JP2019531047A - 直流電圧変換器、および直流電圧変換器の作動方法 - Google Patents

直流電圧変換器、および直流電圧変換器の作動方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、逆回復効果による損失を低減した直流電圧変換器に関する。このために、直流電圧変換器の入力側に変圧器が設けられている。この変圧器によって、変圧器を介した無電流転流に対し、場合によってまだ流れている可能性のある電流を補償し、ひいては低減することができる。ここで、特に連続的な昇圧コンバータ動作において、逆回復効果による電気損失を低減、または回避することができる。

Description

本発明は、直流電圧変換器、および直流電圧変換器の作動方法に関する。
電気自動車、またはハイブリッド自動車では、電気エネルギーは、高電圧ネットワークと、低電圧ネットワークとの間で伝達することができる。この時に必要なガルバニック絶縁には、例えば、単相の位相シフトフルブリッジ（ＰＳＦＢ）直流電圧変換器を使用することができる。このような直流電圧変換器は、双方向に作動することができ、つまり、電気エネルギーは、低電圧ネットワークから高電圧ネットワークへも、高電圧ネットワークから低電圧ネットワークへも伝送することができる。
独国特許出願公開第１０２０１３２０７４７５号明細書の文献には、位相シフトフルブリッジを備える直流電圧変換器が開示されている。インバータは、それぞれ２つの半導体スイッチを備える２つのハーフブリッジを有する。２つのハーフブリッジは、出力側で変圧器の一次巻線に接続されている。変圧器の二次巻線は、整流器に接続されている。直流電圧変換器は、半導体スイッチの制御入力側に接続された制御ユニットを有し、制御ユニットは、交流電圧を生成するために、ハーフブリッジを駆動制御する。制御ユニットは、半導体スイッチを、電圧ゼロクロスにおいて、または半導体スイッチを経由する電圧の最小電圧値で導通状態に切り替えるように設計されている。
本発明は、請求項１の特徴を有する直流電圧変換器と、請求項７の特徴を有する直流電圧変換器の作動方法とを開示する。
本発明によれば、以下の通りである。
インバータ、変圧器、整流器、および補償装置を備える直流電圧変換器。第１の変圧器は、一次巻線および二次巻線を含む。インバータは、入力側において、直流電圧変換器の第１の入力端子と、第２の入力端子とに電気的に連結される。インバータの出力側は、第１の変圧器の一次巻線に電気的に連結される。整流器は、入力側において、第１の変圧器の二次巻線に連結される。出力側において、整流器は直流電圧変換器の第１の出力端子と、第２の出力端子とに電気的に連結される。補償装置は、第２の変圧器と、スイッチング素子とを含む。第２の変圧器は、一次巻線および二次巻線を含む。第２の変圧器の一次巻線は、直流電圧変換器の第１の入力端子と、インバータの入力側の端子との間に配置される。また、補償装置のスイッチング素子と、第２の変圧器の二次巻線とからなる直列回路は、直流電圧変換器の第１の入力端子と、第２の入力端子との間に配置される。
また、以下の通りである。
補償装置において、第２の変圧器の一次巻線を充電するステップと、続いて、補償装置において、第２の変圧器の一次巻線を放電させるステップとを備える、本発明にかかる直流電圧変換器の作動方法。この方法はさらに、補償装置内のスイッチング素子を、所定の期間閉じるステップを含む。補償装置のスイッチング素子の閉鎖は、第２の変圧器の一次巻線を放電させるステップの最後に実施される。前述のステップは、任意で何度も繰り返すことができる。
発明の利点
直流電圧変換器、特に、位相シフトフルブリッジ直流電圧変換器のスイッチング素子は、基本的に出力電力に応じてハードスイッチングされる。この際、直流電圧変換器のスイッチング素子において、ターンオン・ターンオフ損失が生じ得る。また、直流電圧変換器に生じる電圧に応じて、いわゆる「逆回復」効果が生じ得る。つまり、負電圧が印加されていても（つまり、ダイオードの順方向とは反対向きであっても）、直流電圧変換器における電流の転流プロセスの際に、電流経路内のダイオードは阻止電圧を直ちに吸収できず、短い期間において導電性である。ここで、短く非常に高い電流パルスがダイオードを通って生じ得る。この電流パルスは、非常に高い損失を引き起こす。半導体スイッチング素子とともに使用される従来のボディダイオードは、基本的にそのような作動モードのために設計されていない。そのため、長期間の作動中に部品が損傷するか、または少なくとも直流電圧変換器の耐用年数を著しく減少させる恐れがある。
したがって、本発明は、前述の知識を考慮し、記載された逆回復効果に基づく悪影響を除去、または少なくとも低減することができる直流電圧変換器を提供する、という考えに基づいている。本発明にかかる直流電圧変換器、および対応する作動方法によって、特に直流電圧変換器の整流ダイオードにおける逆回復効果を、最小限に低減することができる。これにより、直流電圧変換器を、昇圧動作、および連続動作においても使用することが可能となる。特に、このような昇圧動作、および連続動作は、使用される半導体スイッチング素子用の従来のボディダイオードとともに可能である。
逆回復効果を最小化することにより、直流電圧変換器を永続的に昇圧コンバータとして使用することができる。この際、最大転送可能出力電力は、半導体ダイオードのパワーオフ時の損失電力によって制限されなくなる。特に、ひいては直流電圧変換器は、連続的な動作における昇圧コンバータとして永続的に使用することができる。この際、連続動作における昇圧コンバータの改善された効率も達成することができる。また、本発明にかかる直流電圧変換器は、この動作において、電磁適合性に関して明確に改善された性質を有する。
また、直流電圧変換器の一実施形態によると、補償装置はダイオードを含む。このダイオードは、補償装置のスイッチング素子と、第２の変圧器の二次側とともに、直流電圧変換器の第１の入力端子と第２の入力端子との間にある直列回路に配置されている。このようにして、反対方向に電流を印加することなく、補償装置が直線的に流れる電流のみを補償することを確実にすることができる。
一実施形態によれば、補償装置のスイッチング素子は、金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む。このようなトランジスタは、スイッチング素子として特に適している。
一実施形態によれば、補償装置は、電流が直流電圧変換器の整流器内で転流する前に、所定の期間、補償装置のスイッチング素子を閉じるように設計されている。補償装置内のスイッチング素子を閉じることによって、第２の変圧器の一次巻線と、二次巻線との間の連結によって、インバータ内を場合によって流れる可能性のある電流を、迅速に低減することができる。第２の変圧器の一次巻線および二次巻線は、互いに反対向きに連結されている。
一実施形態によれば、直流電圧変換器のインバータは、それぞれ２つの半導体スイッチを備える２つのハーフブリッジを含む。
インバータのそのような位相は、本発明にかかる直流電圧変換器に特に適している。半導体スイッチとしては、例えばＭＯＳＦＥＴ、または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が可能である。スイッチング素子と並列に、いわゆるボディダイオードを設けることができる。
一実施形態によれば、直流電圧変換器の整流器は、アクティブ同期整流器を含む。特に、アクティブ同期整流器は、並列に配置されたボディダイオードを備える半導体スイッチング素子によって実現することができる。アクティブ同期整流器は、非常に優れた効率を有する。さらに、このような構成においても、直流電圧変換器を逆方向に作動させることが可能である。整流器に対しても、例えばＭＯＳＦＥＴが可能である。
直流電圧変換器を作動させる方法の一実施形態によれば、補償装置内の第２の変圧器の一次巻線を充電することは、インバータの入力側の端子間に、電気的接続を提供することを含む。電気的接続は、例えば、インバータ内の全てのスイッチング素子を閉じることによって行うことができる。
一実施形態によれば、補償装置内の第２の変圧器の一次巻線を放電させるステップは、第１の変圧器の一次巻線による電気的接続を提供することを含む。ここで、特に、第１の変圧器の一次巻線に印加される電圧の極性は、２つの連続した放電プロセスにおいて切り替えることができる。
一実施形態によれば、補償装置のスイッチング素子がそれぞれ閉じられている所定の期間は、最大で４００ｎｓを含む。最大期間は、用途に応じて２００ｎｓ、または場合によって１００ｎｓも含むことができる。
上記の構成、および改善構成は、有益である限り、任意に組み合わせることができる。発明のさらなる構成、改善構成、および実装構成は、上記において、または以下で、実施例に関して記載される発明の特徴の、明示していない組合せも含む。特に、ここで当業者は、発明のそれぞれの基本的な形態に対する改良、または補足として、個々の態様も追加するだろう。
本発明は、以下に、図面の概略図に示される実施例を用いて詳述される。
一実施形態にかかる直流電圧変換器に基づいた、基本回路図の概略図である。 一実施形態にかかる直流電圧変換器における、電流損失の概略図である。 一実施形態にかかる直流電圧変換器における、電流損失の概略図である。 一実施形態にかかる直流電圧変換器における、電流損失の概略図である。 一実施形態にかかる直流電圧変換器の作動方法に基づいた、フローチャートの概略図である。
図１は、一実施形態にかかる直流電圧変換器１に基づいた、基本回路図の概略図を示す。直流電圧変換器１は、インバータ１０、整流器２０、第１の変圧器３０、および補償装置４０を備える。直流電圧変換器１の第１の入力端子Ｅ１と、第２の入力端子Ｅ２との間には、入力直流電圧Ｕｉｎを印加することができる。入力直流電圧Ｕｉｎを平滑化、または緩衝するために、第１の、および第２の入力端子Ｅ１、Ｅ２の間にコンデンサＣ２を設けることができる。直流電圧変換器１は、入力直流電圧Ｕｉｎを他の直流電圧に変換し、この変換した直流電圧を、出力直流電圧Ｕｏｕｔとして、第１の出力端子Ａ１と、第２の出力端子Ａ２との間に供給する。この際、第１の出力端子Ａ１と、第２の出力端子Ａ２との間に、コンデンサＣ１を設けることもできる。特に、出力直流電圧Ｕｏｕｔは、入力直流電圧Ｕｉｎよりも大きくなり得る。
さらに、直流電圧変換器１は、他の部品、構成要素、または構成群を有することもできる。しかし、より良い理解のため、これらはここでは実施されない。
インバータ１０は、例えば、それぞれ２つの半導体スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４を備える２つのハーフブリッジを含むことができる。第１のスイッチング素子Ｍ１は、上側のノードと、第１の変圧器３０の一次巻線３１の第１の端子との間に配置することができる。第２のスイッチング素子Ｍ２は、上側のノードと、第１の変圧器３０の一次巻線３１の第２の端子との間に設けることができる。第３のスイッチング素子は、第１の変圧器３０の一次巻線３１の第１の端子と、第２の入力端子Ｅ２との間に設けることができる。最後に、第４のスイッチング素子Ｍ４は、第１の変圧器３０の一次巻線３１の第２の端子と、第２の入力端子Ｅ２との間に設けることができる。半導体スイッチとしては、例えばＭＯＳＦＥＴ、または絶縁ゲート端子を備えるバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が可能である。各スイッチング素子と並列に、ボディダイオードを設けることができる。
直流電圧変換器１の整流器２０は、アクティブ同期整流器として実施することができる。特に、整流器２０は、インバータ１０に類似して、それぞれ２つの半導体スイッチング素子Ｍ５〜Ｍ８を備える２つのハーフブリッジとして実施することができる。直流電圧変換器の第１のスイッチング素子Ｍ５は、直流電圧変換器の第１の出力端子と、変圧器３０の二次巻線３２の第１の端子との間に設けることができる。直流電圧変換器の第２のスイッチング素子Ｍ６は、第１の出力端子Ａ２と、変圧器３０の二次巻線３２の第２の端子との間に設けることができる。第３のスイッチング素子Ｍ７は、第２の出力端子Ａ２と、変圧器３０の二次巻線３２の第１の端子との間に設けることができる。最後に、第４のスイッチング素子Ｍ８は、第２の出力端子Ａ２と、変圧器３０の二次巻線３２の第２の端子との間に設けることができる。整流器２０の第２のスイッチング素子Ｍ６と、第４のスイッチング素子Ｍ８とを互いに接続するノードと、変圧器３０の二次巻線３２の第２の端子との間には、インダクタンス３３を設けることができる。または、このインダクタンス３３は、変圧器３０の漏れインダクタンスによって形成することもできる。
直流電圧変換器１の補償装置４０は、第２の変圧器４２と、スイッチング素子４１とを含む。また、補償装置４０は、ダイオード４５を含んでもよい。補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３は、第１の入力端子Ｅ１と、インバータ１０の入力端子との間に配置されている。補償装置４０のスイッチング素子４１は、第２の入力端子Ｅ２と、補償装置４０の第２の変圧器４２の二次巻線４４の端子との間に配置されている。補償装置４０の第２の変圧器４２の二次巻線４４の第２の端子は、場合によってはダイオード４５を介して、直流電圧変換器１の第１の入力端子Ｅ１に接続されている。
以下に、直流電圧変換器１の作動原理を、図２〜図４を参照して詳述する。ここで、第１の入力端子Ｅ１と、第２の入力端子Ｅ２との間に印加される入力直流電圧Ｕｉｎは、第１の出力端子Ａ１と、第２の出力端子Ａ２との間でより高い出力直流電圧Ｕｏｕｔに変換される必要がある。
まず、図２は第１のステップを示し、インバータ１０の４つのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４が閉じられている。図２の太字で記した電流経路からわかるように、ここで電流は、第１の入力端子Ｅ１から、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３を通って、インバータの４つのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４を経由して、第２の入力端子Ｅ２に流れる。この電流の流れが生じている間、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３にはエネルギーが蓄積される。よって、このステップは「充電」と呼ばれる。
続いて、図３に示すように、インバータ１０の４つのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４のうちの２つが開かれて、第１の変圧器３０の一次巻線３１を通る電流が生じる。例えば、第２のスイッチング素子Ｍ２と、第３のスイッチング素子Ｍ４とを閉じたままで、第１のスイッチング素子Ｍ１と、第４のスイッチング素子Ｍ４とを開くことができる。または、第１のスイッチング素子Ｍ１と、第４のスイッチング素子Ｍ４とを閉じたままで、第２のスイッチング素子Ｍ２と、第３のスイッチング素子Ｍ３とを開くことができる。動作中は、記載した２つのスイッチング状態は基本的に交互に生じるため、それぞれ交互に、変圧器３０の一次巻線３１を流れる反対向きの電流が生じる。第１の変圧器３０の一次巻線３１を通る電流が、変圧器３０の二次巻線３２においても電流の流れを引き起こす。直流電圧変換器１の整流器２０内のスイッチング素子Ｍ５〜Ｍ８を対応して駆動制御することによって、第１の出力端子Ａ１と、第２の出力端子Ａ２との間でコンデンサＣ１を充電することができる。このプロセスの間、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３に蓄えられた電気エネルギーが減少する。よって、このプロセスは「放電」と呼ばれる。
放電後、新しい充電ステップが続き、これに別の放電ステップが続き、２つの連続した放電ステップにおいて、第１の変圧器３０の一次巻線３１を通る反対方向の電流の流れが生じる。
直流電圧変換器の出力電力が小さい場合、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３を通る電流は、放電プロセスの最後に０Ａに低下する。よって、整流器２０内のスイッチング素子Ｍ５〜Ｍ８のボディダイオードを、電力なしでパワーオフすることができる。この作動モードは、不連続作動と呼ばれる。
出力電力がより大きい場合には、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３を通る電流は、０Ａまで完全には降下しない。この作動モードは、連続作動と呼ばれる。この場合、整流器２０のスイッチング素子Ｍ５〜Ｍ８のボディダイオードは、電力なしでパワーオフできない。これによって、逆回復効果による損失が増加する。
逆回復効果と、それに伴う損失とを回避または最小化するために、図４に示すように、放電プロセスの最後で充電動作に切り替える直前に、補償装置４０のスイッチング素子４１を所定の期間短絡させる。この作動モードは、フリーホイールと呼ばれる。ここで、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３および二次巻線４４は、フライバック変圧器として機能する。第２の変圧器４２の一次巻線４３は、第２の変圧器４２の二次巻線４４に電圧を誘起する。第２の変圧器４２の一次巻線４３と、二次巻線４４とは反対向きに連結されているため、二次巻線４３の二次電圧は、一次電圧に反対の作用を及ぼす。ここで、二次電圧の高さは、第２の変圧器４２の一次巻線４３と、二次巻線４４との間の伝達比に合わせて調整することができる。二次巻線４４に誘起された電圧は、スイッチング素子４１と、二次巻線４４と、ダイオード４５とを通って、第１の入力端子Ｅ１と、第２の入力端子Ｅ２との間で接続されるコンデンサＣ２に、および／または第１の入力端子Ｅ１と、第２の入力端子Ｅ２とに接続された電圧源に逆流する電流の流れを引き起こす。このようにして、電気エネルギーが接続された電圧源にフィードバックされるため、直流電圧変換器１の効率を高めることができる。
フリーホイールでの上述のプロセス中に、第１の変圧器３０の一次巻線３１を通る電流は約０Ａに戻る。第１の変圧器３０の二次巻線３２において漏れインダクタンス、またはインダクタンス３３に蓄積されたエネルギーは、直流電圧変換器１０において導電性である半導体素子Ｍ１およびＭ４、またはＭ２およびＭ３によって低減される。よって、対応する構成要素は電力なしでパワーオフできる。このようにして、逆回復損失は最小限に低減される。上述した充電動作に切り替えた直後に、補償装置４０のスイッチング素子４１が再度開かれ、新たな充放電のサイクルが開始され、これは再びフリーホイールで終了する。
図５は、一実施形態にかかる直流電圧変換器の作動方法に基づいた、フローチャートの概略図を示す。特に、ここで記載する方法は、前述した直流電圧変換器１に適用することができる。まず、ステップ１１０において、補償装置４０の第２の変圧器４２の一次巻線４３が充電される。その後、ステップ１２０において、補償装置４０内の第２の変圧器４２の一次巻線４３が放電される。充電１１０および放電１２０は、既に前述されている。放電プロセス１２０の最後に、補償装置４０のスイッチング素子４１が所定の期間閉じられる。この所定の期間は、例えば最大４００ｎｓとすることができる。しかし、用途に応じて、より長い期間、またはより短い期間、例えば２００ｎｓ、または１００ｎｓも可能である。
一次巻線４３の充電と、続く第２の変圧器４２の一次巻線４３の放電とは、直流電圧変換器１の作動中に規則的に繰り返すことができる。ここで、それぞれ放電プロセス１２０の最後に、上述のフリーホイールのためのスイッチング素子４１の閉鎖１３０が行われる。
要約すると、本発明は、逆回復効果による損失を低減した直流電圧変換器に関する。このために、直流電圧変換器の入力側に変圧器が設けられている。この変圧器によって、変圧器を介した無電流転流に対し、場合によってまだ流れている可能性のある電流を補償し、ひいては低減することができる。ここで、特に連続的な昇圧コンバータ動作において、逆回復効果による電気損失を低減、または回避することができる。

Claims (10)

  1. 一次巻線（３１）および二次巻線（３２）を備える第１の変圧器（３０）と、
    入力側において、直流電圧変換器（１）の第１の入力端子（Ｅ１）と、第２の入力端子（Ｅ２）とに電気的に連結され、出力側において、前記第１の変圧器（３０）の前記一次巻線（３１）に電気的に連結されるインバータ（１０）と、
    入力側において、前記第１の変圧器（３０）の前記二次巻線（３２）に連結され、出力側において、前記直流電圧変換器（１）の第１の出力端子（Ａ１）と、第２の出力端子（Ａ２）とに電気的に連結される整流器（２０）と、
    第２の変圧器（４２）およびスイッチング素子（４１）を備える補償装置（４０）と、
    を備える直流電圧変換器（１）であって、
    前記第２の変圧器（４２）は、一次巻線（４３）および二次巻線（４４）を含み、
    前記第２の変圧器（４２）の前記一次巻線（４３）は、前記直流電圧変換器（１）の前記第１の入力端子（Ｅ１）と、前記インバータ（１０）の入力側の端子との間に配置され、
    前記スイッチング素子（４１）と、前記第２の変圧器（４２）の前記二次巻線（４４）とからなる直列回路が、前記直流電圧変換器（１）の前記第１の入力端子（Ｅ１）と、前記第２の入力端子（Ｅ２）との間に配置される、
    直流電圧変換器（１）。
  2. 前記補償装置（４）はダイオード（４５）をさらに含み、
    前記ダイオード（４５）と、前記スイッチング素子（４１）と、前記第２の変圧器（４２）の前記二次側（４４）とからなる直列回路が、前記直流電圧変換器（１）の前記第１の入力端子（Ｅ１）と前記第２の入力端子（Ｅ２）との間に配置される、
    請求項１に記載の直流電圧変換器（１）。
  3. 前記補償装置（４０）の前記スイッチング素子（４１）は、金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１または２に記載の直流電圧変換器（１）。
  4. 前記補償装置（４０）は、電流が前記整流器（２０）内で転流する前に、所定の期間、前記スイッチング素子（４１）を閉じるように設計されている、請求項１〜３のいずれか一項に記載の直流電圧変換器（１）。
  5. 前記インバータ（１０）は、それぞれ２つの半導体スイッチ（Ｍ１〜Ｍ４）を備える２つのハーフブリッジを含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の直流電圧変換器（１）。
  6. 前記整流器（２０）は、アクティブ同期整流器を含む、請求項１〜５のいずれか一項に記載の直流電圧変換器（１）。
  7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の直流電圧変換器（１）を作動させるための方法（１００）であって、
    前記補償装置（４０）において、前記第２の変圧器（４２）の前記一次巻線（４３）を充電するステップ（１１０）と、
    前記補償装置（４０）において、前記第２の変圧器（４２）の前記一次巻線（４３）を放電させるステップ（１２０）と、
    前記補償装置（４０）内の前記スイッチング素子（４１）を、前記第２の変圧器（４２）の前記一次巻線（４３）の放電の最後に、所定の期間閉じるステップ（１３０）と、
    前述のステップ（Ｓ１−Ｓ３）を繰り返すステップと、
    を備える方法（１００）。
  8. 前記補償装置（４０）内の前記第２の変圧器（４２）の前記一次巻線（４３）を充電（１１０）することは、前記インバータ（１０）の入力側の端子間に、電気的接続を提供することを含む、請求項７に記載の方法（１００）。
  9. 前記補償装置（４０）内の前記第２の変圧器（４２）の前記一次巻線（４３）を放電（１２０）することは、前記第１の変圧器（３０）の前記一次巻線（３１）による電気的接続を提供することを含む、請求項７または８に記載の方法（１００）。
  10. 前記所定の期間は、最大で４００ナノ秒の期間を含む、請求項７〜９のいずれか一項に記載の方法（１００）。
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