JP2019198177A - モータ制御方法、及び、モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御の安定性を低下させずに、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制する技術を提供する。【解決手段】回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータ（１０１）において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法であって、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値およびｆ軸電流指令値に基づいて、固定子電流の推定値であるｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値および回転子電流の推定値であるｆ軸電流推定値をそれぞれ算出し、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値およびｆ軸電流推定値に基づいて、固定子電流のｄ軸、ｑ軸および回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｄ軸非干渉電圧、ｑ軸非干渉電圧およびｆ軸非干渉電圧を算出する。【選択図】図８

Description

本発明は、モータ制御方法、及び、モータ制御装置に関する。

特許文献１には、界磁巻線型同期電動機の制御装置において、界磁巻線（固定子巻線）に流れる界磁電流の指令値と実測値との偏差、及び、電機子巻線（回転子巻線）に流れるｄ軸電流の指令値と実測値との偏差に基づいて、固定子巻線に印加する界磁電圧、及び、回転子巻線に印加するｄ軸電圧の少なくとも一方を補正する非干渉制御に関する技術が開示されている。この非干渉制御は、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合（干渉）により発生する界磁電流の変動を抑制する。

国際公開第２０１７／０１４２４９号公報

しかしながら、上記非干渉制御は、電流の実測値を用いて行われるため、当該実測値に基づくフィードバックループが形成され、制御の安定性が低下するという課題がある。

本発明は、制御の安定性を低下させずに、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制する技術を提供することを目的とする。

本発明によるモータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法であって、固定子電流に対するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値にそれぞれ追従する第１のｄ軸電圧指令値および第１のｑ軸電圧指令値を算出するとともに、回転子電流に対するｆ軸電流指令値に追従する第１のｆ軸電圧指令値を算出し、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値およびｆ軸電流指令値に基づいて、固定子電流の推定値であるｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値および回転子電流の推定値であるｆ軸電流推定値をそれぞれ算出し、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値およびｆ軸電流推定値に基づいて、固定子電流のｄ軸、ｑ軸および回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｄ軸非干渉電圧、ｑ軸非干渉電圧およびｆ軸非干渉電圧を算出する。そして、第１のｄ軸電圧指令値、第１のｑ軸電圧指令値および第１のｆ軸電圧指令値を、ｄ軸非干渉電圧、ｑ軸非干渉電圧およびｆ軸非干渉電圧を用いてそれぞれ補正することにより、第２のｄ軸電圧指令値、第２のｑ軸電圧指令値および第２のｆ軸電圧指令値を算出し、第２のｄ軸電圧指令値、第２のｑ軸電圧指令値および第２のｆ軸電圧指令値に基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。

本発明によれば、従来のようにフィードバックループを形成することなく非干渉電圧を算出することができるので、フィードバックループが形成されることによる安定性の低下を回避しながら、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制することができる。

図１は、一実施形態のモータ制御方法が適用されるモータ制御システムのブロック図である。 図２は、一実施形態のｄ軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。 図３は、一実施形態のｄ軸モデルの構成を示すブロック図である。 図４は、一実施形態のｄ軸電流Ｆ／Ｂモデルの構成を示すブロック図である。 図５は、一実施形態のｑ軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。 図６は、一実施形態のｑ軸モデルの構成を示すブロック図である。 図７は、一実施形態のｑ軸電流Ｆ／Ｂモデルの構成を示すブロック図である。 図８は、一実施形態のｆ軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。 図９は、一実施形態のｆ軸モデルの構成を示すブロック図である。 図１０は、一実施形態のｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの構成を示すブロック図である。 図１１は、一実施形態の制御演算の一制御周期を示すフローチャートである。 図１２は、一実施形態のモータ制御方法の効果を説明するタイムチャートである。 図１３は、一実施形態のモータ制御方法においてｆ軸電圧の飽和を考慮しない場合の課題を説明するタイムチャートである。 図１４は、一実施形態のモータ制御方法においてｆ軸電圧の飽和を考慮することの効果を説明するタイムチャートである。

［一実施形態］
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御方法を巻線界磁型同期モータに適用した場合のモータ制御システム１００の構成例を示すブロック図である。モータ制御システム１００は、例えば電気自動車に適用される。なお、モータ制御システム１００は、電気自動車以外に、ハイブリッド車両や、自動車以外の例えば鉄道等のシステムに適用することも可能である。

本実施形態のモータ制御システム１００は、制御対象の巻線界磁型同期モータ１０１と、ＰＷＭ変換器１０２と、インバータ１０３と、電源電圧１０４と、ｆ軸電流出力部１０５と、電流センサ１０６と、Ａ／Ｄ変換器１０７と、座標変換器１０８と、磁極位置検出器１０９と、パルスカウンタ１１０と、角速度演算器１１１と、先読み補償部１１２と、電流指令値演算部１１３と、ｄ軸電流制御部１１４と、ｑ軸電流制御部１１５と、ｆ軸電流制御部１１６と、電流推定値演算部１１７と、非干渉制御部１１８と、電圧指令値演算部１１９と、座標変換器１２０と、を備える。

巻線界磁型同期モータ１０１（以下、単に「モータ１０１」という）は、回転子巻線（界磁巻線、ロータコイル）を有する回転子と、固定子巻線（電機子巻線、ステータコイル）を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータである。本実施形態のモータ制御システム１００が車両に搭載される場合、モータ１０１は車両の駆動源となる。詳細は後述するが、モータ１０１は、回転子巻線を流れる回転子電流と、固定子巻線を流れる固定子電流とが制御されることによって制御される。

ＰＷＭ変換器１０２は、後述の座標変換器１２０から出力される三相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに基づいて、インバータ１０３が備えるスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）へのＰＷＭ_Ｄｕｔｙ駆動信号（強電素子駆動信号）Ｄ^* _uu、Ｄ^* _ul、Ｄ^* _vu、Ｄ^* _vl、Ｄ^* _wu、Ｄ^* _wlを生成し、インバータ１０３に出力する。

インバータ１０３は、３相６アームで構成され、相ごとに２つずつ計６つのスイッチング素子を備えた三相電圧型インバータである。インバータ１０３は、ＰＷＭ変換器１０２が生成する強電素子駆動信号に基づいて、電源電圧１０４の直流電圧を交流電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wに変換し、モータ１０１に供給する。

電源電圧１０４は、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。電源電圧１０４は、インバータ３とｆ軸電流出力部１０５とに直流電力を供給する。

ｆ軸電流出力部１０５は、電源電圧１０４から供給される電力を用いて、モータ１０１の回転子巻線に流れるｆ軸電流ｉ_fを制御するためのｆ軸電圧ｖ_fを出力する。ｆ軸電圧ｖ_fは、後述する電圧指令値演算部１１９から出力される第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fに応じて算出される。換言すると、ｆ軸電流出力部１０５は、回転子巻線に印加するｆ軸電圧ｖ_fを第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fと一致するように調整する。

電流センサ１０６は、インバータ１０３からモータ１０１に供給される三相交流電流のうち、少なくとも２相の電流、例えば、ｕ相電流ｉ_u、ｖ相電流ｉ_vを検出する。検出された２相の電流ｉ_u、ｉ_vは、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１０７でデジタル信号（電流ｉ_us、ｉ_vs）に変換され、座標変換器１０８に入力される。なお、電流センサ１０６が２相の電流のみを検出する場合、残りの1相の電流ｉ_wsは、次式（１）により求めることができる。

また、電流センサ１０６は、ｆ軸電流出力部１０５からモータ１０１に供給される回転子電流（ｆ軸電流ｉ_f）を検出する。検出されたｆ軸電流ｉ_fは、Ａ／Ｄ変換器１０７でデジタル信号に変換し、ｆ軸電流制御部１１６に出力される。

磁極位置検出器１０９は、モータ１０１の固定子の電気角度を取得するために、当該固定子の位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルス（ＡＢＺパルス）をパルスカウンタ１１０に出力する。

パルスカウンタ１１０は、ＡＢＺパルスに基づいてモータ１０１の電気角度θ_reを算出して、角速度演算器１１１に出力する。

角速度演算器１１１は、入力される電気角度θ_reの時間変化率から、電気角速度ω_reと、機械角速度ω_rmとを算出する。機械角速度ω_rmは、電気角速度ω_reをモータ極対数ｐで除算することにより求められる。機械角速度ω_rmは、電流指令値演算部１１３に出力される。電気角速度ω_reは、非干渉制御部１１８と先読み補償部１１２とに出力される。

先読み補償部１１２は、電気角度θ_reと電気角速度ω_reとを入力して、電気角速度ω_reと制御系が持つ無駄時間との乗算値を電気角度θ_reに加算することにより、先読み補償後電気角θ_re'を算出する。先読み補償後電気角θ_re'は、座標変換器１２０に出力される。

座標変換器１０８は、３相交流座標系（ｕｖｗ軸）から直交２軸直流座標系（ｄ−ｑ軸）への変換を行う。具体的には、座標変換器１０８は、入力されるｕ相電流ｉ_us、ｖ相電流ｉ_vs、及び電気角度θ_reと、上記式（１）で求まるｗ相電流ｉ_wsとから、以下式（２）を用いて座標変換処理を行うことによって、ｄ軸電流ｉ_dとｑ軸電流ｉ_qを算出する。

電流指令値演算部１１３は、トルク指令値Ｔ^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、及び、電源電圧（直流電圧）Ｖ_dcを入力とし、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fを算出する。ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fは、トルク指令値Ｔ^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、及び、電源電圧Ｖ_dcと、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fの各々との関係を定めたマップデータを予め記憶しておき、当該マップデータを参照することにより求められる。

ｄ軸電流制御部１１４は、実際の電流（実電流）の計測値であるｄ軸電流ｉ_dをｄ軸電流指令値ｉ^* _dに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｄ軸電圧指令値を算出して、電圧指令値演算部１１９に出力する。

ｑ軸電流制御部１１５は、実際の電流（実電流）の計測値であるｑ軸電流ｉ_qをｑ軸電流指令値ｉ^* _qに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｑ軸電圧指令値を算出して、電圧指令値演算部１１９に出力する。

ｆ軸電流制御部１１６は、実際の電流（実電流）の計測値であるｆ軸電流ｉ_fをｆ軸電流指令値ｉ^* _fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第１のｆ軸電圧指令値を算出して、電圧指令値演算部１１９に出力する。

上記のｄ軸電流制御部１１４、ｑ軸電流制御部１１５、及び、ｆ軸電流制御部１１６は、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺する制御（非干渉制御）が理想的に機能すれば、通常、１入力１出力の単純な特性（制御対象特性）となる。従って、本実施形態のｄ軸電流制御部１１４、ｑ軸電流制御部１１５、及び、ｆ軸電流制御部１１６は、簡単なＰＩフィードバック補償器、又は、いわゆるロバストモデルマッチング補償器のような公知の補償器により実現することができる。

電流推定値演算部１１７は、電流指令値演算部１１３から出力されるｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及び、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fから、実電流の推定値であるｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}、ｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}、及びｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}と、ｄ軸電流推定値の微分値（変化率）ｓ・ｉ_{d_ref}と、ｆ軸電流推定値の微分値（変化率）ｓ・ｉ_{f_ref}とを算出する。電流推定値演算部１１７の詳細については後述する。

非干渉制御部１１８は、入力されるｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}と、ｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}と、ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}と、ｄ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}と、ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}と、電気角速度ω_reとから、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を算出する。非干渉制御部１１８の詳細については後述する。

電圧指令値演算部１１９は、ｄ軸電流制御部１１４、ｑ軸電流制御部１１５、及び、ｆ軸電流制御部１１６の各出力である第１のｄ軸電圧指令値、第１のｑ軸電圧指令値、及び、第１のｆ軸電圧指令値を、非干渉制御部１１８の出力である非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を用いて補正（本実施形態では加算）する。そして、電圧指令値演算部１１９は、当該補正により得た、第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、及び、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを座標変換器１２０に出力する。第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fはｆ軸電流出力部１０５に出力される。

座標変換器１２０は、電気角速度ω_reで回転する直交２軸直流座標系（ｄ‐ｑ軸）から３相交流座標系（ｕｖｗ相）への変換を行う。具体的には、座標変換器１２０は、入力される第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _q、及び、先読み補償後電気角θ_re'から、以下式（３）を用いて座標変換処理を行うことによって、ｕｖｗ各相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを算出する。

以上が本実施形態のモータ制御システム１００が備える構成の概要である。なお、本実施形態では、上述した構成のうち、ＰＷＭ変換器１０２、Ａ／Ｄ変換器１０７、座標変換器１０８、パルスカウンタ１１０、角速度演算器１１１、先読み補償部１１２、電流指令値演算部１１３、ｄ軸電流制御部１１４、ｑ軸電流制御部１１５、ｆ軸電流制御部１１６、電流推定値演算部１１７、非干渉制御部１１８、電圧指令値演算部１１９、座標変換器１２０は、少なくとも一つ以上のコントローラ１０が備える一機能部として構成される。コントローラ１０は、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）から構成される。

［非干渉制御部］
以下では、非干渉制御部１８の詳細について説明する。まず、本実施形態の非干渉制御部１８で用いられる電圧方程式について説明する。本発明の制御対象である巻線界磁型同期モータ１０１の電圧方程式は、以下式（４）で表される。

ただし、上記式（４）の各パラメータは、以下のとおりである。なお、式中のｓはラプラス演算子である。
ｉ_d ： ｄ軸電流
ｉ_q ： ｑ軸電流
ｉ_f ： ｆ軸電流
ｖ_d ： ｄ軸電圧
ｖ_q ： ｑ軸電圧
ｖ_f ： ｆ軸電圧
Ｌ_d ： ｄ軸インダクタンス
Ｌ_q ： ｑ軸インダクタンス
Ｌ_f ： ｆ軸インダクタンス
Ｍ ： 固定子／回転子間の相互インダクタンス
Ｌ_d' ： ｄ軸動的インダクタンス
Ｌ_q' ： ｑ軸動的インダクタンス
Ｌ_f' ： ｆ軸動的インダクタンス
Ｍ' ： 固定子／回転子間の動的相互インダクタンス
Ｒ_a ： 固定子巻線抵抗
Ｒ_f ： 回転子巻線抵抗
ω_re ： 電気角速度

上記式（４）から、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を求めると、次式（５）のとおりとなる。

ここで、非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}の算出に用いる電流について、従来のように実際値（電流センサ１０６による計測値）を用いると、当該計測値によるフィードバックループが形成され、安定性が低下してしまう。また、制御の安定性を確保するために当該フィードバックループに係る制御ゲインを下げると、応答性が犠牲となる。

そこで、本実施形態の非干渉制御部１８は、上記式（５）の電流ｉ_d、ｉ_q、ｉ_fを、電流推定値演算部１１７にて推定した電流推定値ｉ_{d_ref}、ｉ_{q_ref}、ｉ_{f_ref}で置換する。すなわち、本実施形態にかかる非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}は、以下式（６）で表される。

上記式（６）で算出された非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}は、電圧指令値演算部１１９に出力される。すなわち、本実施形態の非干渉電圧は、フィードバックループを形成する実際値からではなく、フィードバックループを要しない推定値（電流推定値ｉ_{d_ref}、ｉ_{q_ref}、ｉ_{f_ref}）から算出される。

［電流推定値演算部］
以下では、電流推定値演算部１１７が行うｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸の電流推定値ｉ_{d_ref}、ｉ_{q_ref}、ｉ_{f_ref}の算出方法について説明する。ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺する非干渉制御が理想的に機能すれば、各軸は１入力１出力の単純な制御対象となる。

まず、ｄ軸電流推定値の算出方法について、図２を参照して説明する。

図２は、本実施形態の電流推定値演算部１１７におけるｄ軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。

電流推定値演算部１１７のｄ軸電流推定値の算出に係る部分は、ｄ軸電流Ｆ／Ｂ（フィードバック）モデル２０２とｄ軸モデル２０１とから構成される。

ｄ軸モデル２０１は、後述するｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル２０２から出力されるｄ軸電圧推定値を入力として、ｄ軸電圧からｄ軸電流までの特性をモデル化したｄ軸モデルによるフィルタリング処理を行い、ｄ軸電流推定値ｉｄ_ｒｅｆと、ｄ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}とを出力する。詳細は図３を参照して説明する。

図３は、ｄ軸モデル２０１の詳細を示すブロック図である。ｄ軸モデル２０１は、乗算器３０１と、減算器３０２と、除算器３０３と、積分器３０４と、を含んで構成される。

乗算器３０１は、積分器３０４の出力であるｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}に固定子巻線抵抗Ｒ_aを乗算して、得た値を減算器３０２に出力する。

減算器３０２は、ｄ軸電圧推定値から乗算器３０１の出力値を減算して、算出した値を除算器３０３に出力する。

除算器３０３は、減算器３０２の出力値をｄ軸動的インダクタンスＬ_d'で除算してｄ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を算出する。ｄ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}は、積分器３０４と、非干渉制御部１１８とに出力される。

積分器３０４は、ｄ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}を積分処理することによりｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}を算出する。ｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}は、乗算器３０１と、非干渉制御部１１８とに出力される。このように、積分器３０４の出力を電流推定値とするとともに、積分器３０４の入力を電流推定値の微分値として取得可能に構成することにより、電流推定値の微分値を容易に求めることができる。

ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル２０２（図２参照）は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dと、上述のｄ軸モデル２０１の出力であるｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}を入力として、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dにｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}を定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｄ軸電圧推定値を算出して、ｄ軸モデル２０１に出力する。詳細は、図４を参照して説明する。

図４は、ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル２０２の詳細を示すブロック図である。ｄ軸電流Ｆ／Ｂモデル２０２は、乗算器４０１、４０２と、減算器４０３と、を含んで構成される。

乗算器４０１は、電流指令値演算部１１３から出力されるｄ軸電流指令値ｉ^* _dにゲインＧ_adを乗算し、算出した値を減算器４０３に出力する。ゲインＧ_adは、下記式（７）で表される。

乗算器４０２は、ｄ軸モデル２０１から出力されるｄ軸電流推定値ｉ^* _{d_ref}にゲインＧ_bdを乗算し、算出した値を減算器４０３に出力する。ゲインＧ_bdは、下記式（７）で表される。

ただし、式（７）中のτ_mは、ｄ軸の電流制御規範応答時定数、すなわち、実現したい所望の応答特性に相当する時定数である。

そして、減算器４０３は、乗算器４０１の出力値から乗算器４０２の出力値を減算することによりｄ軸電圧推定値を算出して、上述のｄ軸モデル２０１に出力する。

続いて、ｑ軸電流推定値の算出方法について説明する。

図５は、本実施形態の電流推定値演算部１１７におけるｑ軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。電流推定値演算部１１７のｑ軸電流推定値の算出に係る部分は、ｑ軸電流Ｆ／Ｂモデル５０２とｑ軸モデル５０１とから構成される。

ｑ軸モデル５０１は、後述するｑ軸電流Ｆ／Ｂモデル５０２から出力されるｑ軸電圧推定値を入力として、ｑ軸電圧からｑ軸電流までの特性をモデル化したモデル（ｑ軸モデル）によるフィルタリング処理を行い、ｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}を出力する。詳細は、図６を参照して説明する。

図６は、ｑ軸モデル５０１の詳細を示すブロック図である。ｑ軸モデル５０１は、乗算器６０１と、減算器６０２と、除算器６０３と、積分器６０４と、を含んで構成される。

乗算器６０１は、積分器６０４の出力であるｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}に固定子巻線抵抗Ｒ_aを乗算して、算出した値を減算器６０２に出力する。

減算器６０２は、ｑ軸電圧推定値から乗算器３０１の出力値を減算して、算出した値を除算器６０３に出力する。

除算器６０３は、減算器６０２の出力値をｑ軸動的インダクタンスＬ_q'で除算してｑ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{q_ref}を算出し、積分器６０４に出力する。

積分器６０４は、ｑ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{q_ref}を積分処理することによりｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}を算出する。ｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}は、乗算器６０１と、非干渉制御部１１８とに出力される。

ｑ軸電流Ｆ／Ｂモデル５０２（図５参照）は、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qと、上述のｑ軸モデル５０１の出力であるｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}を入力として、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qにｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}を定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｑ軸電圧推定値を算出して、ｑ軸モデル５０１に出力する。詳細は、図７を参照して説明する。

図７は、ｑ軸電流Ｆ／Ｂモデル５０２の詳細を示すブロック図である。ｑ軸電流Ｆ／Ｂモデル５０２は、乗算器７０１、７０２と、減算器７０３と、を含んで構成される。

乗算器７０１は、電流指令値演算部１１３から出力されるｑ軸電流指令値ｉ^* _qにゲインＧ_aqを乗算し、算出した値を減算器７０３に出力する。ゲインＧ_aqは、下記式（８）で表される。

乗算器７０２は、ｑ軸モデル５０１から出力されるｑ軸電流推定値ｉ^* _{q_ref}にゲインＧ_bqを乗算し、算出した値を減算器７０３に出力する。ゲインＧ_bqは、下記式（８）で表される。

ただし、上記式（７）と同様、式（８）中のτ_mは、ｑ軸の電流制御規範応答時定数である。

減算器７０３は、乗算器７０１の出力値から乗算器７０２の出力値を減算することによりｑ軸電圧推定値を算出して、上述のｑ軸モデル５０１に出力する。

続いて、ｆ軸電流推定値の算出方法について説明する。

図８は、本実施形態の電流推定値演算部１１７におけるｆ軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。電流推定値演算部１１７のｆ軸電流推定値の算出に係る部分は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２と、リミット関数８０３と、ｆ軸モデル８０１とから構成される。

ｆ軸モデル８０１は、後述するリミット関数８０３から出力されるリミット処理後ｆ軸電圧推定値を入力として、ｆ軸電圧からｆ軸電流までの特性をモデル化したモデル（ｆ軸モデル）によるフィルタリング処理を行い、ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}と、ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{q_ref}とを出力する。詳細は図９を参照して説明する。

図９は、ｆ軸モデル８０１の詳細を示すブロック図である。ｆ軸モデル８０１は、所定のゲインと、減算器９０２と、積分器９０４とで構成される。所定のゲインとは、本実施形態では乗算器９０１と、除算器９０３とを含んで構成される。

乗算器９０１は、積分器９０４の出力であるｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}に固定子巻線抵抗Ｒ_fを乗算して、得た値を減算器９０２に出力する。

減算器９０２は、リミット関数８０３から出力されるリミット処理後ｆ軸電圧推定値から乗算器９０１の出力値を減算して、算出した値を除算器９０３に出力する。

除算器９０３は、減算器９０２の出力値をｆ軸動的インダクタンスＬ_f'で除算してｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を算出する。ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}は、積分器９０４と、非干渉制御部１１８とに出力される。

積分器９０４は、ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を積分処理することによりｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を算出する。ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}は、乗算器９０１と、非干渉制御部１１８とに出力される。このように、積分器９０４の出力を電流推定値とするとともに、積分器９０４の入力を電流推定値の微分値として取得可能に構成することにより、電流推定値の微分値を容易に求めることができる。

ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２（図８参照）は、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fと、上述のｆ軸モデル８０１の出力であるｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を入力として、ｆ軸電流指令値ｉ^* _fにｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｆ軸電圧推定値を算出し、リミット関数８０３に出力する。詳細は、図１０を参照して説明する。

図１０は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２の詳細を示すブロック図である。ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２は、乗算器１００１、１００２と、減算器１００３と、を含んで構成される。

乗算器１００１は、電流指令値演算部１１３から出力されるｆ軸電流指令値ｉ^* _fにゲインＧ_afを乗算し、算出した値を減算器１００３に出力する。ゲインＧ_afは、下記式（９）で表される。

乗算器１００２は、ｆ軸モデル８０１から出力されるｆ軸電流推定値ｉ^* _{f_ref}にゲインＧ_bqを乗算し、算出した値を減算器１００３に出力する。ゲインＧ_bfは、下記式（９）で表される。

ただし、式（９）中のτ_mは、ｆ軸の電流制御規範応答時定数、すなわち、実現したい所望の応答特性に相当する時定数である。

減算器１００３は、乗算器１００１の出力値から乗算器１００２の出力値を減算することによりｆ軸電圧指令値を算出して、リミット関数８０３に出力する。

リミット関数８０３は、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２（減算器１００３）の出力値を所定の飽和関数でリミット処理し、リミット処理後ｆ軸電圧推定値を出力する。本実施形態の飽和関数の上限値と下限値は以下の通りである。すなわち、上限値には、電源電圧Ｖｄｃからｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を減算した値が設定される（上限値＝Ｖ_dc−ｖ_{f_dcpl}）。下限値には、−電源電圧Ｖ_dcからｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を減算した値が設定される（下限値＝−Ｖ_dc−ｖ_{f_dcpl}）。

上下限値がこのように設定されることにより、後段の電圧指令値演算部１１９において第１のｆ軸電圧指令値に非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}が加算されても、算出された値が電源電圧Ｖ_dcに対して飽和してしまうことを回避することができる。また、上述のような飽和関数を用いることにより、ｆ軸電圧の飽和の有無を判定する手段や、ｆ軸電圧の飽和の有無に応じてフィルタを切替えるフィルタ切替え手段等を要さずに、適切なｆ軸電圧推定値を算出することができる。

以下では、これまで説明した一実施形態のモータ制御方法を適用した一制御周期の流れを、図１１を参照して説明する。

図１１は、一実施形態のモータ制御方法を示すフローチャートである。図１１で示す開始から終了までにかかる一制御周期は、モータ制御システム１００が起動している間、一定の間隔で常時実行するように上記のコントローラ１０にプログラムされている。

ステップＳ１１では、コントローラ１０（パルスカウンタ１１０、Ａ／Ｄ変換器１０７）は、ＡＢＺパルスに基づいて電気角度θ_reを算出するとともに、取得したｕ、ｖ相の電流ｉ_u、ｉ_v、及び、回転子巻線を流れるｆ軸電流ｉ_fから、デジタル信号としての電流ｉ_us、ｉ_vs、ｉ_fsを検出する。

ステップＳ１２では、コントローラ１０（角速度演算器１１１）は、入力される電気角度θ_reの時間変化率から、電気角速度ω_reと機械角速度ω_rmとを算出する。

ステップＳ１３では、コントローラ１０（先読み補償部１１２）は、電気角度θ_reと電気角速度ω_reとから、制御系が持つ無駄時間が考慮された先読み補償後電気角θ_re'を算出する。

ステップＳ１４では、コントローラ１０（座標変換器１０８）は、ｕ、ｖ、ｗ各相の電流ｉ_us、ｉ_vs、ｉ_ws、及び電気角度θ_reから、ｄ、ｑ軸電流ｉ_d、ｉ_qを算出する。

ステップＳ１５では、コントローラ１０（電流指令値演算部１１３）は、トルク指令値Ｔ^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、及び、電源電圧Ｖ_dcから、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _q、及びｆ軸電流指令値ｉ^* _fを算出する。

ステップＳ１６では、コントローラ１０（ｄ軸電流制御部１１４、ｑ軸電流制御部１１５、ｆ軸電流制御部１１６）は、ｄ、ｑ、ｆ軸電流ｉ_d、ｉ_q、ｉ_fをｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのｄ、ｑ、ｆ軸各相の第１の電圧指令値を算出する。

ステップＳ１７では、コントローラ１０（電流推定値演算部１１７）は、ｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fから、実電流の推定値であるｄ、ｑ、ｆ軸電流推定値ｉ_{d_ref}、ｉ_{q_ref}、ｉ_{f_ref}と、ｄ、ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}、ｓ・ｉ_{f_ref}とを算出する。

ステップＳ１８では、コントローラ１０（非干渉制御部１１８）は、ｄ、ｑ、ｆ軸電流推定値ｉ_{d_ref}、ｉ_{q_ref}、ｉ_{f_ref}と、ｄ、ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{d_ref}、ｓ・ｉ_{f_ref}と、電気角速度ω_reとから、ｄ軸、ｑ軸、及びｆ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を算出する。

ステップＳ１９では、コントローラ１０（電圧指令値演算部１１９）は、ｄ、ｑ、ｆ各軸の第１の電圧指令値を、非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}、ｖ_{f_dcpl}を用いて補正することにより、ｄ、ｑ、ｆ各軸の第２の電圧指令値ｖ^* _d、ｖ^* _q、ｖ^* _fを算出する。

そして、ステップＳ２０では、コントローラ１０（座標変換器１２０）は、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _q、及び、先読み補償後電気角θ_re'から、ｕｖｗ各相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを算出する。

以上が本実施形態のモータ制御方法による制御フローの概要である。以下では、図１２〜１４を参照して、本実施形態のモータ制御方法による作用効果について説明する。

図１２は、本実施形態のモータ制御方法による制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］を表し、右側の上から順に、ｄ軸電圧［Ｖ］、ｑ軸電圧［Ｖ］、及びｆ軸電圧［Ｖ］を表している。図中の破線は電流指令値を示している。そして、この電流指令値に対する実電流の応答を、本実施形態は実線で、従来技術による制御（従来例）は点線で示している。なお、本例においては、図右側のｆ軸電圧［Ｖ］に示すとおり、ｆ軸電圧は電源電圧に対して飽和していない。

上述したとおり、従来例では、非干渉電圧を電流の実際値に基づくフィードバック制御により算出する。これに対して、本実施形態では、非干渉電圧を電流指令値から算出した電流推定値に基づいて算出する。

ただし、従来例では、実際値に基づくフィードバックループ系が形成されるので、制御の安定性が低下する。従って、図１２で示すタイムチャートでは、従来例のフィードバックループ系が有する制御ゲインを下げることにより従来例の制御の安定性を本実施形態と等価となるように設定した上で比較している。

時刻ｔ１では、トルク指令値Ｔ^*がステップで入力されることに伴い、点線で示すｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fがステップ的に変化する。

時刻ｔ２では、ｄ、ｑ、ｆ軸電流が、ｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fを目標に収束していく。しかしながら、従来例では、制御の安定性の低下分を制御ゲインを下げることで補っているため、電流指令値に対する応答（追従）が遅くなっている。

一方、本実施形態では、電流の実際値を用いずに非干渉電圧を算出しており、従来例のようなフィードバックループ系が構成されない。その結果、電流制御における制御ゲインを下げる必要がないので、電流指令値に対する応答を従来例に比べて早くすることができる。

続いて、本実施形態において、ｆ軸電流推定値の算出にｆ軸電圧の飽和が考慮されることの効果について説明する。まず、図１３を参照してｆ軸電圧の飽和を考慮しないことの課題について説明する。

図１３は、ｆ軸電圧の飽和を考慮しない場合の制御結果を示すタイムチャートである。図１２と同様、横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］を表し、右側の上から順に、ｄ軸電圧［Ｖ］、ｑ軸電圧［Ｖ］、及びｆ軸電圧［Ｖ］を表している。図中の破線は電流指令値を示し、点線は電流推定値を示し、実線はｆ軸電圧の飽和を考慮しない場合の実電流の挙動を示している。

時刻ｔ１では、トルク指令値Ｔ^*がステップで入力されることに伴い、点線で示すｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fがステップ的に変化する。

時刻ｔ２では、ｆ軸電圧ｖ_fが電源電圧Ｖ_dcを上限として制限されるため、ｆ軸電圧の飽和を考慮していないｆ軸電流推定値ｉ_{t_ref}に対するｆ軸電流ｉ_fの応答が遅いことが分かる。すなわち、ｆ軸電圧の飽和を考慮していないｆ軸電流推定値ｉ_{t_ref}を用いて算出された非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}では、ｆ軸電圧の飽和時においてｄ、ｑ、及びｆ軸間の干渉電圧を適切に相殺することができない。その結果、本例では、ｑ軸電流において実電流のオーバーシュートが発生してしまう。

時刻ｔ３、ｔ４においても、ｑ軸電流の実電流が電流指令値（定常値）に収束できていないことが分かる。

これに対して、ｆ軸電流推定値の算出にｆ軸電圧の飽和を考慮する本実施形態の制御結果について、図１４を参照して説明する。

図１４は、ｆ軸電圧の飽和を考慮する本実施形態の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、ｄ軸電流［Ａ］、ｑ軸電流［Ａ］、及び、ｆ軸電流［Ａ］を表し、右側の上から順に、ｄ軸電圧［Ｖ］、ｑ軸電圧［Ｖ］、及びｆ軸電圧［Ｖ］を表している。図中の破線は電流指令値を示し、点線は電流推定値を示し、実線はｆ軸電圧の飽和を考慮する本実施形態の実電流の挙動を示している。

時刻ｔ１では、トルク指令値Ｔ^*がステップで入力されることに伴い、点線で示すｄ、ｑ、ｆ軸電流指令値ｉ^* _d、ｉ^* _q、ｉ^* _fがステップで立ち上がる。

時刻ｔ２では、ｆ軸電圧ｖｆが電源電圧Ｖｄｃを上限として制限される。しかしながら、本実施形態では、ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}の算出にｆ軸電圧の飽和が考慮されるので（リミット関数８０３参照）、ｆ軸電流がｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}に一致しているのが分かる。すなわち、本実施形態では、ｆ軸電圧の飽和を考慮して算出されたｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を用いて非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}が算出されるので、ｆ軸電圧の飽和時においてもｄ、ｑ、及びｆ軸間の干渉電圧を適切に相殺することができる。

これにより、オーバーシュートやアンダーシュートにより応答性を損なうことなく、ｄ、ｑ、及びｆの各軸の電流を好適に制御することができる。また、非干渉制御に実際値を用いていないので、上述の従来例のように電流フィードバックループが形成されることも無い。従って、電流フィードバックループに起因して制御の安定性が低下することも無く、安定性を確保するために制御ゲインを下げる必要がないので、従来例のように制御ゲインを下げることによって応答性が犠牲になるような問題も生じない。

時刻ｔ３、ｔ４では、実電流が電流指令値（定常値）に収束できていることが分かる。このように、本実施形態のモータ制御方法によれば、制御の安定性を損なうことなく、ｆ軸電圧の飽和時においても、ｄ、ｑ、ｆ軸間に発生する干渉電圧を相殺する非干渉電圧を適切に算出することができる。

以上、一実施形態のモータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータ１０１において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法によれば、固定子電流に対するｄ軸電流指令値ｉ^* _dおよびｑ軸電流指令値ｉ^* _qにそれぞれ追従する第１のｄ軸電圧指令値および第１のｑ軸電圧指令値を算出するとともに、回転子電流に対するｆ軸電流指令値ｉ^* _fに追従する第１のｆ軸電圧指令値を算出し、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qおよびｆ軸電流指令値ｉ^* _fに基づいて、固定子電流の推定値であるｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}、ｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}および回転子電流の推定値であるｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}をそれぞれ算出し、ｄ軸電流推定値ｉ_{d_ref}、ｑ軸電流推定値ｉ_{q_ref}およびｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}に基づいて、固定子電流のｄ軸、ｑ軸および回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｄ軸非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｑ軸非干渉電圧ｖ_{q_dcpl}およびｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を算出する。そして、第１のｄ軸電圧指令値、第１のｑ軸電圧指令値および第１のｆ軸電圧指令値を、ｄ軸非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｑ軸非干渉電圧ｖ_{q_dcpl}およびｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}を用いてそれぞれ補正することにより、第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _qおよび第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fを算出し、第２のｄ軸電圧指令値ｖ^* _d、第２のｑ軸電圧指令値ｖ^* _qおよび第２のｆ軸電圧指令値ｖ^* _fに基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。

これにより、従来のようにフィードバックループを形成することなく非干渉電圧を算出することができるので、フィードバックループが形成されることによる安定性の低下を回避しながら、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制することができる。また、従来のように、安定性を確保するために制御ゲインを下げる必要がないので、制御ゲインを下げることに起因する応答性の低下を回避することができる。

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、ｆ軸非干渉電圧の算出に用いるｆ軸電流推定値は、回転子に印加されるｆ軸電圧の飽和を考慮して算出される。これにより、ｆ軸電圧の飽和を考慮して算出されたｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を用いて非干渉電圧ｖ_{d_dcpl}、ｖ_{q_dcpl}が算出されるので、ｆ軸電圧の飽和時においてもｄ、ｑ、及びｆ軸間の干渉電圧を適切に相殺することができる。

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}は、ｆ軸電圧から回転子電流を構成するｆ軸電流ｉ^* _fまでの特性をモデル化したｆ軸モデル８０１と、ｆ軸電流指令値とｆ軸モデルの出力とが入力されるｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２と、ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデル８０２の出力をリミット処理する飽和関数（リミット関数８０３）と、により構成される疑似的なＦ／Ｂ系を用いて算出され、ｆ軸モデル８０１は、飽和関数８０３の出力値から前記ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を算出する。これにより、疑似的な電流Ｆ／Ｂ系により、ｆ軸電圧の飽和関数を考慮したｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を算出することができるので、ｆ軸電圧が飽和している状態であっても適切なｆ軸電流推定値を算出することができる。

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、飽和関数８０３の上限値と下限値は、巻線界磁型同期モータ１０１の電源電圧Ｖ_dcとｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}とに基づいて算出される。これにより、電源電圧を最大限有効に活用しつつ、ｆ軸電圧の飽和時においてもｄ、ｑ、及びｆ軸間の干渉電圧を適切に相殺することができるｆ軸電流推定値を算出することができる。

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、ｆ軸非干渉電圧ｖ_{f_dcpl}は、ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}と当該ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}の微分値とに基づいて算出され、ｆ軸モデルは、積分器を有し、ｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}は、積分器９０４の入力値から取得する。これにより、積分器９０４の出力を電流推定値ｉ_{f_ref}とするとともに、積分器３０４の入力を電流推定値の微分値として取得可能に構成されることにより、電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を容易に求めることができる。これにより、非干渉電圧の算出にｆ軸電流推定値の微分値ｓ・ｉ_{f_ref}を用いる場合に、ｆ軸電流推定値ｉ_{f_ref}を近似微分する等の近似処理を不要とすることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。例えば、図１で示す構成の一部はコントローラ１０の一機能部として構成される旨上述したが、同様の機能を発揮可能な限り、コントローラ１０の一機能部として構成される必要は必ずしもない。例えば、パルスカウンタ１１０は、コントローラ１０の一機能部として構成される必要はなく、パルスカウント機能を備えるデバイスとしてコントローラ１０とは別個に設けられても良い。

１０…コントローラ
１０１…巻線界磁型同期モータ

Claims (6)

1. 回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法であって、
   前記固定子電流に対するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値にそれぞれ追従する第１のｄ軸電圧指令値および第１のｑ軸電圧指令値を算出するとともに、前記回転子電流に対するｆ軸電流指令値に追従する第１のｆ軸電圧指令値を算出し、
   前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値および前記ｆ軸電流指令値に基づいて、前記固定子電流の推定値であるｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値および前記回転子電流の推定値であるｆ軸電流推定値をそれぞれ算出し、
   前記ｄ軸電流推定値、前記ｑ軸電流推定値および前記ｆ軸電流推定値に基づいて、前記固定子電流のｄ軸、ｑ軸および前記回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｄ軸非干渉電圧、ｑ軸非干渉電圧およびｆ軸非干渉電圧を算出し、
   前記第１のｄ軸電圧指令値、前記第１のｑ軸電圧指令値および前記第１のｆ軸電圧指令値を、前記ｄ軸非干渉電圧、前記ｑ軸非干渉電圧および前記ｆ軸非干渉電圧を用いてそれぞれ補正することにより、第２のｄ軸電圧指令値、第２のｑ軸電圧指令値および第２のｆ軸電圧指令値を算出し、
   前記第２のｄ軸電圧指令値、前記第２のｑ軸電圧指令値および前記第２のｆ軸電圧指令値に基づいて、前記固定子電流と前記回転子電流とを制御する、
   モータ制御方法。
2. 請求項１に記載のモータ制御方法において、
   前記ｆ軸非干渉電圧の算出に用いる前記ｆ軸電流推定値は、前記回転子に印加されるｆ軸電圧の飽和を考慮して算出される、
   モータ制御方法。
3. 請求項２に記載のモータ制御方法において、
   前記ｆ軸電流推定値は、
   前記ｆ軸電圧から前記回転子電流を構成するｆ軸電流までの特性をモデル化したｆ軸モデルと、
   前記ｆ軸電流指令値と前記ｆ軸モデルの出力とが入力されるｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルと、
   前記ｆ軸電流Ｆ／Ｂモデルの出力をリミット処理する飽和関数と、により構成される疑似的なＦ／Ｂ系を用いて算出され、
   前記ｆ軸モデルは、前記飽和関数の出力値から前記ｆ軸電流推定値を算出する、
   モータ制御方法。
4. 請求項３に記載のモータ制御方法において、
   前記飽和関数の上限値と下限値は、前記巻線界磁型同期モータの電源電圧と前記ｆ軸非干渉電圧とに基づいて算出される、
   モータ制御方法。
5. 請求項３に記載のモータ制御方法において、
   前記ｆ軸非干渉電圧は、前記ｆ軸電流推定値と当該ｆ軸電流推定値の微分値とに基づいて算出され、
   前記ｆ軸モデルは、積分器を有し、
   前記ｆ軸電流推定値の微分値は、前記積分器の入力値から取得する、
   モータ制御方法。
6. 回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータと、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するコントローラとを備えるモータ制御装置であって、
   前記コントローラは、
   前記固定子電流に対するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値にそれぞれ追従する第１のｄ軸電圧指令値および第１のｑ軸電圧指令値を算出するとともに、前記回転子電流に対するｆ軸電流指令値に追従する第１のｆ軸電圧指令値を算出し、
   前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値および前記ｆ軸電流指令値に基づいて、ｄ軸電流推定値、ｑ軸電流推定値およびｆ軸電流推定値をそれぞれ算出し、
   前記ｄ軸電流推定値、前記ｑ軸電流推定値および前記ｆ軸電流推定値に基づいて、前記固定子電流のｄ軸、ｑ軸および前記回転子電流のｆ軸間の干渉電圧を非干渉化するためのｄ軸非干渉電圧、ｑ軸非干渉電圧およびｆ軸非干渉電圧を算出し、
   前記第１のｄ軸電圧指令値、前記第１のｑ軸電圧指令値および前記第１のｆ軸電圧指令値を、前記ｄ軸非干渉電圧、前記ｑ軸非干渉電圧および前記ｆ軸非干渉電圧を用いてそれぞれ補正することにより、第２のｄ軸電圧指令値、第２のｑ軸電圧指令値および第２のｆ軸電圧指令値を算出し、
   前記第２のｄ軸電圧指令値、前記第２のｑ軸電圧指令値および前記第２のｆ軸電圧指令値に基づいて、前記固定子電流と前記回転子電流とを制御する、
   モータ制御装置。

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