JP2017526398A - ２線式超音波磁歪ドライバ - Google Patents

２線式超音波磁歪ドライバ Download PDF

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Abstract

磁歪超音波式の歯科用スケーラ内で使用されるタイプの磁歪超音波トランスデューサを制御する方法は、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器を使用して共振回路に対する駆動信号を生成することを含む。共振回路によって出力される電気信号は、励振コイルを駆動し、励振コイルは、磁歪超音波トランスデューサを振動させる電磁場を生成する。共振回路の電流および電圧出力を測定し、測定された電流および電圧出力を、共振回路による電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングすることによって、フィードバックワイアが不要になる。直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成し、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器に印加して、共振回路に対する駆動信号を生成する。パルス列のパルス幅が変化することで、駆動信号の振幅が変化する。

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１４年６月１８日出願の米国仮出願第６２／０１３，６９８号の利益を主張するものである。同特許出願の内容を、全体として参照によって本明細書に組み入れる。
本発明は、超音波磁歪ドライバに関し、より詳細には、マイクロコントローラ、Ｄ級フルブリッジ増幅器、および電流／電圧フィードバックシステムを使用して、ケーブル内にフィードバックワイアを必要とすることなく、磁歪トランスデューサが最適動作周波数（ＯＯＦ）、電圧、およびバイアス電流で動作していることを確実にする磁歪ドライバに関する。
通常、たとえば患者の歯をクリーニングするために、ならびに一般的な歯肉縁上および歯肉縁下のスケーリングの用途、あらゆるタイプの歯周病に対する歯周デブリードマン（ｐｅｒｉｏｄｏｎｔａｌ ｄｅｂｒｉｄｅｍｅｎｔ）、および歯内療法処置などの他の超音波処置に対して、超音波式の歯科用スケーラが使用される。歯科用スケーラは、制御回路およびハンドピースを含み、ハンドピースは、超音波トランスデューサ、励磁コイル、磁歪スタック（ｍａｇｎｅｔｏｓｔｒｉｃｔｉｖｅ ｓｔａｃｋ）、およびツールチップ（ｔｏｏｌ ｔｉｐ）を有する。動作の際は、励磁コイルが磁歪スタックを取り囲み、励磁コイルは、フットペダルを始動させることによって励磁される。フットペダルは、制御回路を始動させて励磁コイルへ電流を提供する。これにより、電流に応答して励磁コイルによって生成される経時変化する電磁場にさらされると膨張および収縮する積み重ねた磁歪材料板を起動することによって、超音波トランスデューサを作動させる。特に、経時変化する電磁場は、磁歪スタックを取り囲む励振コイルに経時変化する電流を流し、ツールチップを超音波トランスデューサの共振周波数で振動させることによって生み出される。次いで、歯科医は振動するツールチップを使用し、たとえば患者の歯の表面からプラークおよび他の残渣を除去することによって、患者の歯をクリーニングする。
ツールチップの振動は、動作中、トランスデューサに印加される電流の周波数および振幅を超音波トランスデューサの所望の最適動作周波数および振幅に同調させるように、適当に制御および調整される。ツールチップにかかる負荷、温度、除去している物質の密度などの動作状態が変化すると、それに応じて動作周波数および振幅も変化し、経時変化する電流を調整し、さらに経時変化する電磁場を調整して、所望の最適動作周波数および振幅を維持することが必要になる。この目的のため、従来技術では、フィードバックコイル、位相ロックループなどを使用して、磁歪スタックの固有振動音響モードの共振周波数に合わせて動作中の周波数および振幅を調整し、ツールチップに印加される振動エネルギーを最適化する自動周波数および振幅同調回路が開発されてきた。
たとえば、特許文献１は、ハンドピースに対するスケーラインサートの選択に基づいて、超音波スケーリングプローブを所望の動作周波数で駆動する自動同調式の駆動回路を開示している。磁歪要素に振動電流を印加するための駆動回路の発振器が、ハンドピース内の励磁コイルに連結される。駆動回路は、磁歪要素の周波数を感知する周波数検出器を含み、検出器の出力信号は、周波数の大きさをさらに指定する。駆動回路は、感知された周波数振幅の値に応答して、励磁コイルに印加される電流を調整し、スケーリングプローブによって命令される発振周波数を調整する。
特許文献２も同様に、デジタル信号プロセッサを含む制御回路を提供することによって超音波磁歪式の歯科用スケーラを動的に制御するシステムを開示している。このデジタル信号プロセッサは、振動の周波数および振幅に関する感知されたフィードバック信号を処理し、動的フィルタループを通して信号をフィルタリングし、誤差および／または制御信号を取得して、電圧制御発振器を調整する。電圧制御発振器は、励磁コイルに印加される経時変化する電流の振幅および位相特性を制御する。経時変化する電流の振幅および位相を変動させることで、歯科用スケーラの出力を制御し、歯科用スケーラの振動の周波数および振幅を所望の動作点に制御する。
特許文献３は、駆動回路内でマイクロプロセッサを使用して、励振コイルへ送達される電力が最大になるように発振周波数を設定することを開示している。マイクロプロセッサは、励振コイルへ入力される電力を感知するようにプログラムされており、電圧−電流位相差の測定値または電力応答勾配の測定値を使用して、最大電力伝達点を決定し、発振周波数を磁歪インサートの共振周波数に設定する。
特許文献４もまた、磁歪超音波式の歯科用デバイスの励振コイル内を流れる励振電流の周波数を設定する制御ユニットを開示している。制御ユニットは、可変周波数信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、ＶＣＯからの可変周波数信号に応じて励振電流を設定および調節するドライバと、励振コイルを流れる電流に対応する電流感知信号を出力する励振コイルと直列の電流センサと、電流感知信号を受け、感知された電流に比例する機能信号を出力する機能ブロックと、機能信号を受け、機能信号に応じてＶＣＯを制御するマイクロプロセッサとを用いる。この制御ユニットは、発振周波数を制御するフィードバックが、励振コイルを通過する感知された電流のみに関連するにもかかわらず、励振コイルはＶＣＯ回路の一部ではなくＶＣＯ回路に直接接続されないという点で、他の従来技術の制御ユニットとは異なる。
ハンドピース内の励振コイルは、ケーブルを介して制御ユニットに電気的に接続され、制御ユニットは、励振コイルに励振エネルギーを提供する。ケーブルは、典型的には、励振コイルを駆動するように励振コイルの端子に接続された２つの入力ワイアと、上記で論じたように最適動作周波数を維持するように励振コイルへの電流を調整する際に使用するための電流感知フィードバックを制御回路に提供する第３のワイアとを含む。しかし残念ながら、第３のワイアによりケーブルの重量が著しく増え、ケーブルの抗力が増大し、使用中に臨床医の手、手首、および前腕にかかる緊張が増大する。また、フィードバック制御ループにより、最適の動作にとって所望の最適動作周波数で超音波トランスデューサの動作を維持するために必要とされる回路が複雑になり、回路は概して非効率的になり、動作中に過剰な熱を生成し、したがってデバイスを所望通り小型化することができない。
米国特許第６，２４１，５２０号 米国特許第７，６１４，８７８号 米国特許第６，５０３，０８１号 米国特許第７，７１５，１６７号
フィードバックワイアを必要とせず、したがって軽量のケーブルを支持することができ、余分な熱を生成することなく、磁歪トランスデューサが所望の最適動作周波数で動作していることを確実にするように小さく効率的な超音波磁歪ドライバを提供することが望ましい。本発明は、当技術分野における上記その他の必要に対処する。
当技術分野における上記その他の必要は、磁歪トランスデューサを所望の最適動作周波数で維持するのにハンドピースからのフィードバック信号を必要としない超音波磁歪ドライバを提供することによって対処される。フルブリッジ同期Ｄ級増幅器（ｆｕｌｌ ｂｒｉｄｇｅ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｃｌａｓｓ Ｄ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）と、閉ループフィードバック配置を実施するためにケーブル内のフィードバックワイアを必要とすることなく、トランスデューサをその最適動作周波数で駆動する電力制御回路とを使用して、２線式の手法が有効にされる。
例示的な実施形態は、磁歪超音波式の歯科用スケーラ、および磁歪超音波式の歯科用スケーラ内で使用されるタイプの磁歪超音波トランスデューサを制御する方法を対象とする。この方法は、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器を使用して共振回路に対する駆動信号を生成することを含む。共振回路によって出力される電気信号は、励振コイルを駆動し、励振コイルは、磁歪超音波トランスデューサを振動させる電磁場を生成する。超音波トランスデューサの電流および電圧出力を測定し、測定された電流および電圧出力を、共振回路による電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングすることによって、ハンドピースを含むフィードバックループからのフィードバックワイアが不要になる。直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成し、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器に印加して、共振回路に対する駆動信号を生成する。パルス列のパルス幅が変化することで、駆動信号の振幅が変化する。
例示的な実施形態では、直交サンプリング工程は、発振器が、共振回路の最適動作周波数の倍数であるＮＣＯ周波数を生成し、このＮＣＯ周波数でフルブリッジ同期Ｄ級増幅器を駆動することを含む。たとえば、ＮＣＯ周波数は、超音波トランスデューサの最適動作周波数のｎ倍とすることができ、それによって、最適動作周波数のサイクルがｎ個のサンプルに分割され、各サンプルは、最適動作周波数の３６０°／ｎの位相に対応する持続時間Ｔ１の期間を有する。したがって、ＮＣＯ周波数は、直交サンプリングのレートを超音波トランスデューサの最適動作周波数と同期させる。持続時間Ｔ１のｎ個の期間の各々におけるパルス列のパルス持続時間を表すそれぞれの値が、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器の各々の側に対するルックアップテーブル内に記憶され、各ルックアップテーブルは、他方のルックアップテーブルの同じサンプリング期間中にサンプリングされた対応するパルスに対して１８０°位相が外れたそれぞれのパルスを記憶する。好ましくは、それぞれのルックアップテーブル内の対応するパルスは、バイアス電流を誘導して共振回路によって出力されるバイアス電流の動的調整を有効にするように調整可能なパルス幅値だけずれている。ルックアップテーブルに対するアドレスは、２ｘ＝ｎとしてｘビットカウンタをＮＣＯ周波数で刻時し、このｘビットカウンタの値をＴ１期間ごとにルックアップテーブルに対するアドレスとして使用することによって提供される。
例示的な実施形態では、サンプリング周波数は、ＮＣＯ周波数の各クロックサイクルで周波数制御語（ＦＣＷ）によって増分されるｍビット位相累算器レジスタ（ｍ−ｂｉｔ ｐｈａｓｅ ａｃｃｕｍｕｌａｔｏｒ ｒｅｇｉｓｔｅｒ）として実施される数値制御発振器を使用して生成される。位相＝２＊π＊（ＦＣＷ／２ｍ）として計算される位相に対して、数値制御発振器の現在の角位置が記憶される。例示的な実施形態では、ｘビットカウンタは、数値制御発振器の最上位ビットによって刻時される。
動作中、超音波トランスデューサの最適動作周波数は、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を測定することによって決定される。共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係の直交サンプリングは、数値制御発振器の出力においてｘビットカウンタの特有の値で使用されるのと同じサンプリングレートで行われる。例示的な実施形態では、共振回路の駆動信号から０、９０、１８０、および２７０度移相された状態で、電圧および電流サンプルが得られる。これらの値から、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係は：
｜Ｖ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｖ０−Ｖ１８０）２＋（Ｖ９０−Ｖ２７０）２）
｜Ｉ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｉ０−Ｉ１８０）２＋（Ｉ９０−Ｉ２７０）２）
として計算される。超音波トランスデューサのインピーダンス（Ｚ）は、電圧および電流波形の振幅から：
Ｚ＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜
として計算される。上式で、Ｖは共振回路の出力電圧であり、Ｉは超音波トランスデューサの入力電流であり、最適動作周波数は、インピーダンス対周波数の曲線から選択される。最適動作周波数は、超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、様々な周波数の各々で超音波トランスデューサのインピーダンスＺを計算し、周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として最適動作周波数を決定することによって決定することができる。
この方法は、印加される電磁場に応答して最適動作周波数で振動する超音波トランスデューサと、印加される電気信号に応答して電磁場を生成する励振コイルとを有するハンドピースを含む磁歪超音波式の歯科用スケーラなど、磁歪超音波トランスデューサを含む複数のデバイスのいずれかで実施される。制御回路によって制御される共振回路は、電気信号を生成し、制御回路は、磁歪超音波トランスデューサ制御方法を実施する。例示的な実施形態では、制御回路は、マイクロプロセッサと、共振回路に対する駆動信号を生成するフルブリッジ同期Ｄ級増幅器とを含む。動作の際、制御回路は、超音波トランスデューサでインピーダンスを変化させた結果として、超音波トランスデューサの感知された電流および電圧出力を受ける。マイクロプロセッサは、感知された電流および電圧出力を、電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングし、直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成し、このパルス列をフルブリッジ同期Ｄ級増幅器に印加して、駆動信号を生成する。
例示的な実施形態では、共振回路は、超音波トランスデューサに連結されると、超音波トランスデューサの物理的共振に一致する高Ｑ共振回路をもたらすＬＣ共振回路を含む。数値制御発振器が、前述の方法によって使用されるサンプリングＮＣＯ周波数を生成する。ＮＣＯ周波数は、共振回路の最適動作周波数の倍数であり、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器に印加される。最適動作周波数のサイクルがｎ個のサンプルに分割され、各サンプルは、最適動作周波数の３６０°／ｎの位相に対応する持続時間Ｔ１の期間を有し、ＮＣＯ周波数は、直交サンプリングのレートを超音波トランスデューサの最適動作周波数と同期させる。フルブリッジ同期Ｄ級増幅器の各々の側に対するルックアップテーブルが、持続時間Ｔ１のｎ個の期間の各々におけるパルス列のパルス持続時間を表すそれぞれの値を記憶する。各ルックアップテーブルは、他方のルックアップテーブルの同じサンプリング期間中にサンプリングされた対応するパルスに対して１８０°位相が外れたそれぞれのパルスを記憶する。好ましくは、それぞれのルックアップテーブル内の対応するパルスは、バイアス電流を誘導して共振回路によって出力されるバイアス電流の動的調整を有効にするように調整可能なパルス幅値だけずれている。２ｘ＝ｎとして、ｘビットカウンタが数値制御発振器によってＮＣＯ周波数で刻時され、このｘビットカウンタの値は、Ｔ１期間ごとにルックアップテーブルに対するアドレスとして使用される。数値制御発振器は、マイクロプロセッサによって実施することができ、ＮＣＯ周波数の各クロックサイクルで周波数制御語（ＦＣＷ）によって増分されるｍビット位相累算器レジスタを含むことができ、それによって、位相＝２＊π＊（ＦＣＷ／２ｍ）として計算される位相に対して、数値制御発振器の現在の角位置が記憶される。数値制御発振器の最上位ビットを使用して、ｘビットカウンタを刻時することができる。超音波トランスデューサの最適動作周波数は、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を測定するによって決定することができ、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係は、数値制御発振器の出力においてｘビットカウンタの特有の値で使用されるのと同じサンプリングレートでサンプリングされる。
例示的な実施形態では、共振回路の駆動信号から０、９０、１８０、および２７０度移相された状態で、電圧および電流サンプルが得られ、マイクロプロセッサは、これらのサンプルから、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を：
｜Ｖ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｖ０−Ｖ１８０）２＋（Ｖ９０−Ｖ２７０）２）
｜Ｉ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｉ０−Ｉ１８０）２＋（Ｉ９０−Ｉ２７０）２）
として計算する。
超音波トランスデューサのインピーダンスＺは、マイクロプロセッサによってＺ＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜として決定することができ、上式で、Ｖは共振回路の出力電圧であり、Ｉは超音波トランスデューサの入力電流であり、最適動作周波数は、インピーダンスＺ対周波数の曲線上のインピーダンスＺ対周波数の下向きの傾斜上の中心位置における周波数である。最適動作周波数を発見するために、マイクロプロセッサは、共振回路を制御して電気信号を生成し、超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、様々な周波数の各々で超音波トランスデューサのインピーダンスＺを計算し、周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として最適動作周波数を決定する。
マイクロプロセッサは、超音波トランスデューサの最適動作周波数を決定し、超音波トランスデューサのインピーダンスが変化するにつれて最適動作周波数を調整する本発明の方法を実施する。ホール効果電流センサを使用して、共振回路の出力電流を感知することができる。また、超音波トランスデューサの感知された電流および電圧出力は、共振回路の出力から計算する必要はないが、励振コイルを含むフィードバックループからフィードバックワイアを介して提供することができる。
歯科用スケーラの例示的な実施形態では、歯科用スケーラは、タッチパネルディスプレイを含むディスプレイ画面を含み、タッチパネルディスプレイは、タッチパネルディスプレイへのタッチパネル入力に応答して、超音波トランスデューサに印加される電力を制御し、超音波トランスデューサの出力振幅を変化させる。そのような実施形態では、非同期データラインが、ディスプレイとマイクロプロセッサとの間でデータを伝送しかつ受け、それによって、事象がディスプレイ上で変化したとき、この変化に関する情報が非同期データライン上でマイクロプロセッサへ伝送され、マイクロプロセッサは、この表示情報を解釈して、超音波トランスデューサに印加される電力を変化させ、ディスプレイへ更新情報を送り返して、ディスプレイの状態を更新する。別の実施形態では、ポテンショメータが電力を制御し、個々のスイッチが機能を制御し、それによって、ポテンショメータおよび／または個々のスイッチに対する変化が、直接アナログ信号をマイクロプロセッサ内へ提供し、マイクロプロセッサは、アナログ信号内の変化を解釈し、それに応じて超音波トランスデューサに印加される電力を制御する。制御回路はまた、ポテンショメータを含む歯科用チェア制御パネルまたはタッチディスプレイに応答することができる。歯科用チェア制御パネルまたはタッチディスプレイは、超音波トランスデューサに印加される電力の所望の変化をマイクロプロセッサに提供し、マイクロプロセッサは、超音波トランスデューサに印加される電力を制御する。
本発明の例示的な実施形態について、付随する図に関連して説明する：
本発明による磁歪超音波ドライバの簡略化されたブロック図である。 図２（ａ）および図２（ｂ）は、駆動信号の正弦波の近似値を求め、それによってパルス幅を変化させることで駆動信号の振幅を変化させるために使用されるパルス幅変調信号を示す図である。 バイアス電流を動的に調整するためのフルブリッジＤ級増幅器回路の動作を示す図である。 ルックアップテーブル内の値から生成され、数値制御発振器（ＮＣＯ）を制御してたとえば最適動作周波数（ＯＯＦ）の４倍である周波数（１／Ｔ１）を生成するために使用される異なるパルス列幅を示す図である。 ＮＣＯによって刻時され、１／Ｔ１期間ごとにルックアップテーブル内でアドレスとして使用するための値を生成し、それによってシステムの出力周波数が、ＮＣＯ周波数を４で割った値になる、２ビットカウンタを示す図である。 各システムクロックサイクルで周波数制御語（ＦＣＷ）によって増分されて、ＮＣＯの現在の角位置を記憶し、ＮＣＯの現在の角位置から位相を計算することができる、サンプルｎビット位相累算器レジスタを示す図である。 本発明の例示的な実施形態で実施される直交直角サンプリング（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｓａｍｐｌｉｎｇ）を示す図である。 単調フィードバック誤差信号（ｍｏｎｏｔｏｎｉｃ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｅｒｒｏｒ ｓｉｇｎａｌ）を確実にするためにトランスデューサの動作点に使用されるインピーダンス曲線の下向きの傾斜上の中心位置を示すインピーダンス対周波数の曲線を示す図である。 本発明の例示的な実施形態による超音波ハンドピースのサンプル動作を示す図である。 図９に関して説明するハンドピースの駆動波形の生成および超音波ハンドピースを駆動する際に使用するための直交サンプリングの例示的な実施形態を示す図である。
本発明の様々な実施形態の徹底的な理解を提供するために、特定の特有の詳細について、図１〜１０に関して以下の説明に記載する。しかし、本発明の様々な実施形態が不必要に曖昧になることを回避するために、特定の周知の詳細については、以下の開示に記載しない。後述する詳細の１つまたはそれ以上がなくても、本発明の他の実施形態を実行することができることが、当業者には理解されよう。また、以下の開示の工程およびシーケンスを参照して様々な方法について説明するが、この説明は、本発明の実施形態のはっきりした実装形態を提供することが意図されるものであり、これらの工程および工程のシーケンスは、本発明を実行するために必要とされると解釈されるべきではない。
本明細書に記載する本発明の実施形態は、磁歪トランスデューサ要素が配置された励振コイルを流れる電流の励振周波数を制御する方法および装置に関することが、当業者には理解されよう。後述する実施形態では、歯科用スケーラ装置について、本発明の制御方法および装置の適用分野の非限定的な例として説明する。本明細書に記載する実施形態は、例示のみを目的とし、本発明の範囲を限定するものではないことが理解され、本発明の範囲は、超音波デバイスの他の歯科用途および同等の医療用途を包含する。本明細書では、「磁歪超音波デバイス」という用語は、磁歪超音波トランスデューサを利用する歯科用途または医療用途向けに意図された任意の超音波装置を示すことが意図される。本発明の上記その他の実施形態は、以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
本発明は、フィードバックワイアを有する閉ループ配置を必要とすることなく超音波トランスデューサを駆動し、３線または２線式超音波システムの効率的な制御のためにフルブリッジＤ級増幅器を使用する磁歪超音波デバイスに関する。以下により詳細に説明するように、制御システムの例示的な実施形態は、プリント回路基板の変化またはハードウェアの追加を必要とすることなく追加の有用性および機能上の改善を可能にするＣｙｐｒｅｓｓ ＰＳＯＣ技術（チップ上プログラム可能システム）上に構築される。ＰＳＯＣ技術は、新しいソフトウェアでプログラムすることができるとともに、必要なときはその内部のハードウェア要素が利用されるように構成することができる。
超音波システムおよびトランスデューサは、本発明による複数の方法によって制御することができる。これらの方法は、超音波モジュールが設置されるシステムのタイプに特有である。テーブルトップスケーラ内のディスプレイ画面と対にされるとき、超音波モジュールは、テーブルトップスケーラのタッチパネルディスプレイによって制御される。タッチパネルディスプレイ上で電力が変更されると、トランスデューサの出力振幅は、その変化に追従する。これは、ディスプレイ基板上のＦＰＧＡと制御回路のマイクロプロセッサとの間でデータを伝送しかつ受ける非同期（ＡＳＩＣ）データラインを通じて実現される（後述）。ディスプレイ上で事象が変化したとき（すなわち、電力、パージ、すすぎなど）、ディスプレイ基板上のＦＰＧＡは、この変化を解釈する。次いでこの情報は、ＡＳＩＣライン上でマイクロプロセッサへ伝送され、マイクロプロセッサは、情報を解釈し、モジュール状態を変化させる（電力の変更、水ソレノイドの開放など）。次いで、情報をディスプレイへ送り返して、ディスプレイの状態を更新する。
モジュールはまた、電力を制御するポテンショメータおよび機能を制御する個々のスイッチを有するテーブルトップユニット内に設置することができる。この場合、制御は、制御回路のマイクロプロセッサ内への直接アナログ信号である。この場合、マイクロプロセッサは、状態変化を直接解釈し、超音波トランスデューサまたはソレノイド弁への出力を制御する。
別のシナリオでは、超音波モジュールは、歯科用チェア制御パネル内へ接続される。歯科用チェアは、２つの方法で電力を制御することができる。第１の方法では、ポテンショメータを利用して、超音波トランスデューサを励磁する出力電力を制御する。第２の方法では、歯科用チェアは、超音波モジュールへのデジタル出力を提供する独自のディスプレイを有する。制御回路のマイクロプロセッサは、０−５Ｖの信号を解釈して、超音波トランスデューサへの出力を制御する。超音波トランスデューサは、歯科用チェアディスプレイ上で生じる変化に追従する。
図１は、本発明による超音波トランスデューサを制御する磁歪超音波ドライバの簡略化されたブロック図を示す。図示のように、システム１０は、例示的な実施形態における歯科用スケーラを実施する超音波トランスデューサと、励磁コイルと、ツールチップ（図示せず）とを有するハンドピース２０を含む。磁歪超音波ドライバは、ＰＳＯＣドライバＰＣ基板３０上で実施されており、マイクロコントローラ３２（図４〜６）と、駆動回路３４（図３）と、共振回路３６と、マイクロコントローラ３２に電流感知電圧を提供するホール効果電流センサ３８とを含む。図示のように、出力電圧は、共振回路３６の出力で直接測定され、マイクロコントローラ３２へのさらなる入力として提供される。マイクロコントローラ３２は、共振回路３６の出力を調整するための駆動回路への調整を決定し、ハンドピース２０内のトランスデューサを最適動作周波数（ＯＯＦ）で動作させるのに適当な最適動作周波数信号を、ハンドピース２０の励磁コイルに提供する。ハンドピース２０で２次コイルまたは感知コイルは必要とされないが、フィードバック回路の有無にかかわらず、後述する駆動エレクトロニクスを使用することもできる。
例示的な実施形態では、マイクロコントローラ３２は、ＰＳＯＣ５マイクロコントローラ３２によって実施され、駆動周波数の生成、駆動回路の制御、およびユーザインターフェースの制御を含むシステムの全体的な制御を提供するために使用される。以下により詳細に説明するように、マイクロコントローラ３２は、全体的なシステム機能に対応する一体型の駆動エレクトロニクスをともに提供する組み込み式のアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、数値制御発振器（ＮＣＯ）（図４〜６）と、プログラム可能論理（図９〜１０）とを含む。
駆動エレクトロニクス３４は、図３に示すように４つのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４を含むフルブリッジ同期Ｄ級増幅器を含む。線形増幅器を使用する従来のアナログ駆動回路とは異なり、Ｄ級増幅器は出力周波数より大きい周波数で動作するため、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器の配置により、最適の効率が可能になる。例示的な実施形態では、４倍の周波数が使用されるが、より高い周波数を使用することもできる。概して、最適動作周波数のｎ倍であるサンプリング周波数を使用することができ、それによって、最適動作周波数のサイクルがｎ個のサンプルに分割され、各サンプルは、最適動作周波数の３６０°／ｎの位相に対応する持続時間を有する。一方の側が接地に接続されるハーフブリッジ増幅器とは異なり、フルブリッジ増幅器は、駆動エレクトロニクス３４の電力およびキャパシタ要件を低減させるために独立した制御を有する２つのハーフブリッジを含む。動作の際、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器は、所望の出力周波数の４倍の周波数を有するパルス幅変調信号を生成することによって出力正弦波を生成し、ルックアップテーブル内で９０°の位相ごとにパルス幅変調信号特徴を記憶する。たとえば、図２（ａ）および図２（ｂ）から見ることができるように、図示のそれぞれのパルス列を使用することによって、正弦波の近似値が求められる。図２（ａ）および図２（ｂ）は、駆動信号の正弦波の近似値を求め、それによってパルス幅を変化させることで駆動信号の振幅を変化させるために使用されるパルス幅変調信号を示す。当業者には周知の方法で、駆動信号のパルス幅を適当に変化させることによって、出力正弦波の振幅を変化させることができる。
必要とされる正弦波駆動信号に対するパルス幅は、マイクロコントローラ３２のルックアップテーブル内に記憶される。例示的な実施形態では、図５に関して後述するように、２つのそのようなテーブル（テーブルＡおよびテーブルＢ）が使用される。各テーブルは、図３に示すように、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器回路の１つのレッグを担う。図３は、バイアス電流を動的に調整するためのフルブリッジＤ級増幅器回路の動作を示す。図３の実施形態では、ＦＥＴ Ｑ１およびＱ２はブリッジの「Ａ」側を構成し、ＦＥＴ Ｑ３およびＱ４はブリッジの「Ｂ」側を構成する。テーブルＡは、ブリッジの「Ａ」側を有効にするパルス長の値（どれだけ長くＱ１がオンであり、Ｑ２がオフであるか）を含み、テーブルＢは、「Ｂ」側を同様に制御する（どれだけ長くＱ３がオンであり、Ｑ４がオフであるか）。２つのテーブルＡおよびＢは、１８０度位相が外れており（すなわち、テーブルＡの時間が最も長いとき、テーブルＢの時間は最も短い）、さらには、テーブルＡおよびＢの異なる値に対して図３に示すように、ブリッジの一方の側はハイを駆動し（Ｖに接続する）、他方の側はローを駆動する（接地への経路）。ＦＥＴのオン／オフ時間を変動させるために２つのテーブル間にわずかなオフセット（わずかに大きいパルス幅）を追加することによって、追加の電子機器を必要とすることなく、ソフトウェア構成可能ＤＣバイアス電流を生成して、未使用のエネルギーを再び電源内へ提供することができ、それによって駆動回路を簡略化し、生成される熱の量を低減させることができる。さらに、２つのテーブル間のずれを調整することによって、バイアス電流を動的に調整することができる。また、図３では、ある程度の電流が電源内へ戻り、これらの電流は、抵抗性構成要素内で放散されて熱を生成するのではなく、次のサイクルで再使用される。動作の際、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器回路は、ＦＥＴ Ｑ１−Ｑ４を介してフルブリッジ同期Ｄ級増幅器回路へフィードバックされる音響トランスデューサによって生成される逆起電力を調整し、これにより駆動周波数、振幅、およびバイアス電流の生成を可能にする。また、より高いスイッチング周波数（出力周波数の４倍）を使用することで、生成されるＥＭＩが低減する。
例示的な実施形態では、フルブリッジの各半分は、ＴＰＳ２８２２５ＤのＦＥＴドライバＩＣを使用して実施され、このＦＥＴドライバＩＣは、マイクロコントローラ３２から低電流スイッチング信号を得て、２つのＦＥＴ（Ｑ１／Ｑ２またはＱ３／Ｑ４）のゲートを逆方向に迅速に切り換えるために必要な高い駆動電流をもたらす。ＦＥＴドライバＩＣ（図示せず）の高電流駆動は、ＦＥＴ内で速いスイッチング時間および最小の損失を確実にする。加えて、ゲート駆動に２つのインライン抵抗器（図示せず）を追加して、ノイズの低減およびＥＭＩの最小化のためにゲート電圧の立上り時間の調整を可能にすることができる。各ハーフブリッジの出力は、システムの残り部分（Ｃ１４、Ｒ４）内で高周波スイッチングノイズを最小にするために使用されるスナバ回路（図示せず）を含む。
駆動回路３４のフルブリッジ同期Ｄ級増幅器回路の出力は、従来の設計のＬＣ共振回路（Ｌ１、Ｌ２、Ｃ２）３６に連結され、ＬＣ共振回路３６は、ハンドピース２０内の音響トランスデューサに連結されると、音響トランスデューサの物理的共振に一致する高Ｑ共振回路をもたらす。当業者には知られているように、ＬＣ共振回路３６は、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器の出力の高調波を実質上フィルタリングして除去し、所望の基本周波数のみをトランスデューサに残す。
図２および図３に関して上述したように、ルックアップテーブルを使用して、パルス列のそれぞれのパルスの幅を制御および生成する。図４は、ルックアップテーブル内の値から生成される異なるパルス列幅を示す。ＮＣＯ５０は、デジタル制御式の周波数源の周波数を変化させるように機能する。図４に示すように、ルックアップテーブル内の値を使用して、持続時間Ｔに対して周波数１／Ｔにおけるパルス幅（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）を確立することができる。マイクロコントローラ３２内では、たとえば最適動作周波数（ＯＯＦ）の４倍の周波数（１／Ｔ１）を生成するために、別個の数値制御発振器（ＮＣＯ）５０が実施される。例示的な実装形態は、４倍のオーバーサンプリング設計であり、サイクルが４つのサンプルに分割され、各サンプルがＴ１の持続時間を有する。したがって、ルックアップテーブル（ＡおよびＢ）は、４つの１／Ｔ１期間の各々における正弦波のパルス持続時間（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）を表す４つの値を含む。したがって、２ビットカウンタ５２は、０°、９０°、１８０°、および２７０°の増分で、位相カウンタのステップを数える。次いで、テーブル値は、図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、その位相におけるパルス幅の長さを決定する。
図５は、ＮＣＯ５０によって刻時され、１／Ｔ１期間ごとにルックアップテーブル内でアドレスとして使用するための値を生成し、それによってシステムの出力周波数がＮＣＯ周波数を４で割った値になる、２ビットカウンタ５２を示す。２ビットカウンタ５２が使用され、ここで１サイクル当たりｎ＝４つのサンプルであることに留意されたい。より概略的には、カウンタはｘビットカウンタであり、ここで２ｘ＝ｎである。例示的な実施形態では、図５におけるＮＣＯ５０の実装形態は、２４ビット位相累算器レジスタ（ｎ＝２４）を含む。図６は、各システムクロックサイクルで周波数制御語（ＦＣＷ）によって増分されて、ＮＣＯ５０の現在の角位置を記憶し、ＮＣＯ５０の現在の角位置から位相を計算することができる、サンプルｎビット位相累算器レジスタ（たとえば、ｎ＝２４）を示す。位相累算器は、ＮＣＯ５０の現在の角位置を実質上記憶し、その位相を：
位相＝２＊π＊（ＦＣＷ／２ｎ）
として計算することができる。
ＦＣＷを動的に変化させることによって、位相累算器がどれだけ速く「累算」するかを変化させることができる。たとえば、ＦＣＷを０ｘ４０００００に設定する場合、位相累算器が２πサイクルするには４クロックサイクルかかる。他方では、ＦＣＷが０ｘ１に設定された場合、同じ２πサイクルするのに２２４クロックかかる。例示的な実装形態では、ＮＣＯ５０の最上位ビット（Ｍ＝１）のみを使用してカウンタを刻時し、カウンタは、ルックアップテーブルに供給し、正弦波の新しい４半分に入ったことを示す２ビットカウンタ５２の出力の変化に応答して、いつ電圧および電流値をサンプリングするかを決定する。このようにして、サンプリングは、従来技術のようにＶＣＯに対するゼロ交差検出器を必要とすることなく、信号生成に使用されるのと同じサンプリングレートで行われ、生成された出力周波数とロックステップ式のままである。信号生成に同期しているサンプリングを提供することで、より遅いサンプリングレートを可能にするが、位相差を測定する能力を維持することが、当業者には理解されよう。本明細書に記載する技法はまた、ゼロ交差検出を使用することなく位相を測定し、ゼロ交差検出より正確である。
背景技術のセクションにおいて上述したように、従来技術の磁歪ドライバ設計は概して、トランスデューサの動作パラメータを測定するのに２次感知コイルを必要とした。他の実装形態では、実際の励磁コイルがフィードバック機構として使用される。本発明の駆動回路は、以下でより詳細に説明するように、そのようなフィードバック機構の使用の有無にかかわらず使用することができる。
２次コイルを使用することなく、本発明によるＯＯＦならびに最適の位相およびバイアスを維持するために、高い電圧および低い電圧（図１に示すようにＶＳＥＮＳＥ−ＨＩおよびＶＳＥＮＳＥ−ＬＯＷとしてトランスデューサの両端間で異なる）と、電流（ホール効果電流センサ３８を使用する）の両方が、共振回路３６の出力で測定される。ＯＯＦを決定するには、電流と電圧との間の振幅関係を測定しなければならない。システムの駆動周波数はＮＣＯ５０に同期しているため、電圧と電流との間の位相関係を直接測定するのではなく、電圧および電流をＮＣＯ５０に対して個々に測定することができる。たとえば、電流および電圧は、２ビットカウンタ（図５）の特有の値でＮＣＯ５０によって出力されるのと同じサンプリングレートでサンプリングすることができる。このプロセスは、最高レート（ＮＣＯ周波数）で行うことができ、または必要とされる処理を最小にするためにサブサンプリングすることができる。
例示的な実施形態では、電圧および電流の関係は、直交サンプリングを使用して測定される。図７は、本発明の例示的な実施形態で実施されるＮＣＯ５０の直交直角サンプリングを示し、信号は、ヘテロダイン技法を使用して正確な間隔でサンプリングされる。図７に示すように、０および２のカウンタ値で捕捉された信号は、同相（Ｉ、−Ｉ）サンプルとして示され、１および３のカウンタ値中に捕捉されたサンプルは、直交サンプル（Ｑ、−Ｑ）として示される。この技法は一般に、直交直角サンプリングと呼ばれる。例示的な実施形態では、共振回路３６の駆動周波数から０、９０、１８０、および２７０度移相された状態で、電圧および電流サンプルが得られる。これらの値から、共振回路３６の電流出力と電圧出力との間の振幅関係は：
｜Ｖ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｖ０−Ｖ１８０）２＋（Ｖ９０−Ｖ２７０）２）
｜Ｉ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｉ０−Ｉ１８０）２＋（Ｉ９０−Ｉ２７０）２）
として計算される。
共振回路３６のインピーダンス（Ｚ）は、電圧および電流波形の振幅から：
Ｚ＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜
として計算される。上式で、Ｖは共振回路の出力電圧であり、Ｉはトランスデューサの入力電流であり、最適動作周波数は、インピーダンス対周波数の曲線（図８）から選択される。最適動作周波数は、超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、様々な周波数の各々で超音波トランスデューサのインピーダンスＺを計算し、周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として最適動作周波数を決定することによって決定することができる。
インピーダンスの大きさを使用して、ＯＯＦを決定するとともに、ＯＯＦ上へロックすることができることが、実験的に決定されている。典型的な音響トランスデューサのＯＯＦが変動し、フィードバック信号が単調でないため、まずフィードバックループにより適当な動作点の位置を特定する必要がある。これは、トランスデューサを励振して、事前設定された電力レベルで所定の周波数範囲にわたってトランスデューサを掃引しながら、トランスデューサパラメータを測定して、トランスデューサの共振周波数を識別し、負荷の変動によりインピーダンスを変化させることによって実現される。これは、ユーザがいかなる異常な挙動にも気付かないほど十分に迅速に（２００ミリ秒）行うことができる。この走査は、図９に関して後述するように、トランスデューサがユーザによって起動されるたびに実行することができる。走査が実行された後、収集されたインピーダンスデータはフィルタリングされる。次いでこのデータは、反復的手法を使用して、区分的線形関数に曲線近似される。これにより、フィードバックループの初期周波数および動作点を決定する。図８から見ることができるように、単調フィードバック誤差信号を確実にするために、インピーダンス曲線（対周波数）の下向きの変曲傾斜上の中心位置が、トランスデューサの動作（共振周波数）点に使用される。したがって、システムは、最も効率的な動作（すなわち、共振によりトランスデューサに印加される動作電圧を維持するのに必要とされる電力がより少ない）のため、インピーダンス曲線の下向きの傾斜上の中心位置でＯＯＦ上へロックするように設計することができる。
このようにＯＯＦが測定された後、システムは、場合により、図１０に関して後述するように、周波数ロックを維持するためにＯＯＦを動的に維持および調整することができる。実際には、温度および負荷が典型的にはそれほど変化しないため、ＯＯＦの動的調整は不要であると決定したが、必要な場合、周波数ロックを維持するには簡単な比例積分微分（ＰＩＤ）ループで十分であることが実験により実証された。
図９は、本発明の例示的な実施形態による超音波ハンドピースのサンプル動作を示す。図９に示すように、工程９０で、たとえば駆動回路３４を起動するために使用されるフットペダル（図示せず）を押し下げることによって、ハンドピース２０の励振が開始される。次いで工程９１で、走査を開始することによって、動作点が獲得される。周波数は最小値（ｆ＝ｆｍｉｎ）に設定され、工程９２で、ハンドピース周波数が更新される（図１０に関して以下で詳述する）。システムは、工程９３で、適当な走査時間遅延（たとえば、２ミリ秒）にわたって待機し、次いで工程９４で、直交サンプルからＶ振幅（Ｖｍａｇ）およびＩ振幅（Ｉｍａｇ）を測定する（やはり図１０に関して詳述する）。工程９５で、マイクロコントローラ３２は、ＶｍａｇおよびＩｍａｇからインピーダンスＺ＝Ｖｍａｇ／Ｉｍａｇを計算し、計算したＺを走査ベクトルで記憶する。
工程９６で、周波数掃引が完了した（最大走査周波数に到達した）と決定された場合、工程９７で、走査が停止され、工程９８で、Ｚ対周波数曲線（図８）内の最小値からバイアスオフセットを引いた値として動作周波数を決定し、インピーダンス曲線の傾斜の線形部分上に動作を配置する。次いで工程９９で、ハンドピース２０の周波数が更新される。他方では、工程９６で、周波数掃引が完了していないと決定された場合、工程１００で、周波数は固定のステップサイズ（たとえば、２０Ｈｚ）によって実施され、この場合も工程９２で、ハンドピース２０の周波数が更新される。次いでこのプロセスは、走査が完了し、共振周波数が識別されるまで繰り返される。
図１０は、図９に関して説明したように、ハンドピースの駆動波形の生成および超音波ハンドピースを駆動する際に使用するための直交サンプリングの例示的な実施形態を示す。図１０に示すように、工程１０２で、ハンドピース周波数を初期化し、クロックを開始することによって、ハンドピース２０の波形の生成または周波数の更新が開始する。典型的には、ハンドピース周波数は、負荷が印加されていないときに超音波トランスデューサの共振周波数で開始する。工程１０４で、たとえば所望の出力周波数の４倍でクロックが生成される。クロック周波数は、図９に関して説明した走査動作の結果として、更新要求９２または９９に基づいて適宜更新される。次いで工程１０６で、クロック周波数は２ビットカウンタ５２に印加される。やはり図示のように、工程１０８で、工程９４で走査中に生成されたＩｍａｇおよびＶｍａｇ値を使用して、動作中に読み出すためのＰＷＭ値の２ビットルックアップテーブルを生成し、図２に示すタイプの適当なＰＷＭ信号を提供して、所望の正弦波信号を生み出すこともできる。次いで工程１０６で、２ビットカウンタの出力を使用し、工程１１０で、ルックアップテーブルからの値を適宜選択する。次いで工程１１０で、ルックアップテーブルから選択される値が、フルブリッジ同期Ｄ級増幅器によって使用され、工程１１２で、図３〜６に関して上述したように、共振回路３６への出力を生成する。
やはり図１０に示すように、工程１２０で、設定されたサンプルレート（たとえば、１００ｋＨｚの最大サンプルレート）を使用して、直交サンプリング（ＡＤＣ）が開始し、工程１２２で、各カウンタインデックスに対するＶおよびＩ累計がリセットされる。次いで工程１２４で、電圧および電流ＡＤＣは、２ビットカウンタの出力と２ビットインデックスカウンタのフィードバック値の論理ＡＮＤを使用してサンプリングされる（後述）。工程１２６で、現在のインデックス（Ｖｓｕｍ＿ｊ，Ｉｓｕｍ＿ｊ）に対する累計にＶおよびＩサンプルが加算される。次いで、工程１２８で、ｎ個のサンプルが得られたかどうかが決定され、ｎ個のサンプルが得られた場合、工程１３０で、電圧および電流平均がＶａｖｅ＿ｊ＝Ｖｓｕｍ＿ｊ／ＮおよびＩａｖｅ＿ｊ＝Ｉｓｕｍ＿ｊ／Ｎとして計算される。工程１３２で、Ｖａｖｅ＿ｊおよびＩａｖｅ＿ｊに対して記憶された値が更新される。次いで工程１３４で、Ｖｓｕｍ＿ｊおよびＩｓｕｍ＿ｊ値は、ゼロにリセットされる。次いで工程１３６で、２ビットインデックスカウンタが増分され、１３８で、インデックスｊに対する２ビットインデックスカウンタ値を生成する。次いでこの値は、２ビットカウンタ値と論理ＡＮＤされ、工程１２４で、電圧および電流をサンプリングする。
本発明の新規な教示および利点から著しく逸脱することなく、例示的な実施形態では多くの追加の修正形態およびシナリオが可能であることが、当業者にはやはり容易に理解されよう。たとえば、駆動回路の全波同期Ｄ級増幅器は、適切な調整信号がマイクロコントローラに提供される限り、フィードバックラインの有無にかかわらず使用することができる。したがって、そのような修正形態は、以下の例示的な特許請求の範囲によって画成される本発明の範囲内に含まれることが意図される。

Claims (34)

  1. 磁歪超音波式の歯科用スケーラであって：
    印加される電磁場に応答して最適動作周波数で振動する超音波トランスデューサおよび印加される電気信号に応答して前記電磁場を生成する励振コイルを有するハンドピースと；
    前記電気信号を生成する共振回路と；
    マイクロプロセッサ、および前記共振回路に対する駆動信号を生成するフルブリッジ同期Ｄ級増幅器を含む制御回路とを含み、前記制御回路は、前記超音波トランスデューサでインピーダンスを変化させた結果として、前記超音波トランスデューサの感知された電流および電圧出力を受け、前記マイクロプロセッサは、前記感知された電流および電圧出力を、前記電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングし、前記直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、前記駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成し、前記パルス列を前記フルブリッジ同期Ｄ級増幅器に印加して、前記駆動信号を生成し、それによってパルス列のパルス幅を変化させることで、前記駆動信号の振幅を変化させる、前記磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  2. 前記共振回路は、超音波トランスデューサに連結されると、超音波トランスデューサの物理的共振に一致する高Ｑ共振回路をもたらすＬＣ共振回路を含む、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  3. 前記共振回路の最適動作周波数の倍数であるＮＣＯ周波数を生成する発振器をさらに含み、前記フルブリッジ同期Ｄ級増幅器は、前記ＮＣＯ周波数で駆動される、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  4. 前記ＮＣＯ周波数は、前記最適動作周波数のｎ倍であり、それによって前記最適動作周波数のサイクルがｎ個のサンプルに分割され、各サンプルは、前記最適動作周波数の３６０°／ｎの位相に対応する持続時間Ｔ１の期間を有し、前記ＮＣＯ周波数は、直交サンプリングのレートを前記超音波トランスデューサの最適動作周波数と同期させる、請求項３に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  5. 持続時間Ｔ１のｎ個の期間の各々における前記パルス列のパルス持続時間を表すそれぞれの値を記憶する前記フルブリッジ同期Ｄ級増幅器の各々の側に対するルックアップテーブルをさらに含み、ここで、各ルックアップテーブルは、他方のルックアップテーブルの同じサンプリング期間中にサンプリングされた対応するパルスに対して１８０°位相が外れたそれぞれのパルスを記憶する、請求項４に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  6. それぞれのルックアップテーブル内の対応するパルスは、バイアス電流を誘導して前記共振回路によって出力されるバイアス電流の動的調整を有効にするように調整可能なパルス幅値だけずれている、請求項５に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  7. ２ｘ＝ｎとして、前記発振器によって前記ＮＣＯ周波数で刻時されるｘビットカウンタをさらに含み、前記ｘビットカウンタの値は、Ｔ１期間ごとに前記ルックアップテーブルに対するアドレスとして使用される、請求項５に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  8. 前記発振器は、前記マイクロプロセッサ内で実行される数値制御発振器を含む、請求項７に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  9. 前記数値制御発振器は、前記ＮＣＯ周波数の各クロックサイクルで周波数制御語（ＦＣＷ）によって増分されるｍビット位相累算器レジスタを含み、それによって、位相＝２＊π＊（ＦＣＷ／２ｍ）として計算される位相に対して、数値制御発振器の現在の角位置が記憶される、請求項８に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  10. 数値制御発振器の最上位ビットは、前記ｘビットカウンタを刻時する、請求項９に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  11. 超音波トランスデューサの最適動作周波数は、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を測定することによって決定され、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の前記振幅関係は、前記数値制御発振器の出力において前記ｘビットカウンタの特有の値で使用されるのと同じサンプリングレートでサンプリングされる、請求項８に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  12. 共振回路の駆動信号から０、９０、１８０、および２７０度移相された状態で、電圧および電流サンプルが得られ、前記マイクロプロセッサは、該サンプルから、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を：
    ｜Ｖ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｖ０−Ｖ１８０）２＋（Ｖ９０−Ｖ２７０）２）
    ｜Ｉ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｉ０−Ｉ１８０）２＋（Ｉ９０−Ｉ２７０）２）
    として計算する、請求項１１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  13. 前記超音波トランスデューサの前記インピーダンスＺを、Ｚ＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜として決定することをさらに含み、上式で、Ｖは前記共振回路の出力電圧であり、Ｉは前記超音波トランスデューサの入力電流であり、前記最適動作周波数は、インピーダンスＺ対周波数の曲線上のインピーダンスＺ対周波数の下向きの傾斜上の中心位置における周波数である、請求項１２に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  14. 前記マイクロプロセッサは、前記共振回路を制御して前記電気信号を生成し、前記超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振し、前記様々な周波数の各々で前記超音波トランスデューサのインピーダンスＺを計算し、前記周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として前記最適動作周波数を決定する、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  15. 前記共振回路の出力電流を感知するホール効果電流センサをさらに含む、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  16. 前記超音波トランスデューサの前記感知された電流および電圧出力は、前記励振コイルを含むフィードバックループからフィードバックワイアを介して提供される、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  17. タッチパネルディスプレイを含むディスプレイ画面をさらに含み、該タッチパネルディスプレイは、該タッチパネルディスプレイへのタッチパネル入力に応答して、超音波トランスデューサに印加される電力を制御し、超音波トランスデューサの出力振幅を変化させる、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  18. ディスプレイと前記マイクロプロセッサとの間でデータを伝送しかつ受ける非同期データラインをさらに含み、それによって、事象がディスプレイ上で変化したとき、該変化に関する情報が非同期データライン上でマイクロプロセッサへ伝送され、マイクロプロセッサは、表示情報を解釈して、超音波トランスデューサに印加される電力を変化させ、ディスプレイへ更新情報を送り返して、ディスプレイの状態を更新する、請求項１７に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  19. 電力を制御するポテンショメータと、機能を制御する個々のスイッチとをさらに含み、それによって、ポテンショメータおよび／または個々のスイッチに対する変化が、直接アナログ信号をマイクロプロセッサ内へ提供し、マイクロプロセッサは、アナログ信号内の変化を解釈し、それに応じて超音波トランスデューサに印加される電力を制御する、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  20. 制御回路は、ポテンショメータを含む歯科用チェア制御パネルまたはタッチディスプレイに応答し、歯科用チェア制御パネルまたはタッチディスプレイは、超音波トランスデューサに印加される電力の所望の変化を前記マイクロプロセッサに提供し、前記マイクロプロセッサは、超音波トランスデューサに印加される電力を制御する、請求項１に記載の磁歪超音波式の歯科用スケーラ。
  21. 磁歪超音波トランスデューサを制御する方法であって：
    フルブリッジ同期Ｄ級増幅器を使用して共振回路に対する駆動信号を生成する工程と；
    前記共振回路が、励振コイルを駆動する電気信号を出力し、励振コイルが、印加される前記電気信号に応答して前記励振コイルによって生成される電磁場に応答して前記磁歪超音波トランスデューサを振動させる工程と；
    前記超音波トランスデューサの電流および電圧出力を測定し、前記測定された電流および電圧出力を、前記共振回路による前記電気信号の生成に使用されるのと同じサンプリングレートで直交サンプリングする工程と；
    前記直交サンプリングされた感知された電流および電圧から、前記駆動信号の正弦波のパルス列近似を表すパルス幅変調信号を生成する工程と；
    前記パルス列が前記フルブリッジ同期Ｄ級増幅器に印加されて、前記駆動信号を生成し、それによってパルス列のパルス幅を変化させることで、前記駆動信号の振幅を変化させる工程とを含む、前記方法。
  22. 前記直交サンプリング工程は、発振器が、前記共振回路の最適動作周波数の倍数であるＮＣＯ周波数を生成し、前記ＮＣＯ周波数で前記フルブリッジ同期Ｄ級増幅器を駆動することを含む、請求項２１に記載の方法。
  23. 前記ＮＣＯ周波数は、前記最適動作周波数のｎ倍であり、それによって、前記最適動作周波数のサイクルがｎ個のサンプルに分割され、各サンプルは、前記最適動作周波数の３６０°／ｎの位相に対応する持続時間Ｔ１の期間を有し、前記ＮＣＯ周波数は、直交サンプリングのレートを前記超音波トランスデューサの最適動作周波数と同期させる、請求項２２に記載の方法。
  24. 持続時間Ｔ１のｎ個の期間の各々における前記パルス列のパルス持続時間を表すそれぞれの値を、前記フルブリッジ同期Ｄ級増幅器の各々の側に対するルックアップテーブル内に記憶する工程をさらに含み、ここで、各ルックアップテーブルは、他方のルックアップテーブルの同じサンプリング期間中にサンプリングされた対応するパルスに対して１８０°位相が外れたそれぞれのパルスを記憶する、請求項２３に記載の方法。
  25. それぞれのルックアップテーブル内の対応するパルスは、バイアス電流を誘導して前記共振回路によって出力されるバイアス電流の動的調整を有効にするように調整可能なパルス幅値だけずれている、請求項２４に記載の方法。
  26. ２ｘ＝ｎとしてｘビットカウンタを前記ＮＣＯ周波数で刻時する工程と、前記ｘビットカウンタの値をＴ１期間ごとに前記ルックアップテーブルに対するアドレスとして使用する工程とをさらに含む、請求項２４に記載の方法。
  27. 数値制御発振器を使用して前記サンプリング周波数を生成する工程をさらに含む、請求項２６に記載の方法。
  28. 前記ＮＣＯ周波数の各クロックサイクルで周波数制御語（ＦＣＷ）によって増分されるｍビット位相累算器レジスタとして前記数値制御発振器を実行する工程と、位相＝２＊π＊（ＦＣＷ／２ｍ）として計算される位相に対して、数値制御発振器の現在の角位置を記憶する工程とをさらに含む、請求項２７に記載の方法。
  29. 前記ｘビットカウンタは、数値制御発振器の最上位ビットによって刻時される、請求項２８に記載の方法。
  30. 超音波トランスデューサの最適動作周波数は、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を測定し、前記共振回路の電流出力と電圧出力との間の前記振幅関係を、前記数値制御発振器の出力において前記ｘビットカウンタの特有の値で使用されるのと同じサンプリングレートでサンプリングすることによって決定される、請求項２７に記載の方法。
  31. 共振回路の駆動信号から０、９０、１８０、および２７０度移相された状態で、電圧および電流サンプルを得る工程と、該サンプルから、共振回路の電流出力と電圧出力との間の振幅関係を：
    ｜Ｖ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｖ０−Ｖ１８０）２＋（Ｖ９０−Ｖ２７０）２）
    ｜Ｉ｜＝０．５＊ｓｑｒｔ（（Ｉ０−Ｉ１８０）２＋（Ｉ９０−Ｉ２７０）２）
    として計算する工程とをさらに含む、請求項３０に記載の方法。
  32. 前記超音波トランスデューサのインピーダンスＺをＺ＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜として決定する工程をさらに含み、上式で、Ｖは前記共振回路の出力電圧であり、Ｉは前記超音波トランスデューサの入力電流であり、前記最適動作周波数は、インピーダンスＺ対周波数の曲線上のインピーダンスＺ対周波数の下向きの傾斜上の中心位置における周波数である、請求項３１に記載の方法。
  33. 前記超音波トランスデューサを周波数範囲内の様々な周波数で励振する工程と、前記様々な周波数の各々で前記超音波トランスデューサのインピーダンスＺを計算する工程と、前記周波数範囲内でインピーダンスがインピーダンス対周波数曲線上で最小値を有する周波数として前記最適動作周波数を決定する工程とをさらに含む、請求項２１に記載の方法。
  34. 前記超音波トランスデューサの前記感知された電流および電圧出力を、前記励振コイルを含むフィードバックループからフィードバックワイアを介して提供する工程をさらに含む、請求項２１に記載の方法。
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