CN111756403B - 前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种前端电路以及通信装置。前端电路(1)具备：滤波器(10)，其将输入到输入端子(10a)的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从输出端子(10b)输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从输出端子(10c)输出；低噪声放大器(21)，其与输出端子(10b)连接；以及低噪声放大器(22)，其与输出端子(10c)连接。

Description

前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及一种前端电路以及具备该前端电路的通信装置。
背景技术
对于支持多频段化和多模式化的前端电路，要求该前端电路以低损耗同时传输多个高频信号。
专利文献1中公开了具有以下结构的接收模块：通带不同的多个滤波器经由多工器(开关)来与天线连接。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2016/0127015号说明书
发明内容
发明要解决的问题
然而，在专利文献1所记载的接收模块(前端电路)中，在同时传输多个通信频段的高频信号时，针对每个用于传输1个通信频段的高频信号的路径配置了滤波器。因此，需要与要传输的通信频段的数量相应的数量的滤波器，随着通信频段的增加，接收模块(前端电路)会大型化。
因此，本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种能够同时传输多个高频信号的、小型的前端电路以及通信装置。
用于解决问题的方案
本发明的一个方式所涉及的前端电路具备：第一滤波器，其具有第一输入端子、第一输出端子以及第二输出端子，所述第一滤波器将输入到所述第一输入端子的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从所述第一输出端子输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从所述第二输出端子输出；第一低噪声放大器，其与所述第一输出端子连接；以及第二低噪声放大器，其与所述第二输出端子连接。
发明的效果
根据本发明，能够提供能够同时传输多个高频信号的、小型的前端电路以及通信装置。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图2是实施方式1的变形例1所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图3A是示出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路的电路结构、带通特性以及反射特性的图。
图3B是示出比较例所涉及的前端电路的电路结构、带通特性以及反射特性的图。
图4A是说明实施方式1的变形例1所涉及的通信装置的噪声减少的图。
图4B是说明比较例所涉及的通信装置的噪声产生的图。
图5是示出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路和通信装置的通信频段的第二应用例的电路结构图。
图6是示出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路和通信装置的通信频段的第三应用例的电路结构图。
图7是实施方式1的变形例2所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图8是实施方式1的变形例3所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图9是示出实施方式1的变形例3所涉及的前端电路中的开关的导通时和非导通时的带通特性和反射特性的图。
图10是实施方式2所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图11是实施方式2的变形例1所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图12是实施方式2的变形例2所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图13是实施方式2的变形例3所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图14是实施方式2的变形例4所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
图15是实施方式1的变形例4所涉及的前端电路和通信装置的电路结构图。
具体实施方式
下面，使用附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示总括性或具体性的例子。下面的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。将下面的实施方式的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素作为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比未必是严格的。
(实施方式1)
[1.1前端电路1和通信装置5的结构]
图1是实施方式1所涉及的前端电路1和通信装置5的电路结构图。如该图所示，通信装置5具备前端电路1、天线2、RF信号处理电路(RFIC)3以及基带信号处理电路(BBIC)4。
RFIC 3是对利用天线2发送接收的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地说，RFIC 3对经由前端电路1的接收信号路径输入的高频接收信号通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到BBIC 4。另外，RFIC 3也可以还对从BBIC 4输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的高频发送信号输出到发送信号路径。
另外，RFIC 3也可以具有控制部，该控制部根据在通信装置5中传输的高频信号的频率、前端电路1的接收灵敏度、以及天线2的天线灵敏度中的至少1个，来控制前端电路1所具有的放大器的增益和开关(在图1中未图示)的切换。此外，控制部也可以设置于RFIC 3的外部，例如也可以设置于前端电路1或BBIC 4。
BBIC 4是使用与在前端电路1中传输的高频信号相比频率低的中间频带来进行信号处理的电路。由BBIC 4处理后的信号例如被用作图像信号以显示图像，或者被用作声音信号以借助扬声器进行通话。
天线2与前端电路1的天线端子100连接，该天线2接收来自外部的高频信号后向前端电路1输出，另外，辐射从RFIC 3输出的高频信号。
此外，在本实施方式所涉及的通信装置5中，天线2和BBIC 4不是必需的结构要素。
前端电路1具备滤波器10和低噪声放大器21及22。利用天线2接收到的高频信号经由天线端子100被输入到前端电路1，在前端电路1中传输后的高频信号从接收输出端子110及120被输出到RFIC 3。
滤波器10是第一滤波器的一例，具有输入端子10a(第一输入端子)、输出端子10b(第一输出端子)以及输出端子10c(第二输出端子)。滤波器10将输入到输入端子10a的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从输出端子10b输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从输出端子10c输出。此外，一对高频平衡信号中的从输出端子10b输出的一方作为不平衡的第一高频信号被输入到低噪声放大器21。另外，一对高频平衡信号中的从输出端子10c输出的另一方作为不平衡的第二高频信号被输入到低噪声放大器22。由此，第一高频信号与第二高频信号为反相的关系。
滤波器10在输入端子10a与输出端子10b之间具有第一通带，在输入端子10a与输出端子10c之间具有第二通带。第一通带例如与BandA(通信频段A)对应，第二通带例如与BandB(通信频段B)对应。也就是说，第一高频信号是主要具有BandA(第一通带)的频率分量的信号，第二高频信号是主要具有BandB(第二通带)的频率分量的信号。
此外，滤波器10例如可以是使用SAW(Surface Acoustic Wave：声表面波)的弹性波滤波器、使用BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)的弹性波滤波器、LC谐振滤波器、包括弹性波谐振器的LC谐振电路、以及介质滤波器中的任一种，而且不限定于它们。在滤波器10是使用SAW的弹性波滤波器的情况下，通过应用纵向耦合型的声表面波滤波器，能够实现非平衡输入和平衡输出。
低噪声放大器21是第一低噪声放大器的一例，与输出端子10b连接，对从输出端子10b输出的第一通带的第一高频信号进行放大。
低噪声放大器22是第二低噪声放大器的一例，与输出端子10c连接，对从输出端子10c输出的第二通带的第二高频信号进行放大。
低噪声放大器21及22例如由以Si系的CMOS(Complementary Metal OxideSemiconductor：互补金属氧化物半导体)或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
根据本实施方式所涉及的前端电路1和通信装置5的上述结构，能够通过兼具频带选择功能和非平衡-平衡变换功能的1个滤波器10来同时传输通信频段A的第一高频信号和通信频段B的第二高频信号。因此，能够提供能够同时传输多个高频信号的、小型的前端电路1和通信装置5。另外，由滤波器10减少了第一通带和第二通带以外的不需要的信号后的高频信号被输入到低噪声放大器21及22，因此能够减少从低噪声放大器21及22输出的放大信号的失真。
另外，通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号分别被平衡分配，因此与输入到滤波器10的高频信号相比功率下降。对此，前端电路1具备低噪声放大器21及22，由此能够以低噪声来放大通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号。因此，能够避免通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号的功率衰减地同时传输这些高频信号。
此外，也可以例如根据通信频段A及B的频率、通信装置5的接收灵敏度以及天线2的天线灵敏度中的至少1个来动态地改变低噪声放大器21及22的增益以及滤波器10的通带的频率中的至少1个。据此，能够改善前端电路1和通信装置5的接收灵敏度。
也就是说，低噪声放大器21及22也可以是增益可变的可变放大器，滤波器10也可以是通带可变的可变滤波器。
[1.2变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A的结构]
图2是实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A的电路结构图。如该图所示，通信装置5A具备前端电路1A、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5A与实施方式1所涉及的通信装置5相比，仅前端电路1A的结构不同。另外，与实施方式1所涉及的前端电路1相比，就结构而言，本变形例所涉及的前端电路1A在以下方面不同：附加了滤波器11和低噪声放大器23。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1A和通信装置5A，省略与实施方式1所涉及的前端电路1和通信装置5相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1A具备滤波器10及11和低噪声放大器21、22及23。
滤波器11是第二滤波器的一例，是具有第三通带的滤波器。第三通带是包含滤波器10的第一通带和第二通带的频带。此外，滤波器11例如可以是使用SAW的弹性波滤波器、使用BAW的弹性波滤波器、LC谐振滤波器、包括弹性波谐振器的LC谐振电路、以及介质滤波器中的任一种，而且不限定于它们。
低噪声放大器23是第三低噪声放大器的一例，对从滤波器11输出的第三通带的高频信号进行放大。此外，低噪声放大器23例如由以Si系的CMOS或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
低噪声放大器23的输出端与滤波器10的输入端子10a连接，低噪声放大器23的输入端与滤波器11的输出端连接。另外，滤波器11的输入端与天线端子100连接。
前端电路1及1A、通信装置5及5A例如能够支持同时利用不同的通信系统的通信方式。不同的通信系统例如是指第四代通信系统(4G)和第五代通信系统(5G)。
作为近年来正在引入的通信架构的NSA-NR(Non-Stand Alone-NewRadio：非独立新空口))是指：在4GLTE(Long Term Evolution：长期演进)的通信区之中构建5GNR(NewRadio：新空口)的通信区，由4GLTE侧的控制信道来进行5GNR和4GLTE这两方的通信控制。此外，该NSA例如是由作为网络架构的技术报告的TR38.801规定的。
因此，在NSA-NR中，需要以4GLTE为主、以5GNR为辅地将4GLTE用的传输电路和5GNR用的传输电路同时连接于通信线路(EN-DC：LTE-NR Dual Connectivity：LTE-NR双连接)。
为了实现这一点，在本变形例所涉及的前端电路1A和通信装置5A中，在1个天线2上连接4GLTE用的传输电路和5GNR用的传输电路。4GLTE用的传输电路例如是由输出端子10c、低噪声放大器22以及接收输出端子120构成的电路，5GNR用的传输电路例如是由输出端子10b、低噪声放大器21以及接收输出端子110构成的电路。作为前端电路1A和通信装置5A中的通信频段的第一应用例，作为BandB(第二通带)，例如应用4GLTE的Band5(接收带：869MHz-894MHz)，作为BandA(第一通带)，例如应用5GNR的n5(接收带：869MHz-894MHz)。RFIC 3从通过滤波器10的第一高频信号提取5G的数据，从通过滤波器10的第二高频信号提取4G的数据。
此外，本发明所涉及的前端电路和通信装置用于应对以下情况：如4GLTE的Band5和5GNR的n5所例示的那样的、至少有一部分重叠的通信频段的组合是由作为技术规格(Technical Specification)的TS 38.101-3规定的。
图3A是示出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A的电路结构、带通特性以及反射特性的图。在图3A的(a)中示出了实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A所具有的滤波器10及11的通带的频率关系。另外，在图3A的(b)中示出了提取出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A中的滤波器10、11和低噪声放大器23的电路(下面，记载为平衡输出电路)图。另外，在图3A的(c)中示出了滤波器10及11的带通特性。另外，在图3A的(d)中示出了滤波器10的反射(阻抗)特性。
另外，图3B是示出比较例所涉及的前端电路500A的电路结构、带通特性以及反射特性的图。此外，与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，就结构而言，比较例所涉及的前端电路500A仅在以下方面不同：配置了开关500、滤波器501及502来代替滤波器10。滤波器501是具有第一通带的非平衡输入-非平衡输出型的滤波器。滤波器502是具有第二通带的非平衡输入-非平衡输出型的滤波器。开关500具有公共端子500a、选择端子500b及500c，公共端子500a与低噪声放大器23的输出端连接，选择端子500b与滤波器501的输入端连接，选择端子500c与滤波器502的输入端连接。
在图3B的(a)中示出了比较例所涉及的前端电路500A所具有的滤波器501及502的通带的频率关系。另外，在图3B的(b)中示出了提取出比较例所涉及的前端电路500A中的开关500、滤波器501及502的电路(下面，记载为切换电路)图。另外，在图3B的(c)中示出了滤波器501及502的带通特性。另外，在图3B的(d)中示出了图3B的(b)所示的切换电路的反射(阻抗)特性。
如图3A的(a)所示，在本变形例所涉及的前端电路1A中，滤波器10的第一通带和第二通带相同。另外，如图3B的(a)所示，在比较例所涉及的前端电路500A中，滤波器501的第一通带和滤波器502的第二通带相同。另外，如图3B的(b)所示，在比较例所涉及的前端电路500A中，为了实现5GNR和4GLTE的EN-DC，在开关500中将公共端子500a与选择端子500b连接、且将公共端子500a与选择端子500c连接。
在比较例所涉及的前端电路500A中，如图3B的(c)所示，滤波器501及502的带通特性良好。另外，虽未进行图示，但是滤波器501的第一通带中的插入损耗和滤波器502的第二通带中的插入损耗均比滤波器11的第一通带(和第二通带)中的插入损耗大大致3dB。也就是说，向公共端子500a输入的高频信号大致被等分配为从接收端子510输出的第一高频信号和从接收端子520输出的第二高频信号。然而，反映出开关500的隔离特性的是，如图3B的(d)所示，接收端子510处的第一通带的阻抗的偏差变大(卷的集中度变低)，另外，接收端子520处的第二通带的阻抗的偏差变大(卷的集中度变低)。因此，滤波器501及502与后级的低噪声放大器21及22之间的阻抗不匹配变大。因此，无法以高质量同时传输通过滤波器501的第一高频信号和通过滤波器502的第二高频信号。此外，“卷的集中度”是指史密斯圆图上的阻抗的轨迹的集中度。
与此相对，在本变形例所涉及的前端电路1A中，如图3A的(c)所示，滤波器10的输入端子10a-输出端子10b之间的第一通带中的带通特性与输入端子10a-输出端子10c之间的第二通带中的带通特性大致相同，均为低损耗。此外，在该图中示出了滤波器11的带通特性，而滤波器10的第一通带中的插入损耗和滤波器10的第二通带中的插入损耗均比滤波器11的第一通带(和第二通带)中的插入损耗大大致3dB。也就是说，向输入端子10a输入的高频信号大致被等分配为从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号。在此，在滤波器10中，如图3A的(d)所示，输出端子10b处的第一通带的阻抗的偏差小(卷的集中度高)，另外，输出端子10c处的第二通带的阻抗的偏差小(卷的集中度高)。因此，例如，能够使滤波器10的输出端子10b处的输出阻抗与低噪声放大器21的输入阻抗高精度地处于复共轭的关系。另外，例如，能够使滤波器10的输出端子10c处的输出阻抗与低噪声放大器22的输入阻抗高精度地处于复共轭的关系。由此，滤波器10与后级的低噪声放大器21及22之间的阻抗匹配良好。因此，能够以高质量同时传输从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号。
图4A是说明实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A的噪声减少的图。另外，图4B是说明比较例所涉及的通信装置的噪声产生的图。此外，在此设为，如图4A所示，输入端子10a-输出端子10c之间的电路是4GLTE用的传输电路，作为BandB(第二通带)，例如应用Band41(发送接收带：2496MHz-2690MHz)。另外设为，输入端子10a-输出端子10b之间的电路是5GNR用的传输电路，作为BandA(第一通带)，例如应用n41(发送接收带：2496MHz-2690MHz)。另外设为，如图4B所示，由选择端子500c和滤波器502构成的电路是4GLTE用的传输电路，作为BandB(第二通带)，例如应用Band41。另外设为，由选择端子500b和滤波器501构成的电路是5GNR用的传输电路，作为BandA(第一通带)，例如应用n41。
首先，如图4B所示，在比较例所涉及的通信装置的情况下，从前端电路500A的接收端子510输出的第一高频信号包含4GLTE的Band41的第一信道(2500MHz-2520MHz)的信号分量和5GNR的n41的第二信道(2520MHz-2540MHz)的信号分量。由此，从前端电路500A的接收端子520输出的第二高频信号也包含4GLTE的Band41的第一信道的信号分量和5GNR的n41的第二信道的信号分量。
此时，如图4B的右侧所示，在RFIC 3中，从自接收端子510输出的、被低噪声放大器21放大后的第一高频信号中提取5GNR的n41的第二信道所包含的5G的数据。具体地说，将第一高频信号以及具有与5GNR的n41的第二信道的频率接近的频率的第一局部振荡(local)信号(2520MHz-2540MHz)输入到第一混合器。由此，第一高频信号中包含的5G的数据作为频率比第一高频信号的频率低的第一中频信号被提取出来。
另外，在RFIC 3中，从自接收端子520输出的、被低噪声放大器22放大后的第二高频信号中提取4GLTE的Band41的第一信道所包含的4G的数据。具体地说，将第二高频信号以及具有与4GLTE的Band41的第一信道的频率接近的频率的第二局部振荡(local)信号(2500MHz-2520MHz)输入到第二混合器。由此，第二高频信号中包含的4G的数据作为频率比第二高频信号的频率低的第二中频信号被提取出来。
在此，在比较例所涉及的通信装置中，从低噪声放大器21输出的第一高频信号与从低噪声放大器22输出的第二高频信号处于同相的关系。因此，第一局部振荡信号与第二局部振荡信号为同相的关系。因此，第二局部振荡信号被泄漏输入到第一混合器，从第一高频信号生成与4GLTE的Band41的第一信道的信号分量对应的不需要的中频信号(LTE噪声)。另外，第一局部振荡信号被泄漏输入到第二混合器，从第二高频信号生成与5GNR的n41的第二信道的信号分量对应的不需要的中频信号(NR噪声)。也就是说，无法以高质量同时接收第一高频信号所包含的5GNR的数据和第二高频信号所包含的4GLTE的数据。
与此相对，在实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A中，从低噪声放大器21输出的第一高频信号与从低噪声放大器22输出的第二高频信号处于反相的关系。因此，第一局部振荡信号与第二局部振荡信号为反相的关系。因此，即使第二局部振荡信号被泄漏输入到第一混合器，也与第一局部振荡信号为反相，因此能够抑制从第一高频信号生成与4GLTE的Band41的第一信道的信号分量对应的不需要的中频信号(LTE噪声)。另外，即使第一局部振荡信号被泄漏输入到第二混合器，也与第二局部振荡信号为反相，因此能够抑制从第二高频信号生成与5GNR的n41的第二信道的信号分量对应的不需要的中频信号(NR噪声)。也就是说，能够以高质量同时接收第一高频信号所包含的5GNR的数据和第二高频信号所包含的4GLTE的数据。
另外，在本变形例所涉及的前端电路1A和通信装置5A中，在滤波器10的前级配置有低噪声放大器23。在配置于滤波器10的后级的低噪声放大器21及22中，对通过滤波器10后S/N比已下降的高频信号进行放大，因此在维持已下降的S/N比的同时放大高频信号。与此相对，在配置于滤波器10的前级的低噪声放大器23中，在滤波器10的前级对S/N比未下降的高频信号进行放大，因此能够抑制从前端电路1A向RFIC 3输出的高频信号的S/N比的下降。
另外，在将低噪声放大器23配置于滤波器10的前级时，期望的是配置滤波器11。由此，能够抑制第三通带以外的不需要的高频分量所引起的从低噪声放大器23输出的放大信号的失真。
另外，也可以根据通信频段A及B的频率、前端电路1A的接收灵敏度以及天线2的天线灵敏度中的至少1个来动态地改变低噪声放大器23的增益和滤波器11的通带的频率中的至少一方。据此，能够改善前端电路1A和通信装置5A的接收灵敏度。
也就是说，低噪声放大器23也可以是增益可变的可变放大器，滤波器11也可以是通带可变的可变滤波器。
[1.3前端电路1A和通信装置5A的通信频段的第二应用例]
图5是示出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A的通信频段的第二应用例的电路结构图。作为前端电路1A和通信装置5A中的通信频段的第二应用例，作为BandB(第二通带)，例如应用4GLTE的Band20(接收带：791MHz-821MHz)，作为BandA(第一通带)，例如应用5GNR的n28(接收带：758MHz-803MHz)。RFIC 3从通过滤波器10的第一高频信号提取5G的数据，从通过滤波器10的第二高频信号提取4G的数据。
在上述第二应用例中，滤波器10的第一通带的频率与第二通带的频率至少有一部分重叠(791MHz-803MHz)、且有一部分不重叠(758MHz-791MHz、803MHz-821MHz)。
在滤波器10中，能够使输入端子10a与输出端子10b之间的第一带通特性以及输入端子10a与输出端子10c之间的第二带通特性不同。例如，在滤波器10是使用SAW的纵向耦合型的滤波器的情况下，能够通过对在弹性波传播方向上并排配置的多个IDT(InterDigital Transducer：叉指换能器)电极的电极参数进行优化，来使第一带通特性与第二带通特性不同、且使第一带通特性和第二带通特性均为低损耗。
在上述第二应用例中也同样地，能够使滤波器10的输出端子10b处的第一通带的阻抗的偏差和输出端子10c处的第二通带的阻抗的偏差小(卷的集中度高)，因此滤波器10与后级的低噪声放大器21及22之间的阻抗匹配良好。因此，能够以高质量同时传输从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号。
[1.4前端电路1A和通信装置5A的通信频段的第三应用例]
图6是示出实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A的通信频段的第三应用例的电路结构图。作为前端电路1A和通信装置5A中的通信频段的第三应用例，作为BandB(第二通带)，例如应用4GLTE的Band18(接收带：860MHz-875MHz)，作为BandA(第一通带)，例如应用4GLTE的Band28(接收带：758MHz-803MHz)。RFIC 3从通过滤波器10的第一高频信号提取4G的数据，从通过滤波器10的第二高频信号也提取4G的数据。
在上述第三应用例中，前端电路1A和通信装置5A支持利用单一通信系统(4G)的通信方式，同时接收LTE的Band28的高频信号和LTE的Band18的高频信号(CA：载波聚合)。在此，第一通带的频率与第二通带的频率不重叠。
在上述第三应用例中也同样地，能够使滤波器10的输出端子10b处的第一通带的阻抗的偏差和输出端子10c处的第二通带的阻抗的偏差小(卷的集中度高)，因此滤波器10与后级的低噪声放大器21及22之间的阻抗匹配良好。因此，能够以高质量执行从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号的CA。
[1.5变形例2所涉及的前端电路1B和通信装置5B的结构]
图7是实施方式1的变形例2所涉及的前端电路1B和通信装置5B的电路结构图。如该图所示，通信装置5B具备前端电路1B、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5B与实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A相比，仅前端电路1B的结构不同。另外，本变形例所涉及的前端电路1B与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，在输出端子10c的后级配置有开关和2个低噪声放大器这方面不同，并且各滤波器的通带的频率关系不同。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1B和通信装置5B，省略与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1B具备滤波器10及11、低噪声放大器21、22A、22B及23、以及开关16A及16B。
滤波器10是第一滤波器的一例，是具有第一通带和第二通带的滤波器。第一通带的频率与第二通带的频率至少有一部分重叠。第一通带例如与5GNR的BandA(通信频段A)对应，第二通带例如是包含4GLTE的BandB1(通信频段B1)和4GLTE的BandB2(通信频段B2)的频带。滤波器10的输出端子10b与低噪声放大器21的输入端连接，滤波器10的输出端子10c与开关16A的一端及开关16B的一端连接。
低噪声放大器22A是第二低噪声放大器的一例，对从输出端子10c输出的BandB1的高频信号进行放大。低噪声放大器22B是第二低噪声放大器的一例，对从输出端子10c输出的BandB2的高频信号进行放大。此外，低噪声放大器22A及22B例如由以Si系的CMOS或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
低噪声放大器22A的输入端与开关16A的另一端连接，低噪声放大器22A的输出端与接收输出端子120A连接。另外，低噪声放大器22B的输入端与开关16B的另一端连接，低噪声放大器22B的输出端与接收输出端子120B连接。
滤波器10的第一通带(BandA)的频率与滤波器10的第二通带(BandB1+B2)的频率有一部分重叠，更详细地说，滤波器10的第一通带(BandA)的频率与4GLTE的BandB1的频率有一部分重叠。另外，4GLTE的BandB1的频率与4GLTE的BandB2的频率有一部分重叠。
在此，开关16A与16B不同时成为导通状态。也就是说，4GLTE的BandB1的高频信号与4GLTE的BandB2的高频信号不被同时传输。
根据上述结构，在开关16A为导通状态的情况下，5GNR的BandA的高频信号与4GLTE的BandB1的高频信号被同时传输。另外，在开关16B为导通状态的情况下，5GNR的BandA的高频信号与4GLTE的BandB2的高频信号被同时传输。
根据本变形例所涉及的前端电路1B和通信装置5B的上述结构，在滤波器10的第一通带和第二通带至少有一部分重叠的情况下，能够以高质量同时传输从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号。另外，能够选择与5GNR的BandA的高频信号同时传输的4GLTE的通信频段。
[1.6变形例3所涉及的前端电路1C和通信装置5C的结构]
图8是实施方式1的变形例3所涉及的前端电路1C和通信装置5C的电路结构图。如该图所示，通信装置5C具备前端电路1C、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5C与实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A相比，仅前端电路1C的结构不同。另外，本变形例所涉及的前端电路1C与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，在以下方面不同：附加了阻抗可变电路30。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1C和通信装置5C，省略与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1C具备滤波器10及11、低噪声放大器21、22及23、以及阻抗可变电路30。
阻抗可变电路30与滤波器10的输出端子10b连接。阻抗可变电路30具有阻抗元件31以及与阻抗元件31连接的开关32。阻抗元件31例如是电感器和电容器中的至少1个。
开关32例如与(1)在前端电路1C中传输的高频信号的频率(通信频段)的变更、(2)前端电路1C的接收灵敏度的变化、(3)天线2的天线灵敏度的变化等对应地在导通与非导通之间切换。
端子20b是将输出端子10b与低噪声放大器21的输入端连结的路径上的节点，端子20c是将输出端子10c与低噪声放大器22的输入端连结的路径上的节点。
图9是示出实施方式1的变形例3所涉及的前端电路1C中的开关32的导通时和非导通时的带通特性和反射特性的图。在该图的(a)中示出了开关32非导通的情况下的、滤波器10的带通特性(输入端子10a-端子20b的带通特性和输入端子10a-端子20c的带通特性)。另外，在该图的(b)中示出了开关32非导通的情况下的、滤波器10的反射特性(从端子20b及20c观察滤波器10时的阻抗特性)。另外，在该图的(c)中示出了开关32导通的情况下的、滤波器10的带通特性(输入端子10a-端子20b的带通特性和输入端子10a-端子20c的带通特性)。另外，在该图的(d)中示出了开关32导通的情况下的、滤波器10的反射特性(从端子20b及20c观察滤波器10时的阻抗特性)。
在同时传输从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号这两方的情况下，如图9的(a)所示，通过使开关32为非导通状态，能够使滤波器10的输入端子10a-端子20b的带通特性和输入端子10a-端子20c的带通特性这两方良好(低损耗)。另外，如图9的(b)所示，从端子20b和端子20c观察到的滤波器10的阻抗的偏差小(卷的集中度高)。因此，滤波器10与后级的低噪声放大器21及22之间的阻抗匹配良好。因此，能够以高质量同时传输从输出端子10b输出的第一高频信号和从输出端子10c输出的第二高频信号。
另外，在不传输从输出端子10b输出的第一高频信号、仅传输从输出端子10c输出的第二高频信号的情况下，如图9的(c)所示，通过使开关32为导通状态，能够使滤波器10的输入端子10a-端子20b的带通特性劣化(衰减大)，使输入端子10a-端子20c的带通特性良好(低损耗)。另外，如图9的(d)所示，从端子20b和端子20c观察到的滤波器10的阻抗的偏差小(卷的集中度高)。另外，使从端子20b观察到的滤波器10的阻抗向史密斯圆图的短路侧移位。因此，滤波器10与后级的低噪声放大器22之间的阻抗匹配良好。因此，能够以高质量传输从输出端子10c输出的第二高频信号。
据此，能够根据要传输的高频信号的选择来优化与滤波器10及低噪声放大器21及22之间的阻抗匹配。因此，能够改善前端电路1C和通信装置5C的接收灵敏度。
此外，阻抗可变电路30也可以与输出端子10c或输入端子10a连接。
(实施方式2)
在本实施方式中，例示将实施方式1及其变形例所涉及的前端电路复合化所得到的前端电路。
[2.1前端电路1D和通信装置5D的结构]
图10是实施方式2所涉及的前端电路1D和通信装置5D的电路结构图。如该图所示，通信装置5D具备前端电路1D、天线2、RFIC 3以及BBIC 4。本实施方式所涉及的通信装置5D与实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A相比，仅前端电路1D的结构不同。另外，本实施方式所涉及的前端电路1D与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，在以下方面不同：附加了滤波器12和低噪声放大器51。下面，关于本实施方式所涉及的前端电路1D和通信装置5D，省略与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1D具备滤波器10、11及12、以及低噪声放大器21、22、23及51。
滤波器10在输入端子10a与输出端子10b之间具有第一通带，在输入端子10a与输出端子10c之间具有第二通带。第一通带例如与5GNR的BandA(通信频段A)对应，第二通带例如与4GLTE的BandB(通信频段B)对应。
低噪声放大器21是第一低噪声放大器的一例，与输出端子10b连接，对从输出端子10b输出的第一通带的第一高频信号进行放大。
低噪声放大器22是第二低噪声放大器的一例，与输出端子10c连接，对从输出端子10c输出的第二通带的第二高频信号进行放大。
滤波器12是第五滤波器的一例，具有不平衡的第三输入端子和不平衡的第五输出端子，并具有第五通带，该第五通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率不重叠。第三输入端子与输入端子10a连接。第五通带例如与4GLTE的BandC(通信频段C)对应。此外，第五通带也可以是5GNR的通信频段C。
低噪声放大器51是第七低噪声放大器的一例，与第五输出端子连接，对从滤波器12输出的第五通带的高频信号进行放大。
低噪声放大器51例如由以Si系的CMOS或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
根据本实施方式所涉及的前端电路1D和通信装置5D的上述结构，能够以高质量同时传输5GNR的BandA的高频信号和4GLTE的BandB的高频信号，并且能够抑制它们与4GLTE的BandC的高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。
[2.2变形例1所涉及的前端电路1E和通信装置5E的结构]
图11是实施方式2的变形例1所涉及的前端电路1E和通信装置5E的电路结构图。如该图所示，通信装置5E具备前端电路1E、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5E与实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A相比，仅前端电路1E的结构不同。另外，本变形例所涉及的前端电路1E与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，在以下方面不同：附加了滤波器40、低噪声放大器51及52。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1E和通信装置5E，省略与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1E具备滤波器10、11及40、以及低噪声放大器21、22、23、51及52。
滤波器10在输入端子10a与输出端子10b之间具有第一通带，在输入端子10a与输出端子10c之间具有第二通带。第一通带例如与5GNR的BandA(通信频段A)对应，第二通带例如与4GLTE的BandB(通信频段B)对应。
滤波器40是第六滤波器的一例，具有输入端子40a(第四输入端子)、输出端子40b(第六输出端子)以及输出端子40c(第七输出端子)。滤波器40将输入到输入端子40a的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从输出端子40b输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从输出端子40c输出。此外，一对高频平衡信号中的从输出端子40b输出的一方作为不平衡的第三高频信号被输入到低噪声放大器51。另外，一对高频平衡信号中的从输出端子40c输出的另一方作为不平衡的第四高频信号被输入到低噪声放大器52。第三高频信号与第四高频信号为反相的关系。
滤波器40在输入端子40a与输出端子40b之间具有第八通带，在输入端子40a与输出端子40c之间具有第九通带。第八通带例如与5GNR的BandC(通信频段C)对应，第九通带例如与4GLTE的BandD(通信频段D)对应。也就是说，第三高频信号是主要具有BandC(第八通带)的频率分量的信号，第四高频信号是主要具有BandD(第九通带)的频率分量的信号。滤波器40例如可以是使用SAW的弹性波滤波器、使用BAW的弹性波滤波器、LC谐振滤波器、包括弹性波谐振器的LC谐振电路、以及介质滤波器中的任一种，而且不限定于它们。在滤波器40是使用SAW的弹性波滤波器的情况下，通过应用纵向耦合型的声表面波滤波器，能够实现非平衡输入和平衡输出。
输入端子40a与输入端子10a连接。
低噪声放大器21是第一低噪声放大器的一例，与输出端子10b连接，对从输出端子10b输出的第一通带的第一高频信号进行放大。
低噪声放大器22是第二低噪声放大器的一例，与输出端子10c连接，对从输出端子10c输出的第二通带的第二高频信号进行放大。
低噪声放大器51是第八低噪声放大器的一例，与输出端子40b连接，对从输出端子40b输出的第八通带的第三高频信号进行放大。
低噪声放大器52是第九低噪声放大器的一例，与输出端子40c连接，对从输出端子40c输出的第九通带的第四高频信号进行放大。
低噪声放大器51及52例如由以Si系的CMOS或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
滤波器40的第八通带及第九通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率不重叠。
另外，滤波器11的通带包含第一通带、第二通带、第八通带以及第九通带。
根据本变形例所涉及的前端电路1E和通信装置5E的上述结构，能够抑制通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。另外，能够抑制通过滤波器40的第三高频信号和第四高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。
另外，通过上述结构，能够实现(1)基于通信频段A(5GNR)和通信频段B(4GLTE)这2个频段的EN-DC、(2)基于通信频段C(5GNR)和通信频段D(4GLTE)这2个频段的EN-DC、(3)基于通信频段A(5GNR)、通信频段C(5GNR)、通信频段B(4GLTE)以及通信频段D(4GLTE)这4个频段的EN-DC。因此，能够在执行EN-DC的基础上扩展通信频段的选项。
此外，在上述(1)的情况下，也可以使低噪声放大器51及52的电源关闭。由此，在上述(1)的情况下，能够抑制对执行EN-DC的通信频段A和通信频段B的影响。另外，在上述(2)的情况下，也可以使低噪声放大器21及22的电源关闭。由此，在上述(2)的情况下，能够抑制对执行EN-DC的通信频段C和通信频段D的影响。
[2.3变形例2所涉及的前端电路1F和通信装置5F的结构]
图12是实施方式2的变形例2所涉及的前端电路1F和通信装置5F的电路结构图。如该图所示，通信装置5F具备前端电路1F、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5F与实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A相比，仅前端电路1F的结构不同。另外，本变形例所涉及的前端电路1F与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，在以下方面不同：附加了滤波器41及42、低噪声放大器51及52。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1F和通信装置5F，省略与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1F具备滤波器10、11、41及42、以及低噪声放大器21、22、23、51及52。
滤波器10在输入端子10a与输出端子10b之间具有第一通带，在输入端子10a与输出端子10c之间具有第二通带。第一通带例如与5GNR的BandA(通信频段A)对应，第二通带例如与4GLTE的BandB(通信频段B)对应。
滤波器41是第七滤波器的一例，是具有不平衡的第五输入端子和不平衡的第八输出端子并具有第六通带的滤波器，该第六通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率不重叠。滤波器42是第八滤波器的一例，是具有不平衡的上述第五输入端子和不平衡的第九输出端子并具有第七通带的滤波器，该第七通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率以及第六通带的频率不重叠。滤波器41及42构成同向双工器(diplexer)。第六通带例如与4GLTE的BandC(通信频段C)对应，第七通带例如与4GLTE的BandD(通信频段D)对应。
上述滤波器41及42的公共输入端子(第五输入端子)与输入端子10a连接。
低噪声放大器21是第一低噪声放大器的一例，与输出端子10b连接，对从输出端子10b输出的第一通带的第一高频信号进行放大。
低噪声放大器22是第二低噪声放大器的一例，与输出端子10c连接，对从输出端子10c输出的第二通带的第二高频信号进行放大。
低噪声放大器51是第十低噪声放大器的一例，与第八输出端子连接，对从第八输出端子输出的第六通带的第五高频信号进行放大。
低噪声放大器52是第十一低噪声放大器的一例，与第九输出端子连接，对从第九输出端子输出的第七通带的第六高频信号进行放大。
低噪声放大器51及52例如由以Si系的CMOS或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
滤波器41的第六通带及滤波器42的第七通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率不重叠。
另外，滤波器11的通带包含第一通带、第二通带、第六通带以及第七通带。
根据本变形例所涉及的前端电路1F和通信装置5F的上述结构，能够抑制通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。另外，能够同时传输通过滤波器41的第五高频信号和通过滤波器42的第六高频信号(CA)。
另外，通过上述结构，能够实现(1)基于通信频段A(5GNR)和通信频段B(4GLTE)这2个频段的EN-DC、(2)基于通信频段C(4GLTE)和通信频段D(4GLTE)这2个频段的CA、(3)基于通信频段A(5GNR)、通信频段B(4GLTE)、通信频段C(4GLTE)以及通信频段D(4GLTE)这4个频段的EN-DC且CA。因此，能够扩展同时使用的通信频段的选项。
此外，在上述(1)的情况下，也可以使低噪声放大器51及52的电源关闭。由此，在上述(1)的情况下，即使处于连接了CA用的传输电路的状态，也能够抑制对执行EN-DC的通信频段A和通信频段B的影响。另外，在上述(2)的情况下，也可以使低噪声放大器21及22的电源关闭。由此，在上述(2)的情况下，即使处于连接了EN-DC用的传输电路的状态，也能够抑制对执行CA的通信频段C和通信频段D的影响。
此外，关于与输入端子10a连接的滤波器，也可以不是滤波器41及42这2个，而是连接通带互不重叠的3个以上的滤波器。也就是说，执行4G下的CA的通信频段不限于BandC和BandD这2个，也可以是能够执行4GLTE的3个以上的通信频段的CA的结构。
[2.4变形例3所涉及的前端电路1G和通信装置5G的结构]
图13是实施方式2的变形例3所涉及的前端电路1G和通信装置5G的电路结构图。如该图所示，通信装置5G具备前端电路1G、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5G与实施方式1的变形例1所涉及的通信装置5A相比，仅前端电路1G的结构不同。另外，本变形例所涉及的前端电路1G与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A相比，在以下方面不同：具有配置了2个系统的前端电路1A的结构。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1G和通信装置5G，省略与实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A和通信装置5A相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1G具备滤波器10及40、低噪声放大器21、22、24、25、51及52、同向双工器60、以及天线端子100。
天线端子100与天线2连接。
同向双工器60由滤波器61及62构成。滤波器61是第二滤波器的一例，是具有第三通带的滤波器。第三通带是包含滤波器10的第一通带和第二通带的频带。滤波器62是第三滤波器的一例，是具有不与第三通带重叠的第四通带的滤波器。第四通带是包含滤波器40的第八通带和第九通带的频带。滤波器61的输入端和滤波器62的输入端连接于天线端子100。此外，同向双工器60也可以是由通带互不重叠的3个以上的滤波器构成的三工器或多工器。
也就是说，前端电路1G为以下结构：2个实施方式1的变形例1所涉及的前端电路1A与同向双工器60连接。根据该结构，能够同时传输通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号，并且还同时传输作为频率与通过滤波器10的高频信号的频率不同的高频信号的、通过滤波器62的高频信号。
低噪声放大器24是第三低噪声放大器的一例，对从滤波器61输出的第三通带的高频信号进行放大。低噪声放大器24的输出端与滤波器10的输入端子10a连接，低噪声放大器24的输入端与滤波器61的输出端连接。
滤波器40是第四滤波器的一例，具有输入端子40a(第二输入端子)、输出端子40b(第三输出端子)以及输出端子40c(第四输出端子)。滤波器40将输入到输入端子40a的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从输出端子40b输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从输出端子40c输出。此外，一对高频平衡信号中的从输出端子40b输出的一方作为不平衡的第三高频信号被输入到低噪声放大器51。另外，一对高频平衡信号中的从输出端子40c输出的另一方作为不平衡的第四高频信号被输入到低噪声放大器52。第三高频信号与第四高频信号为反相的关系。
滤波器40在输入端子40a与输出端子40b之间具有第八通带，在输入端子40a与输出端子40c之间具有第九通带。第八通带例如与5GNR的BandC(通信频段C)对应，第九通带例如与4GLTE的BandD(通信频段D)对应。也就是说，第三高频信号是主要具有BandC(第八通带)的频率分量的信号，第四高频信号是主要具有BandD(第九通带)的频率分量的信号。滤波器40例如可以是使用SAW的弹性波滤波器、使用BAW的弹性波滤波器、LC谐振滤波器、包括弹性波谐振器的LC谐振电路、以及介质滤波器中的任一种，而且不限定于它们。在滤波器40是使用SAW的弹性波滤波器的情况下，通过应用纵向耦合型的声表面波滤波器，能够实现非平衡输入和平衡输出。
低噪声放大器51是第五低噪声放大器的一例，与输出端子40b连接，对从输出端子40b输出的第八通带的第三高频信号进行放大。
低噪声放大器52是第六低噪声放大器的一例，与输出端子40c连接，对从输出端子40c输出的第九通带的第四高频信号进行放大。
低噪声放大器25是第四低噪声放大器的一例，对从滤波器62输出的第四通带的高频信号进行放大。低噪声放大器25的输出端与滤波器40的输入端子40a连接，低噪声放大器25的输入端与滤波器62的输出端连接。
低噪声放大器25、51及52例如由以Si系的CMOS或GaAs为材料的场效应晶体管(FET)、异质结双极型晶体管(HBT)等构成。
在此，滤波器62的第四通带的频率与滤波器61的第三通带的频率不重叠。
根据本变形例所涉及的前端电路1G和通信装置5G的上述结构，能够抑制通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。另外，能够抑制通过滤波器40的第三高频信号和第四高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。
另外，通过上述结构，能够实现(1)基于通信频段A(5GNR)和通信频段B(4GLTE)这2个频段的EN-DC、(2)基于通信频段C(5GNR)和通信频段D(4GLTE)这2个频段的EN-DC、(3)基于通信频段A(5GNR)、通信频段C(5GNR)、通信频段B(4GLTE)以及通信频段D(4GLTE)这4个频段的EN-DC。因此，能够在执行EN-DC的基础上扩展通信频段的选项。
此外，在上述(1)的情况下，也可以使低噪声放大器51及52的电源关闭。由此，在上述(1)的情况下，能够抑制对执行EN-DC的通信频段A和通信频段B的影响。另外，在上述(2)的情况下，也可以使低噪声放大器21及22的电源关闭。由此，在上述(2)的情况下，能够抑制对执行EN-DC的通信频段C和通信频段D的影响。
[2.5变形例4所涉及的前端电路1H和通信装置5H的结构]
图14是实施方式2的变形例4所涉及的前端电路1H和通信装置5H的电路结构图。如该图所示，通信装置5H具备前端电路1H、天线2、RFIC 3以及BBIC4。本变形例所涉及的通信装置5H与实施方式2的变形例3所涉及的通信装置5G相比，仅前端电路1H的结构不同。另外，与实施方式2的变形例3所涉及的前端电路1G相比，就结构而言，本变形例所涉及的前端电路1H在以下方面不同：配置了滤波器41及42，来代替滤波器40。下面，关于本变形例所涉及的前端电路1H和通信装置5H，省略与实施方式2的变形例3所涉及的前端电路1G和通信装置5G相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
前端电路1H具备滤波器10、41及42、低噪声放大器21、22、24、26、51及52、同向双工器70、以及天线端子100。
天线端子100与天线2连接。
同向双工器70由滤波器71及72构成。滤波器71是第二滤波器的一例，是具有第三通带的滤波器。第三通带是包含滤波器10的第一通带和第二通带的频带。滤波器72是第三滤波器的一例，是具有不与第三通带重叠的第四通带的滤波器。第四通带是包含滤波器41的通带和滤波器42的通带的频带。滤波器71的输入端和滤波器72的输入端连接于天线端子100。此外，同向双工器70也可以是由通带互不重叠的3个以上的滤波器构成的三工器或多工器。
滤波器41是具有不平衡的输入端子和不平衡的输出端子并具有第六通带的滤波器，该第六通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率不重叠。滤波器42是具有不平衡的输入端子和不平衡的输出端子并具有第七通带的滤波器，该第七通带的频率与滤波器10的第一通带、第二通带的频率以及滤波器41的第六通带的频率不重叠。滤波器41及42构成同向双工器。
滤波器41的输入端子及滤波器42的输入端子与滤波器10的输入端子10a连接。也就是说，滤波器41及42的公共输入端子(第五输入端子)与滤波器10的输入端子10a连接。
第一通带例如与5GNR的n28对应，第二通带例如与4GLTE的Band20对应。另外，第六通带例如与4GLTE的Band7(接收带：2620MHz-2690MHz)对应，第七通带例如与4GLTE的Band3(接收带：1805MHz-1880MHz)对应。
低噪声放大器51是第十低噪声放大器的一例，与滤波器41的输出端子连接，对从该输出端子输出的第六通带的第五高频信号进行放大。
低噪声放大器52是第十一低噪声放大器的一例，与滤波器42的输出端子连接，对从该输出端子输出的第七通带的第六高频信号进行放大。
滤波器41的第六通带及滤波器42的第七通带的频率与滤波器10的第一通带及第二通带的频率不重叠。
低噪声放大器24是第三低噪声放大器的一例，对从滤波器71输出的第三通带的高频信号进行放大。低噪声放大器24的输出端与滤波器10的输入端子10a连接，低噪声放大器24的输入端与滤波器71的输出端连接。
低噪声放大器26是第四低噪声放大器的一例，对从滤波器72输出的第四通带的高频信号进行放大。低噪声放大器26的输出端与滤波器41及42的输入端子连接，低噪声放大器26的输入端与滤波器72的输出端连接。
根据本变形例所涉及的前端电路1H和通信装置5H的上述结构，能够抑制通过滤波器10的第一高频信号和第二高频信号的相互干扰地同时传输这些高频信号。另外，能够同时传输通过滤波器41的第五高频信号和通过滤波器42的第六高频信号(CA)。
另外，通过上述结构，能够实现(1)基于通信频段A(5GNR)和通信频段B(4GLTE)这2个频段的EN-DC、(2)基于通信频段C(4GLTE)和通信频段D(4GLTE)这2个频段的CA、(3)基于通信频段A(5GNR)、通信频段B(4GLTE)、通信频段C(4GLTE)以及通信频段D(4GLTE)这4个频段的EN-DC且CA。因此，能够扩展同时使用的通信频段的选项。
此外，在上述(1)的情况下，也可以使低噪声放大器51及52的电源关闭。由此，在上述(1)的情况下，即使处于连接了CA用的传输电路的状态，也能够抑制对执行EN-DC的通信频段A和通信频段B的影响。另外，在上述(2)的情况下，也可以使低噪声放大器21及22的电源关闭。由此，在上述(2)的情况下，即使处于连接了EN-DC用的传输电路的状态，也能够抑制对执行CA的通信频段C和通信频段D的影响。
(其它实施方式)
以上，关于本发明所涉及的前端电路和通信装置，列举实施方式和变形例来进行了说明，但是本发明的前端电路和通信装置不限定于上述实施方式和变形例。将上述实施方式和变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式和变形例实施本领域技术人员在不脱离本发明的宗旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有上述实施方式和变形例的前端电路和通信装置的各种设备也包括在本发明中。
此外，上述实施方式和变形例所涉及的前端电路和通信装置如上所述那样应用于3GPP等通信系统，典型地说，应用于实施例中示出的同时传输4GLTE的高频信号和5GNR的高频信号的系统。例如，作为4GLTE/5GNR的组合，能够列举出(1)Band41/n41、(2)Band5/n5、(3)Band71/n71、(4)Band3/n3、等。
另外，上述实施方式和变形例所涉及的前端电路和通信装置也应用于不是3GPP的通信系统。例如，作为通过第一滤波器的BandA的信号/通过第二滤波器的BandB的组合，能够列举(1)WLAN(无线局域网)/4G-LTE的免许可频段(4G-LTE-U)/WLAN、(2)WLAN/5G-NR的免许可频段(5G-NR-U)、以及(3)许可频段/免许可频段。在上述(3)中，关于许可频段的通信系统与免许可频段的通信系统的不同，例如能够列举出发送功率的输出规定的不同。另外，在上述(1)-(3)中，作为同时发送通信系统不同的2个信号的情况下所需的通信方式，例如能够列举出载波侦听。
也就是说，上述实施方式和变形例所涉及的前端电路和通信装置也能够应用于任何通信系统和任何通信频段，例如也能够应用于毫米波带。
另外，例如，在上述实施方式和变形例所涉及的前端电路和通信装置中，也可以在附图中公开的将各电路元件连接以及将信号路径连接的路径之间插入其它的高频电路元件和布线等。
另外，上述实施方式和变形例所涉及的前端电路和通信装置为传输利用天线2接收到的高频信号的接收系电路，但是本发明所涉及的前端电路和通信装置也应用于传输在RFIC 3中生成的高频信号并将其从天线2发送的发送系电路。在该情况下，例如，在图1所示的前端电路1和通信装置5中，配置功率放大器来代替低噪声放大器21及22。
图15是实施方式1的变形例4所涉及的前端电路1J和通信装置5J的电路结构图。该图所示的前端电路1J是传输在RFIC等信号发生源中生成的高频信号并将其从天线2A及2B发送的发送系电路的一例。在前端电路1J和通信装置5J中，配置功率放大器81及82来代替低噪声放大器21及22。
也就是说，前端电路1J具备：滤波器10，其具有输入端子10a、输出端子10b及10c，该滤波器10将输入到输入端子10a的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从输出端子10b输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从输出端子10c输出；功率放大器81，其与输出端子10b连接；以及功率放大器82，其与输出端子10c连接。另外，通信装置5J具备：信号发生源3A，其对利用天线2A及2B发送的高频信号进行处理；以及前端电路1J，其在天线2A及2B与信号发生源3A之间传递高频信号。
根据前端电路1J和通信装置5J的上述结构，能够通过兼具频带选择功能和非平衡-平衡变换功能的1个滤波器10来同时传输通信频段A的第一高频信号和通信频段B的第二高频信号。因此，能够提供能够同时传输多个高频信号的、小型的前端电路1J和通信装置5J。另外，由滤波器10减少了第一通带和第二通带以外的不需要的信号后的高频信号被输入到功率放大器81及82，因此能够减少从功率放大器81及82输出的放大信号的失真。
此外，前端电路1J和通信装置5J也能够应用于7GHz以上的毫米波带的信号传输。在该情况下，期望的是，滤波器10由分布常数型的谐振线路构成。
另外，本发明所涉及的控制部也可以实现为作为集成电路的IC、LSI(Large ScaleIntegration：大规模集成电路)。另外，集成电路化的方法也可以由专用电路或通用处理器来实现。也可以利用在制造LSI之后能够进行编程的FPGA(Field Programmable GateArray：现场可编程门阵列)、能够重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。并且，如果由于半导体技术的进步或衍生的其它技术而出现了能够代替LSI的集成电路化的技术，则当然也可以使用该技术来进行功能模块的集成化。
产业上的可利用性
本发明作为同时传输不同的2个以上的通信系统的高频信号的前端电路和通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

Claims (11)

1.一种前端电路，具备：
第一滤波器，其具有第一输入端子、第一输出端子以及第二输出端子，所述第一滤波器将输入到所述第一输入端子的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从所述第一输出端子输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从所述第二输出端子输出；
第一低噪声放大器，其与所述第一输出端子连接；以及
第二低噪声放大器，其与所述第二输出端子连接，
所述第一滤波器在所述第一输入端子与所述第一输出端子之间具有第一通带，在所述第一输入端子与所述第二输出端子之间具有第二通带，
所述前端电路还具备：
第三低噪声放大器；以及
第二滤波器，其具有包含所述第一通带和所述第二通带的第三通带，
所述第三低噪声放大器的输出端与所述第一输入端子连接，
所述第三低噪声放大器的输入端与所述第二滤波器的输出端连接。
2.根据权利要求1所述的前端电路，其特征在于，还具备：
天线端子，其与天线连接；以及
第三滤波器，其具有不与所述第三通带重叠的第四通带，
所述第二滤波器的输入端和所述第三滤波器的输入端连接于所述天线端子。
3.根据权利要求2所述的前端电路，其特征在于，还具备：
第四低噪声放大器；
第四滤波器，其具有第二输入端子、第三输出端子以及第四输出端子，所述第四滤波器将输入到所述第二输入端子的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从所述第三输出端子输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从所述第四输出端子输出；
第五低噪声放大器，其与所述第三输出端子连接；以及
第六低噪声放大器，其与所述第四输出端子连接，
所述第四滤波器的通带的频率与所述第一滤波器的通带的频率不重叠，
所述第四低噪声放大器的输出端与所述第二输入端子连接，
所述第四低噪声放大器的输入端与所述第三滤波器的输出端连接。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的前端电路，其特征在于，
所述前端电路支持同时利用不同的通信系统的通信方式，
所述第一滤波器在所述第一输入端子与所述第一输出端子之间具有第一通带，在所述第一输入端子与所述第二输出端子之间具有第二通带，
所述第一通带的频率与所述第二通带的频率至少有一部分重叠。
5.根据权利要求4所述的前端电路，其特征在于，
所述第一通带的频率与所述第二通带的频率相同。
6.根据权利要求1～3中的任一项所述的前端电路，其特征在于，
所述前端电路支持利用单一通信系统的通信方式，
所述第一滤波器在所述第一输入端子与所述第一输出端子之间具有第一通带，在所述第一输入端子与所述第二输出端子之间具有第二通带，
所述第一通带的频率与所述第二通带的频率不重叠。
7.根据权利要求1～3中的任一项所述的前端电路，其特征在于，
还具备与所述第一滤波器连接的阻抗可变电路，
所述阻抗可变电路具有：
阻抗元件；以及
与所述阻抗元件连接的开关，
所述开关根据在所述前端电路中传输的高频信号的频带来在导通与非导通之间切换。
8.根据权利要求1～3中的任一项所述的前端电路，其特征在于，还具备：
第五滤波器，其具有不平衡的第三输入端子和不平衡的第五输出端子，并具有第五通带，所述第五通带的频率与所述第一滤波器的通带的频率不重叠；以及
第七低噪声放大器，其与所述第五输出端子连接，
所述第三输入端子与所述第一输入端子连接。
9.根据权利要求1～3中的任一项所述的前端电路，其特征在于，还具备：
第六滤波器，其具有第四输入端子、第六输出端子以及第七输出端子，所述第六滤波器将输入到所述第四输入端子的高频不平衡信号变换为一对高频平衡信号，将该一对高频平衡信号中的一方从所述第六输出端子输出，将该一对高频平衡信号中的另一方从所述第七输出端子输出；
第八低噪声放大器，其与所述第六输出端子连接；以及
第九低噪声放大器，其与所述第七输出端子连接，
所述第六滤波器的通带的频率与所述第一滤波器的通带的频率不重叠，
所述第四输入端子与所述第一输入端子连接。
10.根据权利要求1～3中的任一项所述的前端电路，其特征在于，还具备：
第七滤波器，其具有不平衡的第五输入端子和不平衡的第八输出端子，并具有第六通带，所述第六通带的频率与所述第一滤波器的通带的频率不重叠；
第八滤波器，其具有所述第五输入端子和不平衡的第九输出端子，并具有第七通带，所述第七通带的频率与所述第一滤波器的通带的频率以及所述第六通带的频率不重叠；
第十低噪声放大器，其与所述第八输出端子连接；以及
第十一低噪声放大器，其与所述第九输出端子连接，
所述第五输入端子与所述第一输入端子连接。
11.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，其对利用天线发送接收的高频信号进行处理；以及
根据权利要求1～10中的任一项所述的前端电路，其在所述天线与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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