JP2020039053A - 電力増幅回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させる。【解決手段】電力増幅回路は、第１電源電圧が供給される第１端子と、接地に接続される第２端子と、入力信号が供給される第３端子と、を有する下段トランジスタと、第１キャパシタと、第２電源電圧が供給されるとともに、増幅信号を出力端子に出力する第１端子と、第１キャパシタを通じて下段トランジスタの第１端子と接続される第２端子と、駆動電圧が供給される第３端子と、を有する上段トランジスタと、上段トランジスタの第２端子を接地に接続する第１インダクタと、駆動電圧を調整する電圧調整回路と、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波を接地電位に短絡させる少なくとも一つの終端回路と、を備え、少なくとも一つの終端回路は、下段トランジスタの第１端子から第１キャパシタ及び上段トランジスタを経由して出力端子に至る伝送経路上のいずれかの点から分岐するように設けられる。【選択図】図１

Description

本発明は、電力増幅回路に関する。
携帯電話等の移動体通信機に搭載される電力増幅回路においては、基地局へと送信される送信信号の最大出力電力を増大させることが求められている。例えば、特許文献１には、２つのトランジスタが上下に接続された電力増幅回路が開示されている。この電力増幅回路では、上段と下段のトランジスタがキャパシタを経由して接続され、かつ上段のトランジスタのエミッタがインダクタにより接地されることにより、上段と下段のトランジスタが交流的には導通し、直流的には遮断される。これにより、上段のトランジスタのコレクタから電源電圧の２倍に相当する電圧振幅の信号が出力され、最大出力電力が増大する。
加えて、ユーザにより携帯される移動体通信機では、消費電力を低減させることもまた課題となっている。特に電力増幅回路は消費電力が相対的に大きいため、電力付加効率（ＰＡＥ：Ｐｏｗｅｒ Ａｄｄｅｄ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を向上させることが重要となる。例えば、下記非特許文献１では、送信信号の偶数次高調波を接地電位に短絡し、奇数次高調波を開放するように高調波を制御することにより、電力増幅器をＦ級動作させる構成が開示されている。このようなＦ級動作は、電力増幅器の高線形性と高効率性を両立させる技術として知られている。
特開２０１８−８５６８９号公報
Satoshi TANAKA, "Progress of the Linear RF Power Amplifier for Mobile Phones", IEICE Transactions on Fundamentals of Electronics, Communications and Computer Sciences, Vol.E101.A, No.2, 2018, p385-395
しかしながら、特許文献１に記載された電力増幅回路においては、非特許文献１に記載されたような電力付加効率の向上のための検討が必ずしも十分であるとは言えない。
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させることができる電力増幅回路を提供することを目的とする。
かかる目的を達成するため、本発明の一側面に係る電力増幅回路は、第１電源電圧が供給される第１端子（コレクタ）と、接地に接続される第２端子（エミッタ）と、入力信号が供給される第３端子（ベース）と、を有する下段トランジスタと、第１キャパシタと、第２電源電圧が供給されるとともに、入力信号を増幅させた増幅信号を出力端子に出力する第１端子（コレクタ）と、第１キャパシタを通じて下段トランジスタの第１端子と接続される第２端子（エミッタ）と、駆動電圧が供給される第３端子（ベース）と、を有する上段トランジスタと、上段トランジスタの第２端子（エミッタ）を接地に接続する第１インダクタと、駆動電圧を調整する電圧調整回路と、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか一方を接地電位に短絡させる、少なくとも一つの終端回路と、を備え、少なくとも一つの終端回路は、下段トランジスタの第１端子（コレクタ）から第１キャパシタ及び上段トランジスタを経由して出力端子に至る伝送経路上のいずれかの点から分岐するように設けられる。
本発明によれば、最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させることができる電力増幅回路を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 終端回路１７０の一具体例を示す図である。 フィルタ回路１８０の一具体例を示す図である。 終端回路１７０のインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 フィルタ回路１８０のインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。 Ｆ級動作させた場合における増幅器のコレクタ電圧及びコレクタ電流の波形を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 電力増幅回路１００Ｄにおける出力信号の減衰量の周波数特性を示すグラフである。 本発明の第５実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 電力増幅回路１００Ｅにおける出力信号の減衰量の周波数特性を示すグラフである。 本発明の第６実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 本発明の第７実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 本発明の第８実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。 電力増幅回路１００Ｈにおける出力信号の通過減衰量の周波数特性を示すグラフである。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。電力増幅回路１００Ａは、例えば、携帯電話等の移動体通信機において、入力される無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号ＲＦｉｎを増幅し、増幅信号ＲＦｏｕｔを出力する。ＲＦ信号ＲＦｉｎの周波数は、例えば数〜数十ＧＨｚ程度である。
図１に示されるように、電力増幅回路１００Ａは、例えば、トランジスタ１１０，１１１、バイアス回路１２０，１２１、電圧調整回路１３０、キャパシタ１４０，１４１、インダクタ１５０〜１５２、整合回路１６０，１６１、終端回路１７０及びフィルタ回路１８０を備える。
トランジスタ１１０，１１１は、例えば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のバイポーラトランジスタにより構成される。なお、トランジスタ１１０，１１１は、バイポーラトランジスタに限られず、例えばＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の電界効果トランジスタにより構成されてもよい。その場合、コレクタ、ベース、エミッタを、それぞれ、ドレイン、ゲート、ソースに読み替えればよい。また、以下の説明において、２つのトランジスタ１１０，１１１をまとめて「増幅器」とも呼ぶこともある。
トランジスタ１１０（下段トランジスタ）は、コレクタ（第１端子）にインダクタ１５０を通じて電源電圧Ｖｃｃ１（第１電源電圧）が供給され、ベース（第３端子）に整合回路１６０及びキャパシタ１４０を通じてＲＦ信号ＲＦｉｎ（入力信号）が供給され、エミッタ（第２端子）が接地される。また、トランジスタ１１０のベースには、バイアス回路１２０から出力されるバイアス電流又はバイアス電圧が供給される。これにより、トランジスタ１１０のコレクタから、ＲＦ信号ＲＦｉｎを増幅した増幅信号が出力される。
トランジスタ１１１（上段トランジスタ）は、コレクタ（第１端子）にインダクタ１５１を通じて電源電圧Ｖｃｃ２（第２電源電圧）が供給され、ベース（第３端子）にバイアス回路１２１から出力されるバイアス電流又はバイアス電圧が電圧調整回路１３０を通じて供給され、エミッタ（第２端子）がインダクタ１５２を通じて接地される。また、トランジスタ１１１のエミッタは、キャパシタ１４１を通じてトランジスタ１１０のコレクタに接続される。これにより、トランジスタ１１１のコレクタから、ＲＦ信号ＲＦｉｎを増幅した増幅信号ＲＦｏｕｔが出力端子Ｔに出力される。
キャパシタ１４１（第１キャパシタ）は、上段のトランジスタ１１１のエミッタと、下段のトランジスタ１１０のコレクタとの間を接続する。キャパシタ１４１は、上段のトランジスタ１１１と下段のトランジスタ１１０を直流においては分離させ、交流においては接続する機能を有する。
インダクタ１５２（第１インダクタ）は、一端がトランジスタ１１１のエミッタに接続され、他端が接地される。インダクタ１５２は、上段のトランジスタ１１１のエミッタを直流において接地させる機能を有する。
トランジスタ１１０，１１１、キャパシタ１４１及びインダクタ１５２が上述のように接続される効果について、電源電圧Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２がともに３Ｖであるものとして説明する。
下段のトランジスタ１１０のコレクタ電圧は、直流においては電源電圧Ｖｃｃ１（ＤＣ３Ｖ）が供給されるため、ＤＣ３Ｖ±ＡＣ３Ｖの範囲において変動する。次に、上段のトランジスタ１１１のエミッタ電圧は、直流においては接地され、交流においては下段のトランジスタ１１０のコレクタと接続されるため、ＤＣ０Ｖ±ＡＣ３Ｖの範囲において変動する。また、トランジスタ１１１のコレクタ電圧は、直流においては電源電圧Ｖｃｃ２（ＤＣ３Ｖ）が供給され、交流においてはトランジスタ１１１のエミッタの信号振幅と合算されるため、ＤＣ３Ｖ±ＡＣ６Ｖの範囲において変動する。従って、上段のトランジスタ１１１のコレクタ・エミッタ間の信号振幅は下段のトランジスタ１１０のコレクタ・エミッタ間の信号振幅と同じでありながら、上段のトランジスタ１１１のコレクタの信号振幅はコレクタ・エミッタ間の信号振幅の２倍となる。
ここで、信号の出力電力をＰ、コレクタ電圧をＶ、増幅器の負荷インピーダンスをＲとすると、Ｐ＝Ｖ2／Ｒの関係が成り立つ。このとき、電圧振幅が２倍になり、出力電力が２倍になるには、負荷インピーダンスが２倍になればよい。従って、電力増幅回路１００Ａによると、トランジスタが上下に接続されない構成に比べて、電源電圧を上昇させることなく負荷インピーダンスを２倍とすることができ、信号の最大出力電力を増大させることができる。
バイアス回路１２０，１２１は、それぞれ、バイアス電流又はバイアス電圧を生成し、トランジスタ１１０，１１１のベースに供給する。バイアス回路１２０，１２１の構成は特に限られないため、詳細な説明を省略する。
電圧調整回路１３０は、バイアス回路１２１と上段のトランジスタ１１１のベースとの間に設けられる。本実施形態において、電圧調整回路１３０は、直列接続されたインダクタ１５３及びキャパシタ１４２を備える。インダクタ１５３は、一端にバイアス回路１２１からバイアス電流が供給され、他端が上段のトランジスタ１１１のベースに接続される。キャパシタ１４２は、一端が上段のトランジスタ１１１のベースに接続され、他端が接地される。
電圧調整回路１３０は、トランジスタ１１１のベース端子から見込んだインピーダンスを調整することにより、トランジスタ１１１のベースに供給される電圧（駆動電圧）の振幅動作がバイアス回路１２１によって制限されることを阻止する。すなわち、上段のトランジスタ１１１がオンとなるためには、当該トランジスタ１１１のベース・エミッタ間電圧が所定の電圧以上である必要がある。従って、トランジスタ１１１のベース電圧は、当該トランジスタ１１１のエミッタ電圧の変動に伴って変動する必要がある。この点、電圧調整回路１３０は、キャパシタ１４２を備えることにより、トランジスタ１１１のベース電圧を交流において変動させるように機能する。なお、キャパシタ１４２のキャパシタンス値は、キャパシタ１４１のキャパシタンス値より小さいことが好ましい。キャパシタ１４２のキャパシタンス値が過度に大きいと、トランジスタ１１１のベース変動が抑制されてしまうためである。
キャパシタ１４０は、ＲＦ信号の直流成分を除去する。インダクタ１５０，１５１は、それぞれ、ＲＦ信号が電源回路（不図示）へと結合することを抑制する。
整合回路１６０，１６１は、前後に設けられた回路間のインピーダンスを整合させる。整合回路１６０，１６１は、それぞれ、例えばインダクタやキャパシタを用いて構成される。
終端回路１７０は、下段のトランジスタ１１０のコレクタからキャパシタ１４１及び上段のトランジスタ１１１を経由して出力端子Ｔに至る伝送経路Ｌ（図１破線参照）上のうち、トランジスタ１１１のコレクタと整合回路１６１との間の点から分岐するように設けられる。本実施形態において終端回路１７０は、例えば、増幅信号ＲＦｏｕｔの２次高調波を接地電位に短絡させる（すなわち、低インピーダンスで終端する）ノッチフィルタ回路により構成される。
図２Ａは、終端回路１７０の一具体例を示す図である。なお、図２Ａ及び後述する図２Ｂでは、終端回路及びフィルタ回路が集中定数回路により構成される例が示されているが、集中定数回路に代えて伝送線路により構成されてもよい。図３Ａは、終端回路１７０のインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。図３Ａに示されるグラフにおいて、縦軸はインピーダンス（Ω）を示し、横軸は周波数（Ｈｚ）を示す。
図２Ａに示されるように、終端回路１７０は、例えば、直列接続されたインダクタ２００とキャパシタ２１０を含むＬＣ直列共振回路により構成される。ここで、ＬＣ直列共振回路は、インダクタのインダクタンス値をＬとし、キャパシタのキャパシタンス値をＣとすると、共振周波数ｆ0＝１／（２π√ＬＣ）（Ｈｚ）においてインピーダンスが局所的に低くなる特性を有する。従って、送信周波数帯域をｆｍｉｎ〜ｆｍａｘ（Ｈｚ）とすると、図３Ａに示されるように、終端回路１７０の共振周波数ｆT1が送信信号の２次高調波の帯域２ｆｍｉｎ〜２ｆｍａｘ（Ｈｚ）に含まれるようにインダクタ２００及びキャパシタ２１０の定数を設定する。これにより、２次高調波を選択的に接地電位に短絡させることができる。また、送信周波数帯域では、インピーダンスが十分高く、信号の損失が抑制されるように終端回路１７０のＱ値が設定されることが好ましい。なお、共振周波数ｆT1は、例えば、送信周波数帯域の中心周波数の２倍の周波数に設定されてもよいし、インピーダンスの変動や送信周波数帯域における信号の損失を考慮して中心周波数の２倍の周波数から上下にずらされていてもよい。
他方、フィルタ回路１８０は、伝送経路Ｌのうち上段のトランジスタ１１１のコレクタと整合回路１６１との間において伝送経路Ｌに直列に接続される。本実施形態においてフィルタ回路１８０は、例えば、増幅信号の３次高調波を開放するタンク回路（ＬＣ並列共振回路）により構成される。
図２Ｂは、フィルタ回路１８０の一具体例を示す図であり、図３Ｂは、フィルタ回路１８０のインピーダンスの周波数特性を示すグラフである。なお、図３Ｂに示されるグラフにおいて、縦軸はインピーダンス（Ω）を示し、横軸は周波数（Ｈｚ）を示す。
図２Ｂに示されるように、フィルタ回路１８０は、例えば、並列接続されたインダクタ２０１とキャパシタ２１１を含むＬＣ並列共振回路により構成される。ここで、ＬＣ並列共振回路は、インダクタのインダクタンス値をＬとし、キャパシタのキャパシタンス値をＣとすると、共振周波数ｆ0＝１／（２π√ＬＣ）（Ｈｚ）においてインピーダンスが局所的に高くなる特性を有する。従って、図３Ｂに示されるように、フィルタ回路１８０の共振周波数ｆF1が、送信信号の３次高調波の帯域３ｆｍｉｎ〜３ｆｍａｘ（Ｈｚ）に含まれるようにインダクタ２０１及びキャパシタ２１１の定数を設定する。これにより、３次高調波を選択的に開放させることができる。また、送信周波数帯域では、インピーダンスが十分低く、信号の損失が抑制されるようにフィルタ回路１８０のＱ値が設定されることが好ましい。なお、共振周波数ｆF1は、例えば、送信周波数帯域の中心周波数の３倍の周波数に設定されてもよいし、インピーダンスの変動や送信周波数帯域における信号の損失を考慮して中心周波数の３倍の周波数から上下にずらされていてもよい。
なお終端回路１７０及びフィルタ回路１８０に含まれる各素子は、トランジスタ１１０，１１１等が形成される半導体基板上に設けられていてもよい。あるいは、例えばキャパシタ２１０，２１１が当該半導体基板上に設けられ、インダクタ２００，２０１は当該半導体基板が実装されるモジュール基板上に設けられてもよい。また、図１においては機能構成上、フィルタ回路１８０と整合回路１６１がそれぞれ分けて示されているが、これらの両回路は必ずしも分けて構成される必要はなく、例えば整合回路１６１がフィルタ回路１８０の機能を兼ねてもよい。
上述のとおり、増幅器から出力される高調波のうち、偶数次高調波の一部である２次高調波を短絡させ、奇数次高調波の一部である３次高調波を開放させると、トランジスタ１１０，１１１のコレクタ電流の波形は半波整流波に近付き、コレクタ電圧の波形は矩形波に近付く。従って、増幅器は、いわゆるＦ級動作となる。
図４は、Ｆ級動作させた場合における増幅器のコレクタ電圧Ｖｃ（実線）及びコレクタ電流Ｉｃ（点線）の波形を示す図である。同図に示されるように、Ｆ級動作においては、電圧波形と電流波形の山が重ならないように位相が調整される。これにより、コレクタ電流Ｉｃとコレクタ電圧Ｖｃの波形が重なる時間が短くなり、増幅器の消費電力（＝コレクタ電流Ｉｃ×コレクタ電圧Ｖｃ）が理想的には０Ｗとなる。従って、Ｆ級動作では電力増幅回路の電力付加効率が向上する。
なお、短絡又は開放するように制御される高調波は２次高調波及び３次高調波に限られず、２次以上のいずれかの偶数次高調波が短絡され、３次以上のいずれかの奇数次高調波が開放される構成であればよい。
ここで、本実施形態では、下段のトランジスタ１１０と上段のトランジスタ１１１に流れる電流が共通する。すなわち、キャパシタ１４１のキャパシタンス値及びインダクタ１５０，１５２のインダクタンス値が十分大きく、そのインピーダンスが無視できるものとする。この場合、下段のトランジスタ１１０と上段のトランジスタ１１１に流れるコレクタ電流は等しい。また、下段のトランジスタ１１０のコレクタ電圧波形は、上段のトランジスタ１１１のコレクタ電圧波形の半分の振幅を持ち、上段のトランジスタ１１１のエミッタ電圧波形は、下段のトランジスタ１１０のコレクタ電圧波形と等しい。従って、上段のトランジスタ１１１のコレクタ・エミッタ間電圧波形は、下段のトランジスタ１１０のコレクタ・エミッタ間電圧波形と等しくなる。従って、本実施形態では、上段のトランジスタ１１１の出力において高調波を制御することにより、同時に下段のトランジスタ１１０に起因する高調波も同時に制御されることとなる。
上述のとおり、電力増幅回路１００Ａによると、トランジスタが上下に接続されない構成に比べて２倍の電圧振幅の増幅信号ＲＦｏｕｔを出力することができ、最大出力電力を増大させることができる。加えて、電力増幅回路１００Ａは、２次高調波を接地電位に短絡させる終端回路１７０と、３次高調波を開放させるフィルタ回路１８０を備えることにより、増幅器をＦ級動作させることができる。従って、下段のトランジスタ１１０の出力の高調波を制御することなく、電力増幅回路１００Ａにおける電力付加効率を向上させ、直流消費電力を低減させることができる。
また、電力増幅回路１００Ａは、終端回路１７０とフィルタ回路１８０の双方を備えることにより、いずれか一方を備える構成に比べて増幅器の電圧電流波形がより整形されるため、電力付加効率がさらに向上する。もっとも、電力増幅回路は、終端回路１７０とフィルタ回路１８０のうちいずれか一方を備えていなくてもよい。
なお、上述の電力増幅回路１００Ａでは、終端回路１７０が上段のトランジスタ１１１のコレクタに接続される構成が示されているが、上段のトランジスタ１１１の代わりに下段のトランジスタ１１０のコレクタに終端回路が接続されていてもよい。
また、図１では、電力増幅回路１００Ａが一段の増幅器を含む構成が示されているが、電力増幅回路は例えば初段（ドライブ段）と後段（パワー段）を含む二段以上の増幅器を備えていてもよい。電力増幅回路が二段以上の増幅器を備える場合、例えば、信号の出力電力が最も大きくなる最終段の増幅器には図１に示される構成が適用され、他の増幅器にはトランジスタが上下に接続されない構成が適用されることが好ましい。これによると、全ての増幅器において図１に示される構成が適用される場合に比べて、回路規模の増大が抑制される。もっとも、例えば要求される利得が高い場合など、最終段以外の増幅器においても図１に示される構成が適用されてもよい。
また、上下に接続されるトランジスタの個数は２つに限られず、３つ以上であってもよい。例えば、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のトランジスタが上下に接続される場合、最上段のトランジスタのコレクタの信号振幅は、１つのトランジスタのコレクタの信号振幅の約Ｎ倍となる。
図５は、本発明の第２実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。なお、以下の各実施形態においては、電力増幅回路１００Ａと同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
図５に示されるように、電力増幅回路１００Ｂは、上段のトランジスタ１１１に加えて下段のトランジスタ１１０の出力においても終端回路１７１が接続される。終端回路１７１（第１終端回路）は、伝送経路Ｌのうち、下段のトランジスタ１１０のコレクタと上段のトランジスタ１１１のエミッタとの間の点から分岐するように設けられる。本実施形態において、終端回路１７１は、終端回路１７０（第２終端回路）と同じ共振周波数を有し、増幅信号ＲＦｏｕｔの２次高調波を接地電位に短絡させる。なお、終端回路１７１の具体的な構成は、例えば図２Ａに示される終端回路１７０と同様とすることができるため、詳細な説明を省略する。
上下のトランジスタ１１０，１１１は、基本的には同じ動作を行うが、電圧調整回路１３０の設定やインダクタ１５０，１５２又はキャパシタ１４１のインピーダンスが十分に大きくない場合等に、上下のトランジスタの対称性が崩れる場合がある。このような場合であっても、電力増幅回路１００Ｂでは上下のトランジスタにそれぞれ終端回路が接続されるため、適切にトランジスタ１１０，１１１のコレクタの電圧電流波形が整形される。加えて、終端回路１７１は、上段のトランジスタ１１１のエミッタに現れる２次高調波もまた接地電位に短絡する。これにより、トランジスタ１１１の電圧電流波形の整形が補助される。
なお、図５においては、終端回路１７１の一端が、トランジスタ１１０のコレクタとキャパシタ１４１との間に接続されているが、当該終端回路１７１の一端が接続される位置はこれに限られず、トランジスタ１１０のコレクタとトランジスタ１１１のエミッタとの間であればいずれであってもよい。
図６は、本発明の第３実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図６に示されるように、電力増幅回路１００Ｃは、電力増幅回路１００Ｂに比べて、終端回路１７１の代わりに終端回路１７２を備える。
終端回路１７２は、上段のトランジスタ１１１のエミッタを接地するためのインダクタ１５２の一部を、ＬＣ直列共振回路を構成するインダクタとして利用する。具体的に、終端回路１７２は、インダクタ１５２の一部と、当該インダクタ１５２のいずれかの点から分岐するように接地に接続されるキャパシタ２１２（第２キャパシタ）を含む。ここで、２つに分割されたインダクタ１５２の接地側のインダクタンス値が基本波において十分高いインピーダンスである場合、基本波においては開放に見える。従って、終端回路１７２では、インダクタ１５２の一部とキャパシタ２１２がＬＣ直列共振回路として機能する。なお、当該ＬＣ直列共振回路の共振周波数を決定するインダクタンス値は、２つに分割されたインダクタ１５２が並列接続された場合のインダクタンス値に相当する。終端回路１７２の機能は、終端回路１７１と同様であるため、詳細な説明を省略する。
上述の構成により、電力増幅回路１００Ｃでは、電力増幅回路１００Ｂに比べて少ない素子数で終端回路１７２が構成され、電力増幅回路１００Ｂと同様の効果を得ることができる。
なお、図６においては、インダクタ１５２の一部が終端回路１７２のインダクタンス成分として機能する例が示されているが、これに代えて、例えばインダクタ１５０の一部が終端回路のインダクタンス成分として機能する構成であってもよい。この場合、キャパシタ２１２に相当するキャパシタが、インダクタ１５０のいずれかの点から分岐するように接地に接続されていればよい。
上述の電力増幅回路１００Ｂ，１００Ｃはいずれも、２つの終端回路の共振周波数が等しいものとして説明した。しかしながら、これらの終端回路の共振周波数は、互いに異なっていてもよい。例えば、図５に示される電力増幅回路１００Ｂと同様の構成において、２つの終端回路１７０，１７１の共振周波数ｆT1，ｆT2が互いに異なる態様を第４実施形態（電力増幅回路１００Ｄ）とする。
図７は、電力増幅回路１００Ｄにおける出力信号の減衰量の周波数特性を示すグラフである。なお、本実施形態では、終端回路１７０，１７１の共振周波数ｆT1，ｆT2が互いに異なるため、図７における縦軸はインピーダンスの代わりに減衰量（ｄＢ）を示す。
図７に示されるように、本実施形態では、終端回路１７０の共振周波数ｆT1が送信周波数帯域の中心周波数の２倍の周波数に設定され、終端回路１７１の共振周波数ｆT2が２次高調波の帯域の上限値２ｆｍａｘ（Ｈｚ）より高い周波数に設定されている。これにより、１つの終端回路を備える構成（破線参照）に比べて、２次高調波がより広い帯域において減衰される。従って、１つの終端回路を備える構成に比べて広い周波数帯域で２次高調波が十分に接地電位に短絡されるため、電力付加効率のさらなる向上が見込まれる。このような実施形態は、例えば、送信周波数帯域が比較的広い場合に好適に機能する。
なお、２つの終端回路の共振周波数のずらし方はこれに限られない。上述のように、一方の共振周波数を２次高調波の中心周波数より高い側にずらすことにより、低い側にずらす場合に比べて、通過させるべき基本波の減衰を抑制し得る。
図８は、本発明の第５実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図８に示されるように、電力増幅回路１００Ｅは、電力増幅回路１００Ｂに比べて、終端回路１７３，１７４をさらに備える。
終端回路１７３は、終端回路１７０と並列に接続される。終端回路１７４は、終端回路１７１と並列に接続される。本実施形態において、これらの４つの終端回路１７０，１７１，１７３，１７４の各々の共振周波数は、２次高調波の帯域の近傍においてずらされて設定されている。
図９は、電力増幅回路１００Ｅにおける出力信号の減衰量の周波数特性を示すグラフである。
図９に示されるように、本実施形態では、終端回路１７０，１７１，１７３，１７４の共振周波数ｆT1，ｆT2，ｆT3，ｆT4が、２次高調波の帯域の近傍においてこの順に周波数が徐々に高くなるように設定されている。これにより、２つの終端回路１７０，１７１を備える電力増幅回路１００Ｄに比べて、さらに広い帯域において２次高調波を減衰させることができる。従って、電力増幅回路１００Ｅは、電力増幅回路１００Ｄに比べてさらに広い帯域で電力付加効率を向上させることができる。
図１０は、本発明の第６実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図１０に示されるように、電力増幅回路１００Ｆは、電力増幅回路１００Ｅに比べて、２次高調波を短絡させる終端回路１７３，１７４に代えて、４次高調波を短絡させる終端回路１７５，１７６を備える。
終端回路１７５（第４終端回路）は、終端回路１７０と並列に接続される。終端回路１７６（第３終端回路）は、終端回路１７１と並列に接続される。これらの終端回路１７５，１７６の各々の共振周波数は、４次高調波の帯域の近傍となるように設定されている。これにより、２つの終端回路を備える電力増幅回路１００Ｂに比べて、減衰させる高調波の帯域を広くとることができる。また、４つの終端回路がいずれも２次高調波を短絡させる電力増幅回路１００Ｅに比べて、電力増幅回路１００Ｆでは２次高調波に加えて４次高調波も短絡されるため、増幅器における電圧電流波形がより理想的な波形に近付く。従って、電力付加効率のさらなる向上が見込まれる。
このように、複数の終端回路が短絡する高調波は２次高調波に限られず、他の偶数次高調波も含んでいてもよい。なお、終端回路１７０と終端回路１７１、及び、終端回路１７５と終端回路１７６は、それぞれ、共振周波数が等しくてもよく、あるいは異なっていてもよい。
図１１は、本発明の第７実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図１１に示されるように、電力増幅回路１００Ｇは、電力増幅回路１００Ａに比べて、フィルタ回路１８０に代えてフィルタ回路１８１を備え、キャパシタ１４１に代えてキャパシタ１４３を備える。
フィルタ回路１８１は、伝送経路Ｌのうち、下段のトランジスタ１１０のコレクタと上段のトランジスタ１１１のエミッタとの間に設けられている。具体的に、フィルタ回路１８１は、並列接続されたインダクタ２０２（第２インダクタ）とキャパシタ２１２を含むＬＣ並列共振回路により構成される。フィルタ回路１８１の共振周波数は、例えば３次高調波の帯域に含まれるように設定される。具体的には、キャパシタ２１２とキャパシタ１４３を直列接続した場合のキャパシタンス値と、インダクタ２０２のインダクタンス値により共振周波数が決定される。
また、インダクタ２０２と下段のトランジスタ１１０のコレクタとの間にキャパシタ１４３が設けられる。キャパシタ１４３（第３キャパシタ）は、上述の各実施形態におけるキャパシタ１４１と同様に、上段のトランジスタ１１１と下段のトランジスタ１１０とを直流的に遮断する機能を有する。なお、キャパシタ１４３のキャパシタンス値は、キャパシタ２１２のキャパシタンス値に比べて十分に大きいものとする。これにより、フィルタ回路１８１の共振周波数は、キャパシタ２１２のキャパシタンス値により決定されることとなる。すなわち、キャパシタ１４３のキャパシタンス値がフィルタ回路１８１の共振周波数に与える影響を抑制することができる。
このように、３次高調波を開放するフィルタ回路が設けられる位置は、上段のトランジスタ１１１と出力端子Ｔとの間に限られず、下段のトランジスタ１１０と上段のトランジスタ１１１の間であってもよい。これによっても、電力増幅回路１００Ｇは、電力増幅回路１００Ａと同様の効果を得ることができる。
図１２は、本発明の第８実施形態に係る電力増幅回路の構成例を示す図である。図１２に示されるように、電力増幅回路１００Ｈは、図１に示されるフィルタ回路１８０と図１１に示されるフィルタ回路１８１をいずれも備える構成である。
電力増幅回路１００Ｈは、２つのフィルタ回路１８０（第２フィルタ回路），１８１（第１フィルタ回路）を備えることにより、上段のトランジスタ１１１と下段のトランジスタ１１０のコレクタの電圧電流波形をそれぞれ独立して制御することができる。なお、フィルタ回路１８０の共振周波数とフィルタ回路１８１の共振周波数は等しくてもよく、あるいは互いに異なっていてもよい。
図１３は、電力増幅回路１００Ｈにおける出力信号の通過減衰量の周波数特性を示すグラフである。なお、図１３に示されるグラフの縦軸は、フィルタ回路１８０，１８１の通過減衰量（ｄＢ）を示す。また、当該グラフは、フィルタ回路１８０の共振周波数とフィルタ回路１８１の共振周波数が互いに異なるように設定された場合のグラフである。
図１３に示されるように、フィルタ回路１８０，１８１の共振周波数ｆF1，ｆF2は、それぞれ、３次高調波の帯域に含まれるように設定されている。これにより、本実施形態では、１つのフィルタ回路を備える構成に比べて、より広い帯域において３次高調波の通過を抑制することができる。
以上、最大出力電力を増大させつつ電力付加効率を向上させることができる電力増幅回路１００Ａ〜１００Ｈについて説明した。なお、上述の実施形態はいずれも、偶数次高調波が接地電位に短絡され、奇数次高調波が開放されることにより、増幅器がＦ級動作する構成である。他方、電力増幅回路は、奇数次高調波が接地電位に短絡され、偶数次高調波が開放される構成であってもよい。例えば、電力増幅回路１００Ａを例とすると、終端回路１７０が３次高調波を接地電位に短絡し、フィルタ回路１８０が２次高調波を開放してもよい。この場合、増幅器の電流波形は矩形波に近付き、電圧波形は半波整流波に近付くため、増幅器は逆Ｆ級動作となる。このような逆Ｆ級動作であっても、消費電力が低減され、電力付加効率を向上させることができる。
なお、Ｆ級動作は、電流波形が半波整流波であるため、トランジスタの寄生抵抗成分により電力増幅の特性に影響を及ぼし得るが、電圧波形が矩形波であるため、トランジスタの耐圧を超えるリスクを抑えることができる。他方、逆Ｆ級動作は、電圧波形が半波整流波であるため、トランジスタの耐圧を超えるリスクがあるが、電流波形が矩形波であるため、寄生抵抗成分に起因する電力増幅の特性への影響が小さい。
以上、本発明の例示的な実施形態について説明した。電力増幅回路１００Ａ〜１００Ｈは、電源電圧Ｖｃｃ１が供給される第１端子と、接地に接続される第２端子と、入力信号が供給される第３端子と、を有するトランジスタ１１０と、キャパシタ１４１と、電源電圧Ｖｃｃ２が供給されるとともに、入力信号を増幅させた増幅信号を出力端子Ｔに出力する第１端子と、キャパシタ１４１を通じてトランジスタ１１０の第１端子と接続される第２端子と、駆動電圧が供給される第３端子と、を有するトランジスタ１１１と、トランジスタ１１１の第２端子を接地に接続するインダクタ１５２と、駆動電圧を調整する電圧調整回路１３０と、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか一方を接地電位に短絡させる、少なくとも一つの終端回路１７０と、を備え、少なくとも一つの終端回路１７０は、トランジスタ１１０の第１端子からキャパシタ１４１及びトランジスタ１１１を経由して出力端子Ｔに至る伝送経路Ｌ上のいずれかの点から分岐するように設けられる。これにより、電力増幅回路１００Ａ〜１００Ｈは、トランジスタが上下に接続されない構成に比べて２倍の電圧振幅の増幅信号を出力し、かつ増幅器をＦ級動作させることができる。従って、電力増幅回路１００Ａ〜１００Ｈによると、最大出力電力を増大させつつ、電力付加効率を向上させることができる。
また、電力増幅回路１００Ｃにおいて、終端回路１７２は、インダクタ１５２のいずれかの点から分岐して接地に接続されるキャパシタ２１２を含む。これにより、電力増幅回路１００Ｃでは、電力増幅回路１００Ｂに比べて少ない素子数で終端回路１７２を構成することができる。
また、電力増幅回路１００Ａ〜１００Ｈは、増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか他方を開放する、少なくとも一つのフィルタ回路１８０（１８１）をさらに備え、少なくとも一つのフィルタ回路１８０（１８１）は、伝送経路Ｌのうち、トランジスタ１１０の第1端子と出力端子Ｔとの間に直列に接続される。これにより、電力増幅回路１００Ａ〜１００Ｈは、フィルタ回路１８０（１８１）を備えない構成に比べて、トランジスタ１１０，１１１のコレクタ電圧及びコレクタ電流の波形がより整形されるため、電力付加効率がさらに向上する。
また、フィルタ回路１８１が設けられる位置は特に限定されないが、例えば電力増幅回路１００Ｇ，１００Ｈのように、トランジスタ１１０とトランジスタ１１１との間において互いに並列に接続されたキャパシタ２１２とインダクタ２０２により構成されていてもよい。
また、電力増幅回路１００Ｂ〜１００Ｆは、伝送経路Ｌのうち、トランジスタ１１０の第１端子とトランジスタ１１１の第２端子との間のいずれかの点から分岐する終端回路１７１（１７２）と、伝送経路Ｌのうち、トランジスタ１１１の第１端子と出力端子Ｔとの間のいずれかの点から分岐する終端回路１７０と、を含み、終端回路１７１（１７２）及び終端回路１７０は、それぞれ、２次高調波を接地電位に短絡させる。これにより、上下のトランジスタ１１０，１１１の対称性が崩れる場合であっても、適切に電圧電流波形を整形することができる。
また、電力増幅回路１００Ｆは、終端回路１７１に並列に接続された終端回路１７６と、終端回路１７０に並列に接続された終端回路１７５と、をさらに含み、終端回路１７６及び終端回路１７５は、それぞれ、４次高調波を接地電位に短絡させる。これにより、２次高調波に加えて４次高調波もまた短絡されるため、増幅器における電圧電流波形がより理想的な波形に近付き、電力付加効率のさらなる向上が見込まれる。
また、電力増幅回路１００Ｈは、伝送経路Ｌのうち、トランジスタ１１０の第１端子とトランジスタ１１１の第２端子との間に直列に接続されたフィルタ回路１８１と、伝送経路Ｌのうち、トランジスタ１１１の第１端子と出力端子Ｔとの間に直列に接続されたフィルタ回路１８０と、を含み、フィルタ回路１８１及びフィルタ回路１８０は、それぞれ、３次高調波を開放する。これにより、１つのフィルタ回路を備える構成に比べて、より広い帯域において３次高調波の通過を抑制することができる。
また、上述の各終端回路は、偶数次高調波に代えて奇数次高調波を接地電位に短絡させてもよい。同様に、上述の各フィルタ回路は、奇数次高調波に代えて偶数次高調波を開放してもよい。これにより、増幅器の電流波形が矩形波に近付き、電圧波形が半波整流波に近付くため、増幅器は逆Ｆ級動作する。従って、このような構成であっても、電力増幅回路は、電力付加効率を向上させることができる。
以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更又は改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
１００Ａ〜１００Ｈ…電力増幅回路、１１０，１１１…トランジスタ、１２０，１２１…バイアス回路、１３０…電圧調整回路、１４０〜１４３，２１０〜２１２…キャパシタ、１５０〜１５３，２００〜２０２…インダクタ、１６０，１６１…整合回路、１７０〜１７６…終端回路、１８０，１８１…フィルタ回路

Claims (9)

  1. 第１電源電圧が供給される第１端子と、接地に接続される第２端子と、入力信号が供給される第３端子と、を有する下段トランジスタと、
    第１キャパシタと、
    第２電源電圧が供給されるとともに、前記入力信号を増幅させた増幅信号を出力端子に出力する第１端子と、前記第１キャパシタを通じて前記下段トランジスタの前記第１端子と接続される第２端子と、駆動電圧が供給される第３端子と、を有する上段トランジスタと、
    前記上段トランジスタの前記第２端子を接地に接続する第１インダクタと、
    前記駆動電圧を調整する電圧調整回路と、
    前記増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか一方を接地電位に短絡させる、少なくとも一つの終端回路と、
    を備え、
    前記少なくとも一つの終端回路は、前記下段トランジスタの前記第１端子から前記第１キャパシタ及び前記上段トランジスタを経由して前記出力端子に至る伝送経路上のいずれかの点から分岐するように設けられる、
    電力増幅回路。
  2. 前記少なくとも一つの終端回路は、前記第１インダクタのいずれかの点から分岐して接地に接続される第２キャパシタを含む、
    請求項１に記載の電力増幅回路。
  3. 前記電力増幅回路は、前記増幅信号の偶数次高調波又は奇数次高調波のいずれか他方を開放する、少なくとも一つのフィルタ回路をさらに備え、
    前記少なくとも一つのフィルタ回路は、前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第1端子と前記出力端子との間に直列に接続される、
    請求項１又は２に記載の電力増幅回路。
  4. 前記電力増幅回路は、互いに直列に接続され、かつ、前記第１キャパシタと並列に接続された第２インダクタ及び第３キャパシタをさらに備える、
    請求項３に記載の電力増幅回路。
  5. 前記少なくとも一つの終端回路は、
    前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第１端子と前記上段トランジスタの前記第２端子との間のいずれかの点から分岐する第１終端回路と、
    前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第１端子と前記出力端子との間のいずれかの点から分岐する第２終端回路と、を含み、
    前記第１終端回路及び前記第２終端回路は、それぞれ、２次高調波を接地電位に短絡させる、
    請求項１から４のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
  6. 前記少なくとも一つの終端回路は、
    前記第１終端回路に並列に接続された第３終端回路と、
    前記第２終端回路に並列に接続された第４終端回路と、をさらに含み、
    前記第３終端回路及び前記第４終端回路は、それぞれ、４次高調波を接地電位に短絡させる、
    請求項５に記載の電力増幅回路。
  7. 前記少なくとも一つのフィルタ回路は、
    前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第１端子と前記上段トランジスタの前記第２端子との間に直列に接続された第１フィルタ回路と、
    前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第１端子と前記出力端子との間に直列に接続された第２フィルタ回路と、を含み、
    前記第１フィルタ回路及び前記第２フィルタ回路は、それぞれ、３次高調波を開放する、
    請求項３に記載の電力増幅回路。
  8. 前記少なくとも一つの終端回路は、
    前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第１端子と前記上段トランジスタの前記第２端子との間のいずれかの点から分岐する第１終端回路と、
    前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第１端子と前記出力端子との間のいずれかの点から分岐する第２終端回路と、を含み、
    前記第１終端回路及び前記第２終端回路は、それぞれ、３次高調波を接地電位に短絡させる、
    請求項１から４のいずれか一項に記載の電力増幅回路。
  9. 前記少なくとも一つのフィルタ回路は、
    前記伝送経路のうち、前記下段トランジスタの前記第１端子と前記上段トランジスタの前記第２端子との間に直列に接続された第１フィルタ回路と、
    前記伝送経路のうち、前記上段トランジスタの前記第１端子と前記出力端子との間に直列に接続された第２フィルタ回路と、を含み、
    前記第１フィルタ回路及び前記第２フィルタ回路は、それぞれ、２次高調波を開放する、
    請求項３に記載の電力増幅回路。
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