JP2020085753A - 電流検出器 - Google Patents
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Abstract
【課題】電流測定範囲を増大できる実用的な技術を提供する。【解決手段】電流センサ１００は、一次導体１０４での被検出電流Ｉｐの導通により発生する磁界を収束させる磁性体コア１０２と、磁性体コア１０２に収束する磁界の強度に応じた検出信号を出力するフラックスゲートセンサ１０６と、電源＋Ｖｃｃから供給されるフィードバック電流を導通し、磁性体コア１０２で収束させた磁界とは逆方向の磁界を磁性体コア１０２に発生させる二次巻線Ｌ１と、磁性体コア１０２で収束させた磁界と二次巻線Ｌ１で発生させた磁界とが平衡する大きさにフィードバック電流を制御する制御回路１１０と、フィードバック電流を電源の最大電位差を用いて二次巻線Ｌ１に導通させる電流導通回路とを備える。【選択図】図１
Description
本発明は、サーボタイプの電流検出器に関する。
この種の電流検出器に関して従来、磁性体コアに発生する磁界をホール素子で検出し、その検出信号をデジタル増幅器で増幅してスイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、フィードバックコイルに流れる電流を制御する電流センサの先行技術が知られている。この先行技術では、直流電源（±）とフィードバックコイルを２つのスイッチング素子の間にハーフブリッジ接続し、２つのスイッチング素子をＰＷＭ制御により交互にＯＮ−ＯＦＦすることでフィードバックコイルに流す電流の極性を切り替えることができる。
上述した先行技術は、デジタル増幅器の採用によりアナログ式の増幅器よりも部品点数の削減や消費電力の削減を可能としており、また、フィードバックコイルのインダクタンスを出力フィルタとして兼用している点で優れている。
その上で、電流センサの測定性能に着目すると、電流の測定範囲は、単純に供給される電源電圧（＋電圧又は−電圧）とフィードバックループの抵抗値に依存して決まる。このため、抵抗値がハード的に固定であるとすると、フィードバック電流を流す際に使用できる電源電圧を最大化することが測定範囲の増大に直結すると考えられる。しかし、電流センサの使用環境において電源電圧は既定（所与）であることが多く、電流測定範囲の増大を単純な電圧増大によって実現しようとすることは実用的でない。
そこで本発明は、電流測定範囲を増大できる実用的な技術を提供するものである。
上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。なお、以下の説明における括弧書きはあくまで参考であり、本発明はこれに限定されない。
本発明は電流検出器を提供する。本発明の電流検出器は、いわゆるクローズドループ、サーボタイプのものであり、被検出電流の導通により発生する磁界を磁性体コアで収束させつつ、その磁界強度を検出し、磁性体コアで収束させた磁界と磁性体コアに巻いた二次巻線で発生させた逆方向の磁界とが均衡する大きさにフィードバック電流を制御することで、その時のフィードバック電流を検出抵抗で電圧変換して出力信号（電流検出値）とする。
このとき、上述のように被検出電流の測定範囲は電源の電圧とフィードバックループの抵抗値に依存するが、本発明の電流検出器は、電源電圧の最大電位差を用いて二次巻線にフィードバック電流を導通させる回路構成としている。このため、電流検出器の使用環境において電源電圧が既定（所与）のものであっても、当該電源の電圧を最大限に活用してフィードバック電流を流すことができる。これにより、既定の電源電圧の範囲内で効果的に電流測定範囲を増大することができる。
上記の先行技術等の回路構成においては、２つある直流電源（＋電源及び−電源）の中点をグランドレベルとしていることから、各スイッチング素子のＯＮ時に流すことができるフィードバック電流の電源電圧は両極の中点まででしかない。
これに対し、本発明の回路構成では、仮に同じ直流電源（±）を用いた場合は両極の中点を超え、それらの最大電位差を利用してフィードバック電流を二次巻線に流すことができる点で優位である。さらには、電源を単極（＋Ｖｃｃ）とした場合でも、０Ｖ〜＋Ｖｃｃまでの最大電圧を利用してフィードバック電流を流すことができる。これにより、使用環境において既定の電源電圧を最大限に活用し、被検出電流の測定範囲を増大することができる。
本発明によれば、電流測定範囲を増大することができる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。以下の実施形態では、電流検出器の一例としてフラックスゲートタイプ電流センサを挙げているが、本発明はこれに限られるものではなく、ホールＩＣタイプ電流センサであってもよい。
図１は、一実施形態の電流センサ１００の構成を概略的に示すブロック図である。電流センサ１００は、主要な構成として磁性体コア１０２、フラックスゲートセンサ１０６、二次巻線Ｌ１、制御回路１１０、ブリッジ回路１２０、検出抵抗Ｒｓ、出力回路１３０等を備えている。なお、図１には主要な構成要素のみを図示しており、その他の構成要素は適宜省略している。
〔磁性体コア〕
磁性体コア１０２は一例としてＣ字環形状をなしており、その一部にエアギャップ１０２ａが形成されている。磁性体コア１０２は、その内側に一次導体１０４を貫通させることで、被検出電流Ｉｐ（±）により発生する磁界を収束させる（磁気回路）。あるいは、一次導体１０４への被検出電流Ｉｐの導通により磁性体コア１０２に磁界が発生（収束）する。
磁性体コア１０２は一例としてＣ字環形状をなしており、その一部にエアギャップ１０２ａが形成されている。磁性体コア１０２は、その内側に一次導体１０４を貫通させることで、被検出電流Ｉｐ（±）により発生する磁界を収束させる（磁気回路）。あるいは、一次導体１０４への被検出電流Ｉｐの導通により磁性体コア１０２に磁界が発生（収束）する。
〔検出素子〕
フラックスゲートセンサ１０６は、磁性体コア１０２のエアギャップ１０２ａ内に配置されている。フラックスゲートセンサ１０６は、フラックスゲートコア１０６ａに巻かれたプローブコイル１０６ｃを有しており、磁性体コア１０２に発生（収束）する磁界の強度に応じた検出電流を出力する。
フラックスゲートセンサ１０６は、磁性体コア１０２のエアギャップ１０２ａ内に配置されている。フラックスゲートセンサ１０６は、フラックスゲートコア１０６ａに巻かれたプローブコイル１０６ｃを有しており、磁性体コア１０２に発生（収束）する磁界の強度に応じた検出電流を出力する。
〔二次巻線〕
二次巻線Ｌ１は、磁性体コア１０２の周方向の一部に巻かれており、この二次巻線Ｌ１はフィードバック電流（±）が導通されることで、被検出電流Ｉｐ（±）の導通により発生する磁界とは逆方向（打ち消す方向）の磁界を発生させる。なお、二次巻線Ｌ１の巻き方向及び巻き数Ｎは電流センサ１００の使用条件等に合わせて適宜に設定することができる。
二次巻線Ｌ１は、磁性体コア１０２の周方向の一部に巻かれており、この二次巻線Ｌ１はフィードバック電流（±）が導通されることで、被検出電流Ｉｐ（±）の導通により発生する磁界とは逆方向（打ち消す方向）の磁界を発生させる。なお、二次巻線Ｌ１の巻き方向及び巻き数Ｎは電流センサ１００の使用条件等に合わせて適宜に設定することができる。
〔制御回路〕
制御回路１１０は、二次巻線Ｌ１に流すフィードバック電流の大きさ及び方向（極性）を制御する。すなわち、電流センサ１００の使用時において、被検出電流Ｉｐ（±）の導通により一次導体１０４の周囲で磁界が発生し、磁性体コア１０２で収束されると、制御回路１１０はフィードバック電流を二次巻線Ｌ１に出力して逆方向の磁界を発生させ、プローブコイル１０６ｃが出力する検出信号（検出電流）が消失する大きさにフィードバック電流を制御する。プローブコイル１０６ｃの検出信号の消失は、被検出電流Ｉｐ（±）の導通で発生した磁界と二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界との平衡（均衡）を意味する。また、被検出電流Ｉｐの極性が周期的に変化する場合、これに合わせてフィードバック電流の極性も周期的に変化させる。
制御回路１１０は、二次巻線Ｌ１に流すフィードバック電流の大きさ及び方向（極性）を制御する。すなわち、電流センサ１００の使用時において、被検出電流Ｉｐ（±）の導通により一次導体１０４の周囲で磁界が発生し、磁性体コア１０２で収束されると、制御回路１１０はフィードバック電流を二次巻線Ｌ１に出力して逆方向の磁界を発生させ、プローブコイル１０６ｃが出力する検出信号（検出電流）が消失する大きさにフィードバック電流を制御する。プローブコイル１０６ｃの検出信号の消失は、被検出電流Ｉｐ（±）の導通で発生した磁界と二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界との平衡（均衡）を意味する。また、被検出電流Ｉｐの極性が周期的に変化する場合、これに合わせてフィードバック電流の極性も周期的に変化させる。
〔電流導通回路〕
ブリッジ回路１２０は、電源の最大電圧（＋Ｖｃｃ）を用いて二次巻線Ｌ１にフィードバック電流（±）を導通させる。最大電圧（＋Ｖｃｃ）は、電源からグランドレベル（０Ｖ）までの最大電位差である。ブリッジ回路１２０は、内蔵するスイッチング素子の切り替えにより、二次巻線Ｌ１に導通するフィードバック電流の方向（±）を切り替えることができる。このとき、制御回路１１０はプローブコイル１０６ｃからの検出信号に基づき、ブリッジ回路１２０に対して制御信号を出力する。制御信号は信号Ａと信号Ｂの２系統であり、これら信号Ａ，Ｂは差動信号である。
ブリッジ回路１２０は、電源の最大電圧（＋Ｖｃｃ）を用いて二次巻線Ｌ１にフィードバック電流（±）を導通させる。最大電圧（＋Ｖｃｃ）は、電源からグランドレベル（０Ｖ）までの最大電位差である。ブリッジ回路１２０は、内蔵するスイッチング素子の切り替えにより、二次巻線Ｌ１に導通するフィードバック電流の方向（±）を切り替えることができる。このとき、制御回路１１０はプローブコイル１０６ｃからの検出信号に基づき、ブリッジ回路１２０に対して制御信号を出力する。制御信号は信号Ａと信号Ｂの２系統であり、これら信号Ａ，Ｂは差動信号である。
〔検出抵抗，出力回路〕
検出抵抗Ｒｓは、フィードバック電流の導通方向に二次巻線Ｌ１と直列に接続されている。検出抵抗Ｒｓはフィードバック電流を電圧変換し、出力回路１３０がこれを信号出力処理して出力電圧Ｖｏｕｔとする。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの波形（±）は被検出電流Ｉｐ（±）の波形と一致するため、実質的に被検出電流Ｉｐ（±）の大きさと相関した値となる。
検出抵抗Ｒｓは、フィードバック電流の導通方向に二次巻線Ｌ１と直列に接続されている。検出抵抗Ｒｓはフィードバック電流を電圧変換し、出力回路１３０がこれを信号出力処理して出力電圧Ｖｏｕｔとする。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの波形（±）は被検出電流Ｉｐ（±）の波形と一致するため、実質的に被検出電流Ｉｐ（±）の大きさと相関した値となる。
〔ブリッジ回路詳細〕
図２は、ブリッジ回路１２０の構成を詳細に示した回路図である。なお、ここでは二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓを回路内に組み込んだ状態で示している。
図２は、ブリッジ回路１２０の構成を詳細に示した回路図である。なお、ここでは二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓを回路内に組み込んだ状態で示している。
ブリッジ回路１２０は、電源（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間を２系統に分岐させて接続しており、その１系統には２つのトランジスタＱ３，Ｑ２（スイッチング素子）の組が含まれ、他の１系統には残り２つのトランジスタＱ４，Ｑ１（スイッチング素子）の組が含まれている。また、１系統のトランジスタＱ３，Ｑ２の組には一方の信号Ａが共通のベース電流として入力され、他の１系統のトランジスタＱ４，Ｑ１の組には他方の信号Ｂが共通のベース電流として入力されるものとなっている。
なお、図２では単極の電源（＋Ｖｃｃ）を用いた例を示したが、両極の電源（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）を用いてもよい。この場合、図２中の括弧書きで示すように、グランド（ＧＮＤ）の位置が負電源（−Ｖｃｃ）の電位となる（これ以降も同様。）。
ブリッジ回路１２０は、２系統に分岐して配置されたトランジスタＱ３，Ｑ２の組とトランジスタＱ４，Ｑ１の組の中間点同士を二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓでブリッジ（いわゆるＨフルブリッジ）させた回路構成である。各系統とも高電位側にあるトランジスタＱ３，Ｑ４はＮＰＮ型であり、低電位側にあるトランジスタＱ１，Ｑ２はＰＮＰ型である。
〔動作例〕
図３は、ブリッジ回路１２０により二次巻線Ｌ１にフィードバック電流が導通される場合の動作例を示した図である。以下、電流センサ１００の動作例を説明する。
図３は、ブリッジ回路１２０により二次巻線Ｌ１にフィードバック電流が導通される場合の動作例を示した図である。以下、電流センサ１００の動作例を説明する。
〔ステップ１〕
例えば、図１に示す一次導体１０４に被検出電流Ｉｐ（＋）が導通すると、発生した磁界が磁性体コア１０２で収束される。
〔ステップ２〕
磁性体コア１０２に発生（収束）した磁界により、エアギャップ１０２ａ内に配置したフラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に磁束が錯交する。
〔ステップ３〕
制御回路１１０により、フラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に錯交する磁束を打ち消すための信号Ａ及び信号Ｂが出力される。このときの信号Ａ，Ｂの極性は、被検出電流Ｉｐの極性に応じて決まる。信号Ａ，Ｂは上記のように差動信号であり、一方が正信号のときは他方が負信号である。
例えば、図１に示す一次導体１０４に被検出電流Ｉｐ（＋）が導通すると、発生した磁界が磁性体コア１０２で収束される。
〔ステップ２〕
磁性体コア１０２に発生（収束）した磁界により、エアギャップ１０２ａ内に配置したフラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に磁束が錯交する。
〔ステップ３〕
制御回路１１０により、フラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に錯交する磁束を打ち消すための信号Ａ及び信号Ｂが出力される。このときの信号Ａ，Ｂの極性は、被検出電流Ｉｐの極性に応じて決まる。信号Ａ，Ｂは上記のように差動信号であり、一方が正信号のときは他方が負信号である。
〔ステップ４〕
図３中（Ａ）：この例では、信号Ｂが正（＋）で信号Ａが負（−）であるため、ブリッジ回路１２０内のＮＰＮ型トランジスタＱ４とＰＮＰ型トランジスタＱ２がＯＮになる。つまり、１系統では低電位側のトランジスタＱ２がＯＮ状態で、他の１系統では高電位側のトランジスタＱ４がＯＮ状態となっている。また、その他のトランジスタＱ３とトランジスタＱ１はＯＦＦのままである。
〔ステップ５〕
これにより、電源電圧（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間の最大電位差により、図３中（Ａ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにプラス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ６〕
このとき、流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）は制御回路１１０により制御されている。すなわち、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ４及びトランジスタＱ２に流すベース電流を制御する。この結果、プラス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（＋）として取り出される。
図３中（Ａ）：この例では、信号Ｂが正（＋）で信号Ａが負（−）であるため、ブリッジ回路１２０内のＮＰＮ型トランジスタＱ４とＰＮＰ型トランジスタＱ２がＯＮになる。つまり、１系統では低電位側のトランジスタＱ２がＯＮ状態で、他の１系統では高電位側のトランジスタＱ４がＯＮ状態となっている。また、その他のトランジスタＱ３とトランジスタＱ１はＯＦＦのままである。
〔ステップ５〕
これにより、電源電圧（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間の最大電位差により、図３中（Ａ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにプラス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ６〕
このとき、流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）は制御回路１１０により制御されている。すなわち、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ４及びトランジスタＱ２に流すベース電流を制御する。この結果、プラス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（＋）として取り出される。
〔ステップ７〕
図３中（Ｂ）：被検出電流Ｉｐの極性が反転（−）した場合は上記と逆になる。すなわち、ブリッジ回路１２０には信号Ｂとして負信号（−）が入力され、信号Ａとして正信号（＋）が入力される。この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ３とＰＮＰ型トランジスタＱ１がＯＮになり、今度はトランジスタＱ４とトランジスタＱ２がＯＦＦのままとなる。つまり、１系統では高電位側のトランジスタＱ３がＯＮ状態で、他の１系統では低電位側のトランジスタＱ１がＯＮ状態となっている。
〔ステップ８〕
これにより、またも電源電圧（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間の最大電位差により、図３中（Ｂ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにマイナス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ９〕
そして、ここでも流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）は制御回路１１０により制御されており、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ３及びトランジスタＱ１に流すベース電流を制御する。この結果、マイナス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（−）として取り出される。
図３中（Ｂ）：被検出電流Ｉｐの極性が反転（−）した場合は上記と逆になる。すなわち、ブリッジ回路１２０には信号Ｂとして負信号（−）が入力され、信号Ａとして正信号（＋）が入力される。この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ３とＰＮＰ型トランジスタＱ１がＯＮになり、今度はトランジスタＱ４とトランジスタＱ２がＯＦＦのままとなる。つまり、１系統では高電位側のトランジスタＱ３がＯＮ状態で、他の１系統では低電位側のトランジスタＱ１がＯＮ状態となっている。
〔ステップ８〕
これにより、またも電源電圧（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間の最大電位差により、図３中（Ｂ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにマイナス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ９〕
そして、ここでも流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）は制御回路１１０により制御されており、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ３及びトランジスタＱ１に流すベース電流を制御する。この結果、マイナス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（−）として取り出される。
次に、本実施形態の電流センサ１００を比較例との対比をもって説明する。
図４は、比較例となるハーフブリッジ回路５２０の回路構成を示す図である。比較例のハーフブリッジ回路５２０は、電源（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間を１系統のトランジスタＱ１，Ｑ２の組で接続し、これらの中点に二次巻線Ｌ１を接続した（いわゆるハーフブリッジ）回路構成である。また、二次巻線Ｌ１の先には検出抵抗Ｒｓが接続され、その先は中間電位（＋Ｖｃｃ／２）の電流源Ｖ２を介してグランドされている。なお、図４中の括弧書き（−Ｖｃｃ）に示したように、比較例でも両極電源を用いることができる。また、トランジスタＱ１，Ｑ２の駆動は１系統の信号で行われる。
図４は、比較例となるハーフブリッジ回路５２０の回路構成を示す図である。比較例のハーフブリッジ回路５２０は、電源（＋Ｖｃｃ）とグランド（ＧＮＤ）との間を１系統のトランジスタＱ１，Ｑ２の組で接続し、これらの中点に二次巻線Ｌ１を接続した（いわゆるハーフブリッジ）回路構成である。また、二次巻線Ｌ１の先には検出抵抗Ｒｓが接続され、その先は中間電位（＋Ｖｃｃ／２）の電流源Ｖ２を介してグランドされている。なお、図４中の括弧書き（−Ｖｃｃ）に示したように、比較例でも両極電源を用いることができる。また、トランジスタＱ１，Ｑ２の駆動は１系統の信号で行われる。
図５は、比較例のハーフブリッジ回路５２０の動作例を示す図である。
図５中（Ａ）：例えば、被検出電流Ｉｐの極性に応じて＋信号が入力された場合、トランジスタＱ２がＯＮとなり、トランジスタＱ１はＯＦＦのままとなる。これにより、太い矢印線で示す経路で二次巻線Ｌ１にプラス方向のフィードバック電流が流れる。このとき流すことができるフィードバック電流の最大値は、電源電圧の最大電位差（＋Ｖｃｃ）ではなく、その中間電位（＋Ｖｃｃ／２）に依存して決まることになる。
図５中（Ａ）：例えば、被検出電流Ｉｐの極性に応じて＋信号が入力された場合、トランジスタＱ２がＯＮとなり、トランジスタＱ１はＯＦＦのままとなる。これにより、太い矢印線で示す経路で二次巻線Ｌ１にプラス方向のフィードバック電流が流れる。このとき流すことができるフィードバック電流の最大値は、電源電圧の最大電位差（＋Ｖｃｃ）ではなく、その中間電位（＋Ｖｃｃ／２）に依存して決まることになる。
図５中（Ｂ）：被検出電流Ｉｐの極性が反転した場合は−信号が入力され、この場合はトランジスタＱ１がＯＮとなり、トランジスタＱ２はＯＦＦとなる。これにより、太い矢印線で示す経路で二次巻線Ｌ１にマイナス方向のフィードバック電流が流れるが、やはり流すことができるフィードバック電流の最大値は、電源電圧の最大電位差（−Ｖｃｃ）ではなく、その中間電位（−Ｖｃｃ／２）に依存して決まることになる。
〔比較例の計算例〕
ここで、比較例のハーフブリッジ回路５２０について、具体的な数値を用いて検証してみる。なお、以下の数値は適当に選定したものであり、一例に過ぎない。
計算条件は以下とする。
電源電圧：＋１２Ｖ
二次巻線Ｌ１の抵抗：３０Ω
検出抵抗Ｒｓ：２Ω
ここで、比較例のハーフブリッジ回路５２０について、具体的な数値を用いて検証してみる。なお、以下の数値は適当に選定したものであり、一例に過ぎない。
計算条件は以下とする。
電源電圧：＋１２Ｖ
二次巻線Ｌ１の抵抗：３０Ω
検出抵抗Ｒｓ：２Ω
以上の計算条件から、フィードバック電流（±）の最大値を計算すると以下となる。
最大値＝（電源電圧１２Ｖ×（１／２））／（フィードバックループ合計抵抗値３０Ω＋２Ω）
＝０．１８７５Ａ
なお、実際にはトランジスタＱ１，Ｑ２等での電圧降下があるが、ここでは無視している。
最大値＝（電源電圧１２Ｖ×（１／２））／（フィードバックループ合計抵抗値３０Ω＋２Ω）
＝０．１８７５Ａ
なお、実際にはトランジスタＱ１，Ｑ２等での電圧降下があるが、ここでは無視している。
このように、フィードバック電流の最大値は電源電圧とフィードバックループ合計抵抗値に依存するが、比較例のハーフブリッジ回路５２０では電源電圧１２Ｖの半分までしか利用できないことが分かる。利用できる電源電圧が低いということは、流せるフィードバック電流の最大値が低く抑えられるということであり、したがって、それだけ電流センサ１００として測定可能な範囲が制限されることを意味する。
これを仮に、ハーフブリッジ回路５２０を両極電源（±１２）に変更した場合は最大１２Ｖまで利用することができることになるが、電流センサ１００の使用環境（システム）の簡素化が進む現状においては、両極電源を用いるケースは少なくなってきており、利便性の良さから今後、ますます電源電圧を単極電源とする需要が高まってくると考えられる。
本発明の発明者等は上記の事情に鑑み、使用できる電源電圧の単純な増大に依存することなく、使用環境によって既定（所与）の電源電圧であっても、これを最大限に活用することができる回路構成の好適な例として上記の本実施形態を開示した。
〔本実施形態の計算例〕
以下に、本実施形態のブリッジ回路１２０を用いた場合の計算例を示す。ここでは比較例と計算条件を合わせるものとする。
電源電圧：＋１２Ｖ
二次巻線Ｌ１の抵抗：３０Ω
検出抵抗Ｒｓ：２Ω
以下に、本実施形態のブリッジ回路１２０を用いた場合の計算例を示す。ここでは比較例と計算条件を合わせるものとする。
電源電圧：＋１２Ｖ
二次巻線Ｌ１の抵抗：３０Ω
検出抵抗Ｒｓ：２Ω
本実施形態の場合、フィードバック電流（±）の最大値は以下のように計算できる。
最大値＝（電源電圧１２Ｖ）／（フィードバックループ合計抵抗値３０Ω＋２Ω）
＝０．３７５Ａ
なお、実際にはトランジスタＱ１〜Ｑ４等での電圧降下があるが、ここでは無視している。
最大値＝（電源電圧１２Ｖ）／（フィードバックループ合計抵抗値３０Ω＋２Ω）
＝０．３７５Ａ
なお、実際にはトランジスタＱ１〜Ｑ４等での電圧降下があるが、ここでは無視している。
〔検証結果〕
以上の計算例から明らかなように、本実施形態のブリッジ回路１２０を用いた場合、比較例のハーフブリッジ回路５２０に比較して、電源電圧（＋１２Ｖ）をその最大値に近い条件で利用することができる。その結果、比較例のハーフブリッジ回路５２０に比較して約２倍の電流をフィードバックループに流すことができることになる。したがって、電源電圧そのものを単純増加させることなく、独自の回路構成によって電流センサ１００の測定範囲を増大することが可能となる。
以上の計算例から明らかなように、本実施形態のブリッジ回路１２０を用いた場合、比較例のハーフブリッジ回路５２０に比較して、電源電圧（＋１２Ｖ）をその最大値に近い条件で利用することができる。その結果、比較例のハーフブリッジ回路５２０に比較して約２倍の電流をフィードバックループに流すことができることになる。したがって、電源電圧そのものを単純増加させることなく、独自の回路構成によって電流センサ１００の測定範囲を増大することが可能となる。
〔応用例〕
図６は、応用例の電流センサ２００の構成を示すブロック図である。一実施形態の電流センサ１００との違いは、電源電圧を両極（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）とした点であり、その他の構成は一実施形態と共通である。
図６は、応用例の電流センサ２００の構成を示すブロック図である。一実施形態の電流センサ１００との違いは、電源電圧を両極（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）とした点であり、その他の構成は一実施形態と共通である。
応用例の電流センサ２００による動作例は以下となる。適宜、図３を参照するものとする。
〔ステップ１Ａ〕
例えば、図６に示す一次導体１０４に被検出電流Ｉｐ（＋）が導通すると、発生した磁界が磁性体コア１０２で収束される。
〔ステップ２Ａ〕
磁性体コア１０２に発生（収束）した磁界により、エアギャップ１０２内に配置したフラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に磁束が錯交する。
〔ステップ３Ａ〕
制御回路１１０により、フラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に錯交する磁束を打ち消すための信号Ａ及び信号Ｂが出力される。このときの信号Ａ，Ｂの極性は、被検出電流Ｉｐの極性に応じて決まる。信号Ａ，Ｂは上記のように差動信号であり、一方が正信号のときは他方が負信号である。
〔ステップ１Ａ〕
例えば、図６に示す一次導体１０４に被検出電流Ｉｐ（＋）が導通すると、発生した磁界が磁性体コア１０２で収束される。
〔ステップ２Ａ〕
磁性体コア１０２に発生（収束）した磁界により、エアギャップ１０２内に配置したフラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に磁束が錯交する。
〔ステップ３Ａ〕
制御回路１１０により、フラックスゲートセンサ１０６（プローブコイル１０６ｃ）に錯交する磁束を打ち消すための信号Ａ及び信号Ｂが出力される。このときの信号Ａ，Ｂの極性は、被検出電流Ｉｐの極性に応じて決まる。信号Ａ，Ｂは上記のように差動信号であり、一方が正信号のときは他方が負信号である。
〔ステップ４Ａ〕
図３中（Ａ）：一実施形態と同様に信号Ｂは正（＋）で信号Ａは負（−）となり、ブリッジ回路１２０内のＮＰＮ型トランジスタＱ４とＰＮＰ型トランジスタＱ２がＯＮになる。また、その他のトランジスタＱ３とトランジスタＱ１はＯＦＦのままである。
〔ステップ５Ａ〕
これにより、両極電源間の最大電位差（±Ｖｃｃ）により、図３中（Ａ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにプラス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ６Ａ〕
このとき流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）が制御回路１１０により制御され、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ４及びトランジスタＱ２に流すベース電流を制御する。この結果、プラス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（＋）として取り出される。
図３中（Ａ）：一実施形態と同様に信号Ｂは正（＋）で信号Ａは負（−）となり、ブリッジ回路１２０内のＮＰＮ型トランジスタＱ４とＰＮＰ型トランジスタＱ２がＯＮになる。また、その他のトランジスタＱ３とトランジスタＱ１はＯＦＦのままである。
〔ステップ５Ａ〕
これにより、両極電源間の最大電位差（±Ｖｃｃ）により、図３中（Ａ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにプラス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ６Ａ〕
このとき流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）が制御回路１１０により制御され、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ４及びトランジスタＱ２に流すベース電流を制御する。この結果、プラス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（＋）として取り出される。
〔ステップ７Ａ〕
図３中（Ｂ）：被検出電流Ｉｐの極性が反転（−）した場合は上記と逆になり、ブリッジ回路１２０には信号Ｂとして負信号（−）が入力され、信号Ａとして正信号（＋）が入力される。この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ３とＰＮＰ型トランジスタＱ１がＯＮになり、今度はトランジスタＱ４とトランジスタＱ２がＯＦＦのままとなる。
〔ステップ８Ａ〕
これにより、またも両極電源間の最大電位差（±Ｖｃｃ）により、図３中（Ｂ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにマイナス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ９Ａ〕
そして、ここでも流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）は制御回路１１０により制御され、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ３及びトランジスタＱ１に流すベース電流を制御する。この結果、マイナス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（−）として取り出される。
図３中（Ｂ）：被検出電流Ｉｐの極性が反転（−）した場合は上記と逆になり、ブリッジ回路１２０には信号Ｂとして負信号（−）が入力され、信号Ａとして正信号（＋）が入力される。この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ３とＰＮＰ型トランジスタＱ１がＯＮになり、今度はトランジスタＱ４とトランジスタＱ２がＯＦＦのままとなる。
〔ステップ８Ａ〕
これにより、またも両極電源間の最大電位差（±Ｖｃｃ）により、図３中（Ｂ）に太い矢印線で示した経路で二次巻線Ｌ１及び検出抵抗Ｒｓにマイナス方向のフィードバック電流が流れる。
〔ステップ９Ａ〕
そして、ここでも流れるフィードバック電流の大きさ（電流値）は制御回路１１０により制御され、制御回路１１０は、被検出電流Ｉｐによりフラックスゲートセンサ１０６に錯交した磁界を、二次巻線Ｌ１で発生させた逆方向の磁界で打ち消すのに必要な大きさのフィードバック電流が流れる信号Ａ，Ｂを決定してトランジスタＱ３及びトランジスタＱ１に流すベース電流を制御する。この結果、マイナス方向のフィードバック電流の大きさが制御され、これが検出抵抗Ｒｓで検出電圧に変換されて出力電圧Ｖｏｕｔ（−）として取り出される。
〔応用例の効果〕
応用例の電流センサ２００の場合、さらに以下の利点がある。
（１）使用環境を両極電源としていても、これらの最大電位差（±Ｖｃｃ）でフィードバック電流を流すことができるので、測定範囲を一実施形態と同程度に設定するのであれば、個々の電源（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）の電圧は一実施形態の１／２でよい。例えば、上記の計算例で言えば、両極電源として＋６Ｖと−６Ｖを使用すればよく、それだけシステムの増大を抑えることができる。
（２）あるいは、個々の電源（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）の電圧を一実施形態と同等とした場合、利用できる電圧は一実施形態の２倍となる。このため、フィードバック電流の最大値を約２倍に増やすことができ、さらに測定範囲を増大させることができる。
応用例の電流センサ２００の場合、さらに以下の利点がある。
（１）使用環境を両極電源としていても、これらの最大電位差（±Ｖｃｃ）でフィードバック電流を流すことができるので、測定範囲を一実施形態と同程度に設定するのであれば、個々の電源（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）の電圧は一実施形態の１／２でよい。例えば、上記の計算例で言えば、両極電源として＋６Ｖと−６Ｖを使用すればよく、それだけシステムの増大を抑えることができる。
（２）あるいは、個々の電源（＋Ｖｃｃ及び−Ｖｃｃ）の電圧を一実施形態と同等とした場合、利用できる電圧は一実施形態の２倍となる。このため、フィードバック電流の最大値を約２倍に増やすことができ、さらに測定範囲を増大させることができる。
〔検証結果一覧〕
以上に本実施形態の電流センサ１００及びその応用例で用いるブリッジ回路１２０による利点を比較例のハーフブリッジ回路５２０との対比により説明した。以下に、ここまでに説明した本実施形態及びその応用例の利点を一覧する。
以上に本実施形態の電流センサ１００及びその応用例で用いるブリッジ回路１２０による利点を比較例のハーフブリッジ回路５２０との対比により説明した。以下に、ここまでに説明した本実施形態及びその応用例の利点を一覧する。
〔本実施形態と比較例との対比による検証〕
図７は、電源電圧を単極電源（＋Ｖｃｃ）とした本実施形態と比較例とで得られるフィードバック電流の時間的な変化を示した図である。図７中（Ａ）及び（Ｃ）が本実施形態で得られるフィードバック電流の波形であり、図７中（Ｂ）及び（Ｄ）が比較例で得られるフィードバック電流の波形である。なお、波形はいずれもシミュレーションにより得られたものである。
図７は、電源電圧を単極電源（＋Ｖｃｃ）とした本実施形態と比較例とで得られるフィードバック電流の時間的な変化を示した図である。図７中（Ａ）及び（Ｃ）が本実施形態で得られるフィードバック電流の波形であり、図７中（Ｂ）及び（Ｄ）が比較例で得られるフィードバック電流の波形である。なお、波形はいずれもシミュレーションにより得られたものである。
〔交流信号を用いた制御時〕
図７中（Ａ）の波形と図７中（Ｂ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（本実施形態では信号Ａ，Ｂ）が交流の場合、フィードバック電流も交流波形となるが、本実施形態では充分に高い波高でフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ１（±）が得られているのに対し、比較例では低い波高でしか最大値Ｉｆｂ２（±）が得られていない。本実施形態の波高は比較例の約２倍である。これは、本実施形態では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、上記の説明と一致する。
図７中（Ａ）の波形と図７中（Ｂ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（本実施形態では信号Ａ，Ｂ）が交流の場合、フィードバック電流も交流波形となるが、本実施形態では充分に高い波高でフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ１（±）が得られているのに対し、比較例では低い波高でしか最大値Ｉｆｂ２（±）が得られていない。本実施形態の波高は比較例の約２倍である。これは、本実施形態では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、上記の説明と一致する。
〔直流信号を用いた制御時〕
図７中（Ｃ）の波形と図７中（Ｄ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（本実施形態では信号Ａ，Ｂ）が直流の場合、フィードバック電流も直流となるが、本実施形態では充分に高いレベルでフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ１（＋）が得られているのに対し、比較例では低いレベルでしか最大値Ｉｆｂ２（＋）が得られていない。本実施形態の電流値は比較例の約２倍である。これは、本実施形態では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、上記の説明とも一致する。
図７中（Ｃ）の波形と図７中（Ｄ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（本実施形態では信号Ａ，Ｂ）が直流の場合、フィードバック電流も直流となるが、本実施形態では充分に高いレベルでフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ１（＋）が得られているのに対し、比較例では低いレベルでしか最大値Ｉｆｂ２（＋）が得られていない。本実施形態の電流値は比較例の約２倍である。これは、本実施形態では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、上記の説明とも一致する。
〔応用例と比較例との対比による検証〕
次に図８は、電源電圧を両極電源（±Ｖｃｃ）とした応用例と比較例とで得られるフィードバック電流の時間的な変化を示した図である。図８中（Ａ）及び（Ｃ）が応用例で得られるフィードバック電流の波形であり、図８中（Ｂ）及び（Ｄ）が比較例で得られるフィードバック電流の波形である。なお、波形はいずれもシミュレーションにより得られたものである。
次に図８は、電源電圧を両極電源（±Ｖｃｃ）とした応用例と比較例とで得られるフィードバック電流の時間的な変化を示した図である。図８中（Ａ）及び（Ｃ）が応用例で得られるフィードバック電流の波形であり、図８中（Ｂ）及び（Ｄ）が比較例で得られるフィードバック電流の波形である。なお、波形はいずれもシミュレーションにより得られたものである。
〔交流信号を用いた制御時〕
図８中（Ａ）の波形と図７中（Ｂ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（応用例では信号Ａ，Ｂ）が交流の場合、フィードバック電流も交流波形となるが、応用例では充分に高い波高でフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ３（±）が得られているのに対し、比較例では低い波高でしか最大値Ｉｆｂ４（±）が得られていない。ここでも、応用例の波高は比較例の約２倍である。これは、応用例では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、やはり上記の説明と一致する。
図８中（Ａ）の波形と図７中（Ｂ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（応用例では信号Ａ，Ｂ）が交流の場合、フィードバック電流も交流波形となるが、応用例では充分に高い波高でフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ３（±）が得られているのに対し、比較例では低い波高でしか最大値Ｉｆｂ４（±）が得られていない。ここでも、応用例の波高は比較例の約２倍である。これは、応用例では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、やはり上記の説明と一致する。
〔直流信号を用いた制御時〕
図８中（Ｃ）の波形と図８中（Ｄ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（応用例では信号Ａ，Ｂ）が直流の場合、フィードバック電流も直流となるが、応用例では充分に高いレベルでフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ３が得られているのに対し、比較例では低いレベルでしか最大値Ｉｆｂ４が得られていない。ここでも応用例の電流値は比較例の約２倍である。これは、応用例では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、ここでも上記の説明と一致している。
図８中（Ｃ）の波形と図８中（Ｄ）の波形との対比から明らかなように、制御信号（応用例では信号Ａ，Ｂ）が直流の場合、フィードバック電流も直流となるが、応用例では充分に高いレベルでフィードバック電流の最大値Ｉｆｂ３が得られているのに対し、比較例では低いレベルでしか最大値Ｉｆｂ４が得られていない。ここでも応用例の電流値は比較例の約２倍である。これは、応用例では比較例の約２倍のフィードバック電流の最大値が得られることを意味しており、ここでも上記の説明と一致している。
以上のように、本実施形態の電流センサ１００及び応用例の電流センサ２００によれば、以下の効果がある。
（１）使用環境において既定（所与）である電源電圧を変更することなく、ブリッジ回路１２０の構成だけで測定範囲を増大させることができる。
（２）使用環境のシステムが単極電源化される現状において、システムの簡素化や利便性の良さといったニーズに対して的確に応えることができる。
（３）応用例のように両極電源でも利用することができ、その場合は逆に個々の電源電圧をこれまでより低く（半分に）設定することができる。
（１）使用環境において既定（所与）である電源電圧を変更することなく、ブリッジ回路１２０の構成だけで測定範囲を増大させることができる。
（２）使用環境のシステムが単極電源化される現状において、システムの簡素化や利便性の良さといったニーズに対して的確に応えることができる。
（３）応用例のように両極電源でも利用することができ、その場合は逆に個々の電源電圧をこれまでより低く（半分に）設定することができる。
本発明は上述した実施形態や応用例に制約されることなく、種々に変形して実施可能である。例えば、ブリッジ回路１２０の構成は以下のように変形可能である。
（１）バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ４に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ３，Ｑ４をＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴとし、ＰＮＰ型トランジスタＱ１，Ｑ２をＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴとすることができる。なお、ＭＯＳＦＥＴは制御信号をゲート電圧とし、そのエンハンスメント領域で駆動することができる。
（１）バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ４に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ＮＰＮ型トランジスタＱ３，Ｑ４をＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴとし、ＰＮＰ型トランジスタＱ１，Ｑ２をＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴとすることができる。なお、ＭＯＳＦＥＴは制御信号をゲート電圧とし、そのエンハンスメント領域で駆動することができる。
（２）また、バイポーラトランジスタと上記のＭＯＳＦＥＴを同一のＨブリッジに組み合わせて配置してもよい。また、このときの組み合わせのパターンは任意であり、１つをバイポーラトランジスタとし、他の３つをＭＯＳＦＥＴとしたり、２つをバイポーラトランジスタとして他の２つをＭＯＳＦＥＴとしたり、３つをバイポーラトランジスタとして他の１つをＭＯＳＦＥＴとしたりしてもよい。
（３）制御信号（信号Ａ，Ｂ）は２系統のトランジスタの組ごとに入力してもよいし、個々のトランジスタＱ１〜Ｑ４にそれぞれ別々の信号を入力してもよい。
（４）また、Ｈブリッジに使用するバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴの組み合わせを上記（２）のように変形する場合、そのときの素子の組み合わせに合わせて制御信号の入力形態を適宜に変更することができる。
（４）また、Ｈブリッジに使用するバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴの組み合わせを上記（２）のように変形する場合、そのときの素子の組み合わせに合わせて制御信号の入力形態を適宜に変更することができる。
その他、実施形態や応用例において図示とともに挙げた構造はあくまで好ましい一例であり、基本的な構造に各種の要素を付加し、あるいは一部を置換しても本発明を好適に実施可能であることはいうまでもない。
１００ 電流センサ
１０２ 磁性体コア
１０６ フラックスゲートセンサ
１１０ 制御回路
１２０ ブリッジ回路
１３０ 出力回路
Ｌ１ 二次巻線
Ｒｓ 検出抵抗
１０２ 磁性体コア
１０６ フラックスゲートセンサ
１１０ 制御回路
１２０ ブリッジ回路
１３０ 出力回路
Ｌ１ 二次巻線
Ｒｓ 検出抵抗
Claims (5)
- 一次導体での被検出電流の導通により発生する磁界を収束させる磁性体コアと、
前記磁性体コアに収束する磁界の強度に応じた検出信号を出力する検出素子と、
電源から供給されるフィードバック電流を導通し、前記磁性体コアで収束させた磁界とは逆方向の磁界を前記磁性体コアに発生させる二次巻線と、
前記二次巻線に導通する前記フィードバック電流を、前記磁性体コアで収束させた磁界と前記逆方向の磁界とが平衡する大きさに制御する制御回路と、
前記制御回路により制御される前記フィードバック電流を前記電源の最大電位差を用いて前記二次巻線に導通させる電流導通回路と
を備えた電流検出器。 - 請求項１に記載の電流検出器において、
前記制御回路は、
前記電流導通回路に対する制御信号として２系統の差動信号を出力し、
前記電流導通回路は、
前記電源の最大電位差間を２系統に分岐させて接続し、前記２系統の差動信号の入力により１系統では高電位側のスイッチング素子がオン状態かつ低電位側のスイッチング素子がオフ状態となり、他の１系統では高電位側のスイッチング素子がオフ状態かつ低電位側のスイッチング素子がオン状態となるか、もしくは、１系統では高電位側のスイッチング素子がオフ状態かつ低電位側のスイッチング素子がオン状態となり、他の１系統では高電位側のスイッチング素子がオン状態かつ低電位側のスイッチング素子がオフ状態となる２系統のスイッチング素子の組を含み、前記２系統のスイッチング素子の組の中間点同士を前記二次巻線でブリッジさせた回路構成を有することを特徴とする電流検出器。 - 請求項２に記載の電流検出器において、
前記電流導通回路は、
前記２系統の差動信号が交流出力される場合、前記２系統のスイッチング素子の組のいずれについても高電位側にＮＰＮ型トランジスタ、低電位側にＰＮＰ型トランジスタを組にして配置するか、もしくは、高電位側にＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ、低電位側にＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴを組にして配置する回路構成を有することを特徴とする電流検出器。 - 請求項１から３のいずれかに記載の電流検出器において、
前記フィードバック電流を出力電圧に変換する検出抵抗をさらに備え、
前記電流導通回路は、
前記二次巻線と直列に接続させた状態で前記検出抵抗に前記フィードバック電流を導通させることを特徴とする電流検出器。 - 請求項１から４のいずれかに記載の電流検出器において、
前記電源として単極電源が用いられる場合は前記単極電源の最大電圧で前記フィードバック電流を導通させ、前記電源として両極電源が用いられる場合は前記両極電源間の最大電圧で前記フィードバック電流を導通させることを特徴とする電流検出器。
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