JP2020025419A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】測定回路が、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い発生するサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作が可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。【解決手段】下アームを構成するスイッチング素子３ｂの駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０の基準電位を共に主回路配線１４上の平滑コンデンサ端子の負極側端子６３に接続する電力変換装置において、駆動回路２１ｂに電源を供給する制御電源２５ｂと電流センサ３０に電源を供給する制御電源３５とを互いに電気的に絶縁された別の電源とする。【選択図】図６

Description

本願は、測定回路を備えた電力変換装置に係り、特に、測定回路の誤測定防止に関するものである。

電力変換装置は、例えば、スイッチング素子で構成される電力変換器と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、駆動回路に電源を供給する電源回路と、駆動回路を制御する制御回路と、電力変換器内を流れる電流を制御し短絡故障による過電流を測定するための電流測定回路とを備える。

そして、この電流測定回路には、通例、コストを抑えるため、シャント抵抗と、このシャント抵抗の両端電圧信号を増幅する回路と、増幅された信号を制御部に伝える絶縁ＩＣとが使用される。ところで、これら電流測定回路およびその電源回路は、安全対策等から、電力変換装置を収納する筐体から絶縁する必要がある。
従って、電流測定回路をスイッチング素子毎に設けると、電流測定回路の数が増大し、その分、電力変換装置が大型化しコストも増大する。

その解決策として、例えば、特許文献１には、複数のスイッチング素子を備え入力電力を直流電力に変換する第一の電力変換器と、複数のスイッチング素子を備え前記直流電力を変換して負荷に出力する第二の電力変換器とを備えた電力変換装置において、前記直流電力の端子間に接続された平滑コンデンサと直列に電流測定回路を挿入するものが紹介されている。

これにより、一般的にはスイッチング素子毎に必要となる電流測定回路を一つに集約することで、電力変換装置の小型化低価格化が可能となる。

特許第６２３９０２４号公報

また、特許文献１には、第一の電力変換器と第二の電力変換器との負側接続点間に電流測定回路を接続し、電流測定回路としてシャント抵抗を用いた構成とすると、シャント抵抗を用いた電流測定回路と下アームを構成するスイッチング素子の駆動回路との基準電位が同一となることから、電流測定回路の電源と駆動回路の電源とを共通化できるので、電力変換装置の更なる小型化低価格化が実現できるとされている（同特許文献１の明細書段落００２８、００３８参照）。

しかるに、上述したように、電流測定回路の電源と下アームを構成するスイッチング素子の駆動回路の電源とを共有化する、即ち、単一の電源回路から電流測定回路と駆動回路とに電源を供給する構成とすると、以下の通り新たな課題が発生する。

前記直流電力の端子間に接続される電流測定回路と直列に挿入される平滑コンデンサは、前記直流電力を平滑化するものであることから一般的に大型大容量のものが必要となる。この結果、この直流電力の端子と各スイッチング素子とを接続する主回路配線は長大化し、この主回路配線自体に存在する寄生インダクタンスが無視できない。

そのため、電力変換器におけるスイッチング素子のスイッチング動作に伴い主回路配線を流れる急峻な電流変化により前記寄生インダクタンスにサージ電圧が発生する。
そして、電流測定回路の電源と駆動回路の電源とを共有化している場合は、この寄生インダクタンスに発生したサージ電圧が電流測定回路の測定信号に重畳する可能性がある。

その結果、電流測定信号を制御に使用する場合は、例えば、意図する制御が行われなくなる、また、電流測定信号を短絡保護に使用する場合は、例えば、素子短絡が発生していないにも拘わらず短絡発生と検知して電力変換器の動作を停止させたり、素子短絡が発生したにも拘わらず未検知のまま動作を続け電力変換装置全体の破壊に繋がる等の不具合が生じ得ることになる。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、回路構成上、たとえ、スイッチング素子の駆動回路と電流測定回路等の測定回路との基準電位が互いに接続されるものであっても、当該測定回路が、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い発生するサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作が可能となる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される第一の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路とを備え、駆動回路の基準電位と電流測定回路の基準電位とが共に主回路配線に接続された電力変換装置であって、第一電源回路と第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示される第二の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位と電圧測定回路の基準電位とが共に主回路配線に接続された電力変換装置であって、第一電源回路と第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示された第三の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位と電流測定回路の基準電位と電圧測定回路の基準電位とが共に主回路配線に接続された電力変換装置であって、第一電源回路と第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとするとともに、第一電源回路と第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示される各電力変換装置によれば、スイッチング素子に駆動信号を供給する駆動回路に電源を供給する第一電源回路と各測定回路に電源を供給する第二電源回路またはおよび第三電源回路とを互いに電気的に絶縁された電源としたので、当該各測定回路が、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い発生するサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作が可能となる電力変換装置が得られる。

実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。 比較例としての電力変換装置の全体構成とスイッチング素子のスイッチング動作により寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧が発生する様子を説明するための図である。 電流センサ３０のオペアンプ３３を含む差動増幅回路の基本となる動作を説明するための図である。 比較例としての電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生していないタイミングにおけるものである。 比較例としての電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生しているタイミングにおけるものである。 実施の形態１による電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生しているタイミングにおけるものである。 比較例としての電力変換装置の全体構成とスイッチング素子のスイッチング動作により寄生インダクタンス１５ｂにサージ電圧が発生する様子を説明するための図である。 実施の形態２による電力変換装置における、電流センサ３０および各駆動回路に電源を供給することができる共通電源回路５０１の内部構成を示す図である。 実施の形態３による電力変換装置の全体構成を示す図である。 実施の形態４による電力変換装置の全体構成を示す図である。 実施の形態５による電力変換装置の全体構成を示す図である。

実施の形態１．
図１は実施の形態１による電力変換装置の全体構成を示す図である。図１の電力変換装置は、全体としては、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを直流電圧Ｖｏｕｔに電力変換してバッテリ等の直流負荷１１に出力するもので、交流電源１が接続された入力電圧端子としての交流電圧端子６０、６１と後述する平滑コンデンサ５が接続された平滑コンデンサ端子６２、６３との間で電力変換を行う交流／直流電力変換器としてのＡＣ／ＤＣコンバータ１０１と、平滑コンデンサ端子６２、６３間に互いに直列に接続された、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力を平滑する平滑コンデンサ５および電流測定回路としての電流センサ３０と、平滑コンデンサ端子６２、６３と出力電圧端子としての直流電圧端子６４、６５との間で電力変換を行う直流／直流電力変換器としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１０２とを備えている。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、力率改善用のＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）リアクトル２と、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなる半導体スイッチング素子（以下、単に、スイッチング素子と称す）３ａ、３ｂをハーフブリッジ構成した回路と、それと並列に半導体整流素子であるダイオード４ａ、４ｂを直列接続した直列回路とで構成するトーテムポール型であって、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃに整流する整流回路３として構成されている。

なお、スイッチング素子３ａ、３ｂは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、トランス７と、トランス７の一次巻線７ａに接続され、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子６ａ〜６ｄをフルブリッジ構成して、平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ６と、トランス７の二次巻線７ｂに接続され、ダイオード８ａ〜８ｄをフルブリッジ構成した整流回路８とを備える。また、整流回路８の出力側には平滑リアクトル９と出力コンデンサ１０が接続され、直流負荷１１へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄのゲート端子とソース端子とには、これらスイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路２１ａ、２１ｂ、２２ａ〜２２ｄが接続されている。
また、駆動回路２１ａ、２２ａ、２２ｃには、第一電源回路としての制御電源２５ａ、２６ａ、２６ｃが接続され、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄには第一電源回路としての制御電源２５ｂが接続されている。

電流センサ３０は、シャント抵抗３２と、抵抗３１ａ〜３１ｄおよびオペアンプ３３によって構成される差動増幅回路が含まれ、オペアンプ３３の電源端子には、第二電源回路としての制御電源３５が接続されている。

なお、各スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄ、ダイオード４ａ、４ｂ、電流センサ３０、平滑コンデンサ端子６２、６３等は、互いに主回路配線１４で接続されており、この主回路配線１４上の寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂの存在、また、各駆動回路および電流センサ３０と各制御電源とは電源配線で接続されておりこれら電源配線に係る接続構成は、本願の要部に係るテーマであるので、以下で、詳細に説明するものとする。
他方、各駆動回路を制御する制御系については、本願の主題ではないので図示しての説明は省略している。

ここでは、先ず、課題の欄で既述した内容の理解を容易とするため、先の特許文献１の記載内容に基づき作成した図２を本願の比較例として設定して説明するものとする。
図２は、比較例としての電力変換装置の全体構成とスイッチング素子のスイッチング動作により寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧が発生する様子を説明するものである。
主回路配線１４が関係する部分は、先の図１の構成と全く同一である。そして、電源配線に関係する部分は、図２では、既述した特許文献１で適用されているように、基準電位が同一になることから装置の小型化を図る目的で、下アームを構成するスイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄの駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄに電源を供給する制御電源２５ｂが、合わせて電流センサ３０にも電源を供給する構成としている。

既述した通り、大容量の平滑コンデンサ５の存在で主回路配線１４が長大化する傾向があり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の主回路配線１４上には、図に示す寄生インダクタンス１５ａが存在する。
次に、電力変換動作を行うスイッチング素子のスイッチング動作に伴いこの寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧が発生する現象について図２により説明する。

ここで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の電力変換、力率改善の動作により、予め、交流電源１→ＰＦＣリアクトル２→スイッチング素子３ｂ→ダイオード４ｂ→交流電源１の経路（図２の点線矢印）に電流が流れているものとする。このとき、スイッチング素子３ｂがターンオフすると、電流経路は、交流電源１→ＰＦＣリアクトル２→スイッチング素子３ａ→平滑コンデンサ５→電流センサ３０→寄生インダクタンス１５ａ→ダイオード４ｂ→交流電源１の経路（図２の一点鎖線矢印）に切り替わる。
即ち、スイッチング素子の電力変換動作における転流動作に伴い、寄生インダクタンス１５ａに流れる電流が急激に増加するため、寄生インダクタンス１５ａの両端にサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生する。

次に、サージ電圧移行の説明に入る前提として、電流センサ３０のオペアンプ３３を含む差動増幅回路の基本動作、即ち、正常時の測定動作について図３を参照して確認しておく。なお、図３は、先の図１の電流センサ３０を抽出して示すものである。

図３において、Ｖｄｄは、制御電源（電源ａ）３５の電源３５ａの電圧、Ｖａは、制御電源３５内の電源３５ｂの電圧、Ｖｉは、シャント抵抗３２両端の電圧、Ｖｏは、オペアンプ３３の−側電源端子と出力端子との電位差、Ｒ１は、抵抗３１ａ、３１ｂの抵抗値、Ｒ２は、抵抗３１ｃ、３１ｄの抵抗値とする。

オペアンプ３３の＋側入力端子と−側入力端子とは、いわゆるイマジナリーショート作用により同電位となる。その為、図に示す電流Ｉ１、Ｖｉ、Ｒ１に関して（１）式が成立する。
Ｉ１×Ｒ１＝Ｖｉ＋Ｉ２×Ｒ１ ・・・ （１）

オペアンプ３３の入力端子の入力インピーダンスは十分高く、入力端子に電流が流れ込むことはない為、電流Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ（２）式、（３）式で表される。

Ｉ１＝Ｖｏ／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・ （２）
Ｉ２＝（Ｖａ−Ｖｉ）／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・ （３）

(１)式に、（２）式、（３）式を代入すると(４)式になり、（４）式を変形して（５）式が得られる。

Ｖｏ×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）
＝Ｖｉ＋（Ｖａ−Ｖｉ）×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・ （４）
Ｖｏ＝Ｖｉ×Ｒ２／Ｒ１＋Ｖａ ・・・ （５）

（５）式に示すように、電流センサ３０は、正常な動作では、シャント抵抗３２両端の電圧ＶｉをＲ２／Ｒ１倍し、これに電圧Ｖａだけ加えた値Ｖｏを出力する。

次に、図４、図５は、寄生インダクタンス１５ａに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの電流センサ３０への移行の現象を説明するため、当該現象に関連する要部を図２から抽出して示したものである。
先ず、図４は、スイッチング素子のスイッチング動作の関係でサージ電圧が発生していないタイミングにおける状態を示すものである。

既述したように、下アームを構成するスイッチング素子３ｂの駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０の基準電位を共に主回路配線１４上の平滑コンデンサ端子の負極側の端子６３に接続している。具体的には、駆動回路２１ｂの基準電位２３ｂは電源配線１６ａにより主回路配線１４に接続されており、電流センサ３０の基準電位３４は電源配線１６ｂにより主回路配線１４に接続されている。

なお、本願では、便宜上、基準電位をＧＮＤ端子の形で図示するとともに、上述のように、誤解が生じない範囲で、例えば、基準電位２３ｂは電源配線１６ａにより主回路配線１４に接続されている、といった形で表現するものとする。請求項上も同様の記載を用いている。
更に、駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０が共に電源配線１６ｃにより単一の制御電源（電源ｅ）２５ｂに接続されている。

図４では、サージ電圧が発生しておらず、駆動回路２１ｂの基準電位２３ｂと電流センサ３０の基準電位３４とは、電源配線１６ａ、主回路配線１４、電源配線１６ｂ、電源配線１６ｃにより接続されているので、両基準電位２３ｂ、３４は勿論、図に示す接続点Ａと接続点Ｂの電位も互いに同一となっている。
従って、図中、矢印で示す電圧Ｖｉｎは、先の（１）式に相当する正常な値を保っている。

ここで、寄生インダクタンス１５ａにサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生した場合の動作を図５を参照して説明する。
図５では、図４で説明したように、図の一点鎖線で示す閉回路が形成されており、この閉回路にサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅによるサージ電流が流れる。そして、接続点Ａと接続点Ｂとの間の電源配線１６ｂは、主回路配線１４と比べると細く、配線インピーダンス３６が存在することから同電位ではなくなり、矢印で示す、オペアンプ３３の入力端子の電位は、正常時の電圧Ｖｉｎに、Ｖｓｕｒｇｅのα（０＜α＜１）倍のかなり大きな電圧が重畳し、電源電圧範囲を超え出力電圧が飽和する。

その結果、オペアンプ３３は、シャント抵抗３２の両端電圧を増幅する機能を果たさなくなり、平滑コンデンサ５に実際に流れる電流とは異なる電流値が出力されたり、オペアンプ３３自身が破壊される恐れがある。

これに対し、図６は、実施の形態１による電力変換装置における電流センサ３０の動作を説明するための図で、サージ電圧が発生しているタイミングにおけるものである。図４、図５と同様、駆動回路２１ｂの基準電位２３ｂは電源配線１６ａにより主回路配線１４に接続されており、電流センサ３０の基準電位３４は電源配線１６ｂにより主回路配線１４に接続されている。

即ち、下アームを構成するスイッチング素子３ｂの駆動回路２１ｂおよび電流センサ３０の基準電位を共に主回路配線１４と接続している点は比較例と同じである。
しかし、実施の形態１による図６の場合は、駆動回路２１ｂとこの駆動回路２１ｂに電源を供給する第一電源回路である制御電源２５ｂとは電源配線１７で接続され、電流センサ３０とこの電流センサ３０に電源を供給する第二電源回路である制御電源３５とは、電源配線１８で接続され、制御電源２５ｂと制御電源３５とは互いに電気的に絶縁された別の電源としたので、寄生インダクタンス１５ａに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅによるサージ電流が電源配線１６ｂに流れることはなく、従って、接続点Ａと接続点Ｂとは同電位を保っている。

その結果、オペアンプ３３の入力端子の電位が、電源電圧範囲を超過することはなく、オペアンプ３３は設計通りの信号増幅動作を行い、電流センサ３０の正常な動作が確保される。

図７は、再び、比較例としての電力変換装置の全体構成を示すものであるが、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に存在する寄生インダクタンス１５ｂに着目し、この寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧について説明する。

ここでは、ＤＣ／ＤＣ変換のため、予め、平滑コンデンサ５→スイッチング素子６ａ→トランス７の一次巻線７ａ→スイッチング素子６ｄ→寄生インダクタンス１５ｂ→電流センサ３０→平滑コンデンサ５の経路（図７の一点鎖線矢印）に電流が流れているものとする。このとき、スイッチング素子６ａと６ｄがターンオフすると、電流経路は消滅する。
即ち、スイッチング素子の電力変換動作における転流動作に伴い、寄生インダクタンス１５ｂに流れる電流が急激に減少するため、寄生インダクタンス１５ｂの両端にサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが発生する。

なお、この寄生インダクタンス１５ｂに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響で、比較例の構成では、電流センサ３０の測定動作が異常となる点、これに対し、この実施の形態１では、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を受けることなく電流センサ３０は正常な測定動作を行うことは、先の、寄生インダクタンス１５ａに発生したサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅに関して説明した内容の通りであり、再度の説明は割愛する。

本願の適用で、以下のような利点も得られる。即ち、上述した各半導体スイッチング素子として、例えば、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）またはＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）等のワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタをその一部もしくは全部に用いてもよい。その場合、各スイッチング素子のスイッチング時間は短縮され、スイッチング損失が低減すると共に、各スイッチング素子を冷却する部品の小型化が可能となる。

また、スイッチング素子６ａ〜６ｄの駆動周波数の増大により、トランス７および平滑リアクトル９の小型化が可能となり、その結果、電力変換装置のコストおよびサイズの低減が実現する。

ここで懸念されるのが、スイッチング時間の短縮に伴う電流時間変化率ｄｉ／ｄｔの増大で、寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂで発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅが上昇し、それによる電流センサ３０の誤測定動作であるが、以上で詳述した通り、本願の電力変換装置を適用することで、この懸念が払拭され、ワイドバンドギャップ半導体の特長が確実に活かされるわけである。

更に、以下の点でも有利である。即ち、先の図１およびその説明では触れていないが、通例、電気機器である電力変換装置は外力から保護するため金属製の筐体に収納される。この場合、主回路配線１４をこの筐体と一体化すれば導体断面積が増え、先の寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂも低減しこの結果サージ電圧も低減可能となる。

しかしながら、主回路配線１４は、交流電源１とも繋がっており、筐体を接地するアース線が外れたり切断される不具合があると、筐体は高電圧に帯電し感電する危険が無視できない。
このため、主回路配線１４は、筐体と電気的に絶縁して基板パターン等で構成する必要がある。

その結果、寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂが増大し、それに伴いサージ電圧の上昇そして電流センサ３０の誤測定動作が懸念される。しかし、本願の電力変換装置を適用することで、この懸念が払拭され電流センサ３０の誤測定動作が確実に防止されることになる。

以上のように、実施の形態１による電力変換装置では、下アームを構成するスイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄの駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄへは共通の制御電源２５ｂから電源を供給するが、電流センサ３０へは、制御電源２５ｂとは電気的に絶縁された別の制御電源３５から電源を供給する構成としたので、たとえ、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄと電流センサ３０との基準電位を共に主回路配線１４上の電位とするもので、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂにスイッチング素子のスイッチング動作によりサージ電圧が発生しても、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができる。

なお、以上の説明では、電流センサ３０は、平滑コンデンサ端子６２、６３に接続される平滑コンデンサ５に流れる電流を測定するものとしたが、電流の測定対象はこれに限られるものではない。
例えば、先の図１のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１から平滑コンデンサ端子６２、６３に流れる電流、また、平滑コンデンサ端子６２、６３からＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に流れる電流等、広く、スイッチング素子を制御するための電流を測定対象とする場合にも適用することができ、これらの場合も、上述したと同様、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂに、スイッチング素子の電力変換動作における転流動作に伴う急峻な電流変化によりサージ電圧が発生しても、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができる。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２による電力変換装置における、電流センサ３０および各駆動回路に電源を供給することができる共通電源回路５０１の内部構成を示す図である。

先の実施の形態１では、先の図１に示すように、駆動回路２１ａの制御電源（電源ｄ）２５ａ、駆動回路２２ａの制御電源（電源ｆ）２６ａおよび駆動回路２２ｃの制御電源（電源ｇ）２６ｃは勿論、基準電位が共に主回路配線１４に接続される、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄの制御電源（電源ｅ）および電流センサ３０の制御電源（電源ａ）についても互いに電気的に絶縁された別の電源としている。いわば完全に別となる電源で構成している訳である。

これに対し、この実施の形態２の図８に示す共通電源回路５０１は、電気的に絶縁された別の電源という条件を実質的に満たす中で、電源の小型化を追求したものである。
図８において、共通電源回路５０１は、フライバックコンバータ５０を用いて、単一電源としての直流電源５１を電力変換し合計５個の制御電源２５ａ、２５ｂ、２６ａ、２６ｃ、３５として出力する機能を備えている。

フライバックコンバータ５０は、変圧器としての多出力トランス５４の入力側巻線５４ａに接続され、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子５３と、スイッチング素子５３を駆動するためのフライバックコンバータ制御ＩＣ５２とを備え、直流電源５１の直流電圧Ｖｃｏｎを交流電圧に変換して多出力トランス５４の入力側巻線５４ａに供給する。

フライバックコンバータ５０は、更に、多出力トランス５４の出力側巻線５４ｂに出力される交流電圧をダイオード５５ａとコンデンサ５６ａとで整流した電圧と更にレギュレータＩＣ５７で変換した電圧とをそれぞれ電源３５ａおよび電源３５ｂとする、電流センサ３０の制御電源（電源ａ）３５として出力する。

また、フライバックコンバータ５０は、出力側巻線５４ｃの電圧をダイオード５５ｂとコンデンサ５６ｂとで整流した電圧を、駆動回路２１ａの制御電源（電源ｄ）２５ａとして出力し、出力側巻線５４ｄの電圧をダイオード５５ｃとコンデンサ５６ｃとで整流した電圧を、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄの制御電源（電源ｅ）２５ｂとして出力し、出力側巻線５４ｅの電圧をダイオード５５ｄとコンデンサ５６ｄとで整流した電圧を、駆動回路２２ａの制御電源（電源ｆ）２６ａとして出力し、更に、出力側巻線５４ｆの電圧をダイオード５５ｅとコンデンサ５６ｅとで整流した電圧を、駆動回路２２ｃの制御電源（電源ｇ）２６ｃとして出力する。

以上のように、共通電源回路５０１は、単一の直流電源５１で駆動させることができ、各駆動回路および電流センサ３０に対し、それぞれ互いに電気的に絶縁された電源を供給することができるので、その分、部品点数を削減することが可能となり、電力変換装置のコストおよびサイズを低減させることが可能となる。

また、図８の多出力トランス５４として、基板パターンで巻線を構成する、いわゆるプレーナ型トランスを用いてもよい。この場合、丸線コイルを用いるよりも占有率を高めることができ、多出力トランス５４をより小型化することが可能となる。また、基板パターンで構成された巻線自体も安価であり、更に、占有率向上によるコアの小型化も伴い、多出力トランス５４のコスト低減に繋がる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２等の電力変換装置内の他の回路配線を構成する基板上に多出力トランス５４の巻線を形成することで、多出力トランス５４のサイズおよびコストを一層低減させることが可能となる。

以上のように、実施の形態２による電力変換装置では、単一の直流電源５１および多出力トランス５４を用いた共通電源回路５０１を採用することで、駆動回路２１ａ、駆動回路２２ａおよび駆動回路２２ｃは勿論、駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄおよび電流センサ３０についても、互いに電気的に絶縁された制御電源を供給することが可能となる。

従って、下アームを構成するスイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄの駆動回路２１ｂ、２２ｂ、２２ｄに電源を供給する制御電源２５ｂと電流センサ３０に電源を供給する制御電源３５とは電気的に絶縁された別の電源とする、という先の実施の形態１で説明した要件を実質的に満たすので、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ａ、１５ｂにスイッチング素子のスイッチング動作によりサージ電圧が発生しても、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができるとともに、特に制御電源の部品点数の削減が可能となり電力変換装置のコストおよびサイズを低減させることが可能となる。

実施の形態３．
図９は、実施の形態３による電力変換装置の全体構成を示す図である。以下、先の実施の形態１で説明した図１と異なる点について説明する。先のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は存在せず、直流電源１２がハーネス１３を介して接続された平滑コンデンサ端子６２、６３と直流電圧端子６４、６５との間で電力変換を行う直流／直流電力変換器としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を備えている。

従って、ここでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２側の主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を考慮すればよく、下アームを構成するスイッチング素子６ｂ、６ｄの駆動回路２２ｂ、２２ｄに電源を供給する制御電源（電源ｈ）２６ｂと電流センサ３０の制御電源３５とを、図に示すように、電気的に絶縁された別の電源とすることで、電流センサ３０はこのサージ電圧の影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができる。

実施の形態４．
図１０は、実施の形態４による電力変換装置の全体構成を示す図である。先の実施の形態３の図９と異なるのは、測定回路として、電流センサ３０に代わり、平滑コンデンサ端子６２、６３間の電圧、従って、平滑コンデンサ５に発生する電圧を測定する電圧測定回路としての電圧センサ４０を備えている点である。

電圧センサ４０は、一次側が平滑コンデンサ５の両端に互いに直列に接続された抵抗４１ａ、４１ｂからなる分圧抵抗４１と、入力端子が、分圧抵抗４１の二次側である、低い抵抗値の抵抗４１ｂの両端に接続され、出力端子から抵抗４１ｂの両端に発生する電位差を電圧測定信号Ｖｃとして出力し、入力側と出力側とを電気的に絶縁する絶縁ＩＣ４２とを備えている。そして、絶縁ＩＣ４２の電源端子に制御電源（電源ｂ）４４が接続されている。

電圧センサ４０（絶縁ＩＣ）の基準電位４３は、電源配線１９を介して、先の形態例と同じく、主回路配線１４上の、平滑コンデンサ端子の負極側端子６３に接続され、また、電圧センサ４０は、電源配線２０を介して制御電源４４と接続されている。
また、その基準電位２４ｂ、２４ｄが同じく主回路配線１４上の、平滑コンデンサ端子の負極側端子６３に接続される、下アームを構成するスイッチング素子６ｂ、６ｄの駆動回路２２ｂ、２２ｄへは、上述の電圧センサ４０の制御電源４４とは別の制御電源（電源ｈ）２６ｂから電源を供給する構成としている。

以上、基準電位および制御電源に係る、先の実施の形態１の構成との同一性から、図１０の電圧センサ４０を用いた場合も、既述したと全く同じ根拠により、電圧センサ４０は、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができることは明らかである。

なお、この電圧センサ４０を、先の実施の形態１の、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との両者を備えた電力変換装置に設けた場合も、同様の効果を奏することは言うまでもない。
また、先の実施の形態１で電流センサ３０に関して説明したと同様、電圧センサ４０の測定対象についても、平滑コンデンサ端子６２、６３間の電圧に限られるものではない。

実施の形態５．
図１１は、実施の形態５による電力変換装置の全体構成を示す図である。ここでは、平滑コンデンサ端子６２、６３間に平滑コンデンサ５と直列に接続され平滑コンデンサ５に流れる電流を測定する電流センサ３０と、平滑コンデンサ端子６２、６３間に接続され平滑コンデンサ５に発生する電圧を測定する電圧センサ４０との両者を備えている。
そして、両者に電源を供給する共通の制御電源（電源ｃ）４５を備えている。

図１１の、電流センサ３０と電圧センサ４０とを用いた場合も、既述したと全く同じ根拠により、電流センサ３０および電圧センサ４０は共に、主回路配線１４上に存在する寄生インダクタンス１５ｂに発生するサージ電圧Ｖｓｕｒｇｅの影響を受けることなく正常な測定動作を達成することができることは明らかである。

更に、電流センサ３０および電圧センサ４０を駆動するための電源を共通化できるので、電源数を削減することができ、電力変換装置の小型化低価格化が実現できる。
また、以上の説明では、電流センサ３０および電圧センサ４０は、共に、平滑コンデンサ端子６２、６３間の電流および電圧を測定対象としているが、これに限られるものではなく、更に、互いに異なる部位の電流および電圧を測定するものであってもよい。

なお、以上の各実施の形態例においては、電力変換器としてＡＣ／ＤＣコンバータ１０１およびＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を例示して説明したが、双方向に電力変換を行う双方向型電力変換器を適用した場合も、本願を適用することで既述したと同等の効果を奏することは明らかである。

また、電力変換器として、平滑コンデンサ端子と別電圧端子としての交流電圧端子との間で直流を交流に電力変換するインバータとしてもよく、この場合も、本願を適用することで既述したと同等の効果を奏することは明らかである。

本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 交流電源、３ａ，３ｂ，６ａ〜６ｄ スイッチング素子、
４ａ，４ｂ，８ａ〜８ｄ ダイオード、５ 平滑コンデンサ、７ トランス、
９ 平滑リアクトル、１１ 直流負荷、１２ 直流電源、１４ 主回路配線、
１５ａ，１５ｂ 寄生インダクタンス、１６ａ〜１６ｃ，１７〜２０ 電源配線、
２１ａ，２１ｂ，２２ａ〜２２ｄ 駆動回路、
２３ａ，２３ｂ，２４ａ〜２４ｄ，３４，４３ 基準電位、
２５ａ，２５ｂ，２６ａ〜２６ｃ，３５，４４，４５ 制御電源、３０ 電流センサ、
３２ シャント抵抗、３３ オペアンプ（差動増幅回路）、４０ 電圧センサ、
４１ 分圧抵抗、４２ 絶縁ＩＣ、５１ 直流電源、
５４ 多出力トランス（プレーナ型トランス）、５４ａ 入力側巻線、
５４ｂ〜５４ｆ 出力側巻線、６０，６１ 交流電圧端子、
６２，６３ 平滑コンデンサ端子、６４，６５ 直流電圧端子、
１０１ ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
５０１ 共通電源回路。

本願に開示される第一の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路とを備え、駆動回路の基準電位と電流測定回路の基準電位とが、電源配線および前記主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示される第二の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位と電圧測定回路の基準電位とが、電源配線および前記主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示された第三の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位と電流測定回路の基準電位と電圧測定回路の基準電位とが、電源配線および前記主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとするとともに、第一電源回路と第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示される第一の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路とを備え、駆動回路の基準電位に接続された電源配線と、電流測定回路の基準電位に接続された電源配線とが、前記主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示される第二の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位に接続された電源配線と、電圧測定回路の基準電位に接続された電源配線とが、前記主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

本願に開示された第三の電力変換装置は、主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、電流測定回路に電源を供給する第二電源回路と、電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、駆動回路の基準電位に接続された電源配線と、電流測定回路の基準電位に接続された電源配線と、電圧測定回路の基準電位に接続された電源配線とが、前記主回路配線のみを介して互いに接続され、第一電源回路と第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとするとともに、第一電源回路と第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとしたものである。

Claims (14)

1. 主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、前記スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、前記駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、前記電流測定回路に電源を供給する第二電源回路とを備え、前記駆動回路の基準電位と前記電流測定回路の基準電位とが共に前記主回路配線に接続された電力変換装置であって、
   前記第一電源回路と前記第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとした電力変換装置。
2. 主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、前記スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、前記駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、前記電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、前記駆動回路の基準電位と前記電圧測定回路の基準電位とが共に前記主回路配線に接続された電力変換装置であって、
   前記第一電源回路と前記第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとした電力変換装置。
3. 主回路配線に接続され電力変換動作を行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を供給する駆動回路と、前記スイッチング素子を制御するための電流を測定する電流測定回路と、前記スイッチング素子を制御するための電圧を測定する電圧測定回路と、前記駆動回路に電源を供給する第一電源回路と、前記電流測定回路に電源を供給する第二電源回路と、前記電圧測定回路に電源を供給する第三電源回路とを備え、前記駆動回路の基準電位と前記電流測定回路の基準電位と前記電圧測定回路の基準電位とが共に前記主回路配線に接続された電力変換装置であって、
   前記第一電源回路と前記第二電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとするとともに、前記第一電源回路と前記第三電源回路とを互いに電気的に絶縁されたものとした電力変換装置。
4. 前記第二電源回路を前記第三電源回路と共通のものとした請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記電流測定回路は、前記主回路配線に接続されたシャント抵抗および前記第二電源回路からの電源で動作し、前記シャント抵抗に発生する電位差を入力信号として電流測定信号を出力する演算増幅回路を備えた請求項１または請求項３または請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記電圧測定回路は、前記主回路配線に接続された分圧抵抗および前記第三電源回路からの電源で動作し、前記分圧抵抗により分圧された電圧を入力信号として電圧測定信号を出力する絶縁ＩＣを備えた請求項２から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 単一電源、およびこの単一電源に接続された入力側巻線と互いに電気的に絶縁された複数の出力側巻線とからなる変圧器を備えた共通電源回路を備え、前記複数の前記出力側巻線を介して前記駆動回路および前記電流測定回路に電源を供給することにより、前記第一電源回路および前記第二電源回路を単一の前記共通電源回路に置き替えた請求項１または請求項５に記載の電力変換装置。
8. 単一電源、およびこの単一電源に接続された入力側巻線と互いに電気的に絶縁された複数の出力側巻線とからなる変圧器を備えた共通電源回路を備え、前記複数の前記出力側巻線を介して前記駆動回路および前記電圧測定回路に電源を供給することにより、前記第一電源回路および前記第三電源回路を単一の前記共通電源回路に置き替えた請求項２または請求項６に記載の電力変換装置。
9. 単一電源、およびこの単一電源に接続された入力側巻線と互いに電気的に絶縁された複数の出力側巻線とからなる変圧器を備えた共通電源回路を備え、前記複数の前記出力側巻線を介して前記駆動回路、前記電流測定回路および前記電圧測定回路に電源を供給することにより、前記第一電源回路、前記第二電源回路および前記第三電源回路を単一の前記共通電源回路に置き替えた請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
10. 前記変圧器を、基板パターンによって巻線が構成されたプレーナ型トランスとした請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記電力変換装置が、前記スイッチング素子を複数個備える場合、前記複数個の前記スイッチング素子をそれぞれオンオフ駆動する前記複数個の前記駆動回路に、単一の共通する前記第一電源回路から電源を供給するようにした請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記電力変換装置は、入力電圧端子と出力電圧端子とを備え、直流電源が接続された前記入力電圧端子と前記出力電圧端子との間で電力変換を行う直流／直流電力変換器を備えた請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記電力変換装置は、入力電圧端子と出力電圧端子と平滑コンデンサが接続された平滑コンデンサ端子とを備え、交流電源が接続された前記入力電圧端子と前記平滑コンデンサ端子との間で電力変換を行う交流／直流電力変換器および前記平滑コンデンサ端子と前記出力電圧端子との間で電力変換を行う直流／直流電力変換器を備えた請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタを用いて構成された請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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