、入力端子４０ａ（第２入力端子）、出力端子４０ｂ（第３出力端子）および出力端子４０ｃ（第４出力端子）を有する。フィルタ４０は、入力端子４０ａに入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を出力端子４０ｂから出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を出力端子４０ｃから出力する。なお、出力端子４０ｂから出力される一対の高周波平衡信号の一方は不平衡の第３高周波信号として低雑音増幅器５１に入力される。また、出力端子４０ｃから出力される一対の高周波平衡信号の他方は不平衡の第４高周波信号として低雑音増幅器５２に入力される。第３高周波信号と第４高周波信号とは、逆相の関係となっている。

フィルタ４０は、入力端子４０ａと出力端子４０ｂとの間で第８通過帯域を有し、入力端子４０ａと出力端子４０ｃとの間で第９通過帯域を有する。第８通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのＢａｎｄＣ（通信バンドＣ）に対応し、第９通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄＤ（通信バンドＤ）に対応する。つまり、第３高周波信号は、主としてＢａｎｄＣ（第８通過帯域）の周波数成分を有する信号であり、第４高周波信号は、主としてＢａｎｄＤ（第９通過帯域）の周波数成分を有する信号である。フィルタ４０は、例えば、ＳＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＢＡＷを用いた弾性波フィルタ、ＬＣ共振フィルタ、弾性波共振子を含むＬＣ共振回路、および誘電体フィルタのいずれかであってもよく、さらには、これらには限定されない。フィルタ４０がＳＡＷを用いた弾性波フィルタである場合には、縦結合型の弾性表面波フィルタを適用することにより、非平衡入力および平衡出力を実現できる。

低雑音増幅器５１は、第５低雑音増幅器の一例であり、出力端子４０ｂに接続され、出力端子４０ｂから出力された第８通過帯域の第３高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５２は、第６低雑音増幅器の一例であり、出力端子４０ｃに接続され、出力端子４０ｃから出力された第９通過帯域の第４高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器２５は、第４低雑音増幅器の一例であり、フィルタ６２から出力された第４通過帯域の高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２５の出力端はフィルタ４０の入力端子４０ａに接続されており、低雑音増幅器２５の入力端はフィルタ６２の出力端に接続されている。

低雑音増幅器２５、５１および５２は、例えば、Ｓｉ系のＣＭＯＳ、または、ＧａＡｓを材料とする電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）などで構成されている。

ここで、フィルタ６２の第４通過帯域は、フィルタ６１の第３通過帯域と周波数が重なっていない。

本実施の形態に係るフロントエンド回路１Ｇおよび通信装置５Ｇの上記構成によれば、フィルタ１０を通過する第１高周波信号と第２高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。また、フィルタ４０を通過する第３高周波信号と第４高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。

また、上記構成により、（１）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）および通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＥＮ−ＤＣ、（２）通信バンドＣ（５ＧＮＲ）および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＥＮ−ＤＣ、（３）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）、通信バンドＣ（５ＧＮＲ）、通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）、および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の４バンドによるＥＮ−ＤＣを実現できる。よって、ＥＮ−ＤＣを実行する上で、通信バンドの選択肢を広げることが可能となる。

なお、上記（１）の場合、低雑音増幅器５１および５２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（１）の場合に、ＥＮ−ＤＣを実行する通信バンドＡおよび通信バンドＢへの影響を抑制できる。また、上記（２）の場合、低雑音増幅器２１および２２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（２）の場合に、ＥＮ−ＤＣを実行する通信バンドＣおよび通信バンドＤへの影響を抑制できる。

［２．５ 変形例４に係るフロントエンド回路１Ｈおよび通信装置５Ｈの構成］
図１４は、実施の形態２の変形例４に係るフロントエンド回路１Ｈおよび通信装置５Ｈの回路構成図である。同図に示すように、通信装置５Ｈは、フロントエンド回路１Ｈと、アンテナ２と、ＲＦＩＣ３と、ＢＢＩＣ４と、を備える。本変形例に係る通信装置５Ｈは、実施の形態２の変形例３に係る通信装置５Ｇと比較して、フロントエンド回路１Ｈの構成のみが異なる。また、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｈは、実施の形態２の変形例３に係るフロントエンド回路１Ｇと比較して、フィルタ４０に替えてフィルタ４１および４２が配置されている点が構成として異なる。以下では、本変形例に係るフロントエンド回路１Ｈおよび通信装置５Ｈについて、実施の形態２の変形例３に係るフロントエンド回路１Ｇおよび通信装置５Ｇと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。

フロントエンド回路１Ｈは、フィルタ１０、４１および４２と、低雑音増幅器２１、２２、２４、２６、５１および５２と、ダイプレクサ７０と、アンテナ端子１００と、を備える。

アンテナ端子１００は、アンテナ２に接続される。

ダイプレクサ７０は、フィルタ７１および７２で構成されている。フィルタ７１は、第２フィルタの一例であり、第３通過帯域を有するフィルタである。第３通過帯域は、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域を包含する帯域である。フィルタ７２は、第３フィルタの一例であり、第３通過帯域と重ならない第４通過帯域を有するフィルタである。第４通過帯域は、フィルタ４１の通過帯域およびフィルタ４２の通過帯域を包含する帯域である。フィルタ７１の入力端とフィルタ７２の入力端とは、アンテナ端子１００に接続されている。なお、ダイプレクサ７０は、互いに通過帯域が重ならない３以上のフィルタで構成されたトリプレクサまたはマルチプレクサであってもよい。

フィルタ４１は、不平衡の入力端子および不平衡の出力端子を有し、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域と周波数が重ならない第６通過帯域を有するフィルタである。フィルタ４２は、不平衡の入力端子および不平衡の出力端子を有し、フィルタ１０の第１通過帯域、第２通過帯域およびフィルタ４１の第６通過帯域と周波数が重ならない第７通過帯域を有するフィルタである。フィルタ４１および４２は、ダイプレクサを構成している。

フィルタ４１の入力端子およびフィルタ４２の入力端子は、フィルタ１０の入力端子１０ａと接続されている。つまり、フィルタ４１および４２の共通入力端子（第５入力端子）は、フィルタ１０の入力端子１０ａに接続されている。

第１通過帯域は、例えば、５ＧＮＲのｎ２８に対応し、第２通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ２０に対応している。また、第６通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ７（受信帯域：２６２０−２６９０ＭＨｚ）に対応し、第７通過帯域は、例えば、４ＧＬＴＥのＢａｎｄ３（受信帯域：１８０５−１８８０ＭＨｚ）に対応している。

低雑音増幅器５１は、第１０低雑音増幅器の一例であり、フィルタ４１の出力端子に接続され、当該出力端子から出力された第６通過帯域の第５高周波信号を増幅する。

低雑音増幅器５２は、第１１低雑音増幅器の一例であり、フィルタ４２の出力端子に接続され、当該出力端子から出力された第７通過帯域の第６高周波信号を増幅する。

フィルタ４１の第６通過帯域およびフィルタ４２の第７通過帯域は、フィルタ１０の第１通過帯域および第２通過帯域と周波数が重なっていない。

低雑音増幅器２４は、第３低雑音増幅器の一例であり、フィルタ７１から出力された第３通過帯域の高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２４の出力端はフィルタ１０の入力端子１０ａに接続されており、低雑音増幅器２４の入力端はフィルタ７１の出力端に接続されている。

低雑音増幅器２６は、第４低雑音増幅器の一例であり、フィルタ７２から出力された第４通過帯域の高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２６の出力端はフィルタ４１および４２の入力端子に接続されており、低雑音増幅器２６の入力端はフィルタ７２の出力端に接続されている。

また、フィルタ１１の通過帯域は、第１通過帯域、第２通過帯域、第６通過帯域および第７通過帯域を包含している。

本変形例に係るフロントエンド回路１Ｈおよび通信装置５Ｈの上記構成によれば、フィルタ１０を通過する第１高周波信号と第２高周波信号とを、相互干渉を抑制しつつ同時に伝送することが可能となる。また、フィルタ４１を通過する第５高周波信号とフィルタ４２を通過する第６高周波信号とを、同時に伝送（ＣＡ）することが可能となる。

また、上記構成により、（１）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）および通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＥＮ−ＤＣ、（２）通信バンドＣ（４ＧＬＴＥ）および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の２バンドによるＣＡ、（３）通信バンドＡ（５ＧＮＲ）、通信バンドＢ（４ＧＬＴＥ）、通信バンドＣ（４ＧＬＴＥ）、および通信バンドＤ（４ＧＬＴＥ）の４バンドによるＥＮ−ＤＣかつＣＡを実現できる。よって、同時使用する通信バンドの選択肢を広げることが可能となる。なお、上記（２）の場合、低雑音増幅器２１および２２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（２）の場合に、ＥＮ−ＤＣ用の伝送回路が接続された状態であっても、ＣＡを実行する通信バンドＣおよび通信バンドＤへの影響を抑制できる。

なお、上記（１）の場合、低雑音増幅器５１および５２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（１）の場合に、ＣＡ用の伝送回路が接続された状態であっても、ＥＮ−ＤＣを実行する通信バンドＡおよび通信バンドＢへの影響を抑制できる。また、上記（２）の場合、低雑音増幅器２１および２２の電源をオフにしてもよい。これにより、上記（２）の場合に、ＥＮ−ＤＣ用の伝送回路が接続された状態であっても、ＣＡを実行する通信バンドＣおよび通信バンドＤへの影響を抑制できる。

（その他の実施の形態）
以上、本発明に係るフロントエンド回路および通信装置について、実施の形態および変形例を挙げて説明したが、本発明のフロントエンド回路および通信装置は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、上記実施の形態および変形例のフロントエンド回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

なお、上記実施の形態および変形例に係るフロントエンド回路および通信装置は、上述したように、３ＧＰＰなどの通信システムに適用され、典型的には、実施例にて示した４ＧＬＴＥの高周波信号と５ＧＮＲの高周波信号とを同時伝送するシステムに適用される。例えば、４ＧＬＴＥ／５ＧＮＲの組み合わせとして、（１）Ｂａｎｄ４１／ｎ４１、（２）Ｂａｎｄ５／ｎ５、（３）Ｂａｎｄ７１／ｎ７１、（４）Ｂａｎｄ３／ｎ３、などが挙げられる。

また、例えば、上記実施の形態および変形例に係るフロントエンド回路および通信装置において、図面に開示された各回路素子および信号経路を接続する経路の間に別の高周波回路素子および配線などが挿入されていてもよい。

また、上記実施の形態および変形例に係るフロントエンド回路および通信装置は、アンテナ２で受信した高周波信号を伝送する受信系回路となっているが、本発明に係るフロントエンド回路および通信装置は、ＲＦＩＣ３で生成された高周波信号を伝送してアンテナ２から送信する送信系回路にも適用される。この場合には、例えば、図１に示されたフロントエンド回路１および通信装置５において、低雑音増幅器２１および２２の替わりに、電力増幅器が配置される。

また、本発明に係る制御部は、集積回路であるＩＣ、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。また、集積回路化の手法は、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。

本発明は、異なる２以上の通信システムの高周波信号を同時伝送するフロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ、１Ｆ、１Ｇ、１Ｈ、５００Ａ フロントエンド回路
２ アンテナ
３ ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
４ ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
５、５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ、５Ｅ、５Ｆ、５Ｇ、５Ｈ 通信装置
１０、１１、１２、４０、４１、４２、６１、６２、７１、７２、５０１、５０２ フィルタ
１０ａ、４０ａ 入力端子
１０ｂ、１０ｃ、４０ｂ、４０ｃ 出力端子
１６Ａ、１６Ｂ、３２、５００ スイッチ
２０ｂ、２０ｃ 端子
２１、２２、２２Ａ、２２Ｂ、２３、２４、２５、２６、５１、５２ 低雑音増幅器
３０ インピーダンス可変回路
３１ インピーダンス素子
６０、７０ ダイプレクサ
１００ アンテナ端子
１１０、１２０、１２０Ａ、１２０Ｂ、１３０、１４０、１５０ 受信出力端子
５００ａ 共通端子
５００ｂ、５００ｃ 選択端子
５１０、５２０ 受信端子

Claims (12)

1. 第１入力端子、第１出力端子および第２出力端子を有し、前記第１入力端子に入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を前記第１出力端子から出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を前記第２出力端子から出力する第１フィルタと、
   前記第１出力端子に接続された第１低雑音増幅器と、
   前記第２出力端子に接続された第２低雑音増幅器と、を備える、
   フロントエンド回路。
2. 前記第１フィルタは、前記第１入力端子と前記第１出力端子との間で第１通過帯域を有し、前記第１入力端子と前記第２出力端子との間で第２通過帯域を有し、
   前記フロントエンド回路は、さらに、
   第３低雑音増幅器と、
   前記第１通過帯域および前記第２通過帯域を包含する第３通過帯域を有する第２フィルタと、を備え、
   前記第３低雑音増幅器の出力端は、前記第１入力端子に接続されており、
   前記第３低雑音増幅器の入力端は、前記第２フィルタの出力端に接続されている、
   請求項１に記載のフロントエンド回路。
3. さらに、
   アンテナに接続されるアンテナ端子と、
   前記第３通過帯域と重ならない第４通過帯域を有する第３フィルタと、を備え、
   前記第２フィルタの入力端と前記第３フィルタの入力端とは、前記アンテナ端子に接続されている、
   請求項２に記載のフロントエンド回路。
4. さらに、
   第４低雑音増幅器と、
   第２入力端子、第３出力端子および第４出力端子を有し、前記第２入力端子に入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を前記第３出力端子から出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を前記第４出力端子から出力する第４フィルタと、
   前記第３出力端子に接続された第５低雑音増幅器と、
   前記第４出力端子に接続された第６低雑音増幅器と、を備え、
   前記第４フィルタの通過帯域は、前記第１フィルタの通過帯域と周波数が重ならず、
   前記第４低雑音増幅器の出力端は、前記第２入力端子に接続されており、
   前記第４低雑音増幅器の入力端は、前記第３フィルタの出力端に接続されている、
   請求項３に記載のフロントエンド回路。
5. 前記フロントエンド回路は、異なる通信システムが同時に利用される通信方式に対応し、
   前記第１フィルタは、前記第１入力端子と前記第１出力端子との間で第１通過帯域を有し、前記第１入力端子と前記第２出力端子との間で第２通過帯域を有し、
   前記第１通過帯域と前記第２通過帯域とは、周波数が少なくとも一部重なる、
   請求項１〜４のいずれか１項に記載のフロントエンド回路。
6. 前記第１通過帯域と前記第２通過帯域とは、周波数が同じである、
   請求項５に記載のフロントエンド回路。
7. 前記フロントエンド回路は、単一の通信システムが利用される通信方式に対応し、
   前記第１フィルタは、前記第１入力端子と前記第１出力端子との間で第１通過帯域を有し、前記第１入力端子と前記第２出力端子との間で第２通過帯域を有し、
   前記第１通過帯域と前記第２通過帯域とは、周波数が重ならない、
   請求項１〜４のいずれか１項に記載のフロントエンド回路。
8. さらに、
   前記第１フィルタに接続されたインピーダンス可変回路を備え、
   前記インピーダンス可変回路は、
   インピーダンス素子と、
   前記インピーダンス素子に接続されたスイッチと、を有し、
   前記スイッチは、前記フロントエンド回路を伝送する高周波信号の周波数帯域に応じて導通および非導通を切り換える、
   請求項１〜７のいずれか１項に記載のフロントエンド回路。
9. さらに、
   不平衡の第３入力端子および不平衡の第５出力端子を有し、第１フィルタの通過帯域と周波数が重ならない第５通過帯域を有する第５フィルタと、
   前記第５出力端子に接続された第７低雑音増幅器と、を備え、
   前記第３入力端子は、前記第１入力端子に接続されている、
   請求項１〜８のいずれか１項に記載のフロントエンド回路。
10. さらに、
    第４入力端子、第６出力端子および第７出力端子を有し、前記第４入力端子に入力された高周波不平衡信号を一対の高周波平衡信号に変換して、当該一対の高周波平衡信号の一方を前記第６出力端子から出力し、当該一対の高周波平衡信号の他方を前記第７出力端子から出力する第６フィルタと、
    前記第６出力端子に接続された第８低雑音増幅器と、
    前記第７出力端子に接続された第９低雑音増幅器と、を備え、
    前記第６フィルタの通過帯域は、前記第１フィルタの通過帯域と周波数が重ならず、
    前記第４入力端子は、前記第１入力端子に接続されている、
    請求項１〜８のいずれか１項に記載のフロントエンド回路。
11. さらに、
    不平衡の第５入力端子および不平衡の第８出力端子を有し、第１フィルタの通過帯域と周波数が重ならない第６通過帯域を有する第７フィルタと、
    前記第５入力端子および不平衡の第９出力端子を有し、第１フィルタの通過帯域および前記第６通過帯域と周波数が重ならない第７通過帯域を有する第８フィルタと、
    前記第８出力端子に接続された第１０低雑音増幅器と、
    前記第９出力端子に接続された第１１低雑音増幅器と、を備え、
    前記第５入力端子は、前記第１入力端子に接続されている、
    請求項１〜８のいずれか１項に記載のフロントエンド回路。
12. アンテナで送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    前記アンテナと前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１〜１１のいずれか１項に記載のフロントエンド回路と、を備える、
    通信装置。

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