JP2019187021A - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧を昇圧し変圧して出力電圧を生成する動作をシンプルな構成で行うことができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】第１アーム１４を構成する３つのスイッチング素子１２(1)〜１２(3)と、第２アーム１６を構成する３つのスイッチング素子１２(4)〜１２(6)を備える。一端がスイッチング素子１２(1)、１２(2)の接続点に接続された第１の昇圧インダクタ２０(1)と、第１アーム１４のハイサイド側の端部に接続された第１の昇圧コンデンサ２６とを備える。一端がスイッチング素子１２(4)、１２(5)の接続点に接続された第２の昇圧インダクタ２０(2)を有し、第２アーム１６のハイサイド側の端部が第１の昇圧コンデンサ２６に接続される。トランス３２の入力巻線２８が、スイッチング素子１２(2)、１２(3)の接続点とスイッチング素子１２(5)、１２(6)の接続点との間に接続される。【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧から昇圧電圧を生成し、この昇圧電圧をさらに変圧して出力電圧を生成するスイッチング電源装置及びその制御方法に関する。

従来、特許文献１の図１に開示されているように、入力電圧から昇圧電圧を生成する昇圧チョッパ（力率改善回路）と、その昇圧電圧をさらに変圧して出力電圧を生成するフルブリッジコンバータ（インバータ回路、トランス及び整流平滑回路）とで構成された直流電源装置があった。また、図２には、上記の昇圧チョッパを２台並列に接続し、インターリーブ動作を行うようにした直流電源装置が記載されている。

また、特許文献２に開示されているように、ハイサイド側から順番に直列接続された第１及び第２のスイッチング素子で構成され、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、ハイサイド側から順番に直列接続された第３及び第４のスイッチング素子で構成され、第１アームに並列接続された第２アームと、第１アームのハイサイド側の端部と入力電源との間に接続された昇圧インダクタと、第１アームのハイサイド側の端部に一端が接続された第５のスイッチング素子と、第５のスイッチング素子の他端とグランドとの間に接続された昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、入力巻線が第１及び第２のスイッチング素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスと、出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路とで構成されたコンバータがあった。このコンバータは、特許文献１の図１の直流電源装置を改良し、昇圧チョッパのスイッチング素子をフルブリッジコンバータのスイッチング素子で兼用させた構成になっている。

特開２０１１−１３０５７８号公報 ＵＳＰ６０３８１４２号公報

特許文献１の図１の直流電源装置は、昇圧コンデンサ（昇圧チョッパの出力コンデンサ）に大きいリップル電流が流れるので、リップル電流の許容値が大きい大型の昇圧コンデンサが必要になる。また、図２の直流電源装置は、インターリーブ動作によりリップル電流が相殺されるので小型の昇圧コンデンサを使用できるが、スイッチング素子（主スイッチング素子や整流素子）の数が多くなってしまう。また、どちらの直流電源装置も、昇圧チョッパのスイッチング素子をソフトスイッチングさせるのが難しいという問題がある。

特許文献２のコンバータは、特許文献１の図２の直流電源装置よりもスイッチング素子の数を少なくすることができるが、昇圧コンデンサに大きいリップル電流が流れるので、大型の昇圧コンデンサが必要になる。

また、特許文献２のコンバータは、入力電圧範囲が広い電源装置に適用すると、装置の効率を高くするのが難しいという問題がある。特許文献１のFig.2において、昇圧インダクタにエネルギーを蓄積するのは、電流i114が右肩上がりに増加する期間（この時間をTxとする。）であり、スイッチングの１周期をTswとすると、昇圧比（＝昇圧電圧／入力電圧）は、時比率Tx/Tswを高くすれば高くなり、低くすれば低くなる。また、昇圧コンデンサからトランスを通じて整流平滑回路に電力を送るのは、電圧Vgs115がハイレベルの期間（この時間をTyとする）であり、変圧比（＝出力電圧／昇圧電圧）は、時比率Ty/Tswを高くすれば高なり、低くすれば低くなる。ただし、このコンバータが正常に動作するためには、Tsw＞Tx+Tyの関係を満たさなければならないので、例えば、時比率Tx/Tswを高くすると、時比率Ty/Tswが自動的に低くなってしまう。

通常、入力電圧範囲が広い電源装置を設計する場合、出力電圧の制御を容易にするため、昇圧比の可変幅が広いことが求められ、このコンバータを使用する場合、時比率Tx/Tswの可変幅を広くするため、時比率Ty/Tswを低めに設定しなければならない。その一方で、フルブリッジコンバータは、時比率Ty/Tswを低めに設定するとトランスの利用効率が低下して電力損失が大きくなることが知られており、時比率Ty/Tswはできるだけ高くしておきたいという事情がある。したがって、特許文献２のコンバータは、入力電圧範囲が広い電源装置には使用しにくいものである。

本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、入力電圧を昇圧し、さらに変圧して出力電圧を生成するという動作をシンプルな構成で実現でき、昇圧比の可変幅も広くできるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することを目的とする。

本発明は、ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続され第１の昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第１の昇圧コンデンサと、ハイサイド側から順番に直列接続された第４、第５及び第６のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部が前記グランドに接続された第２アームと、一端に前記入力電圧が印加され、他端が前記第４及び第５のスイッチング素子の接続点に接続された第２の昇圧インダクタと、前記第２アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第２の昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、所定のスイッチング周期で前記第１から第６のスイッチング素子をオン・オフさせ、前記出力電圧を制御するスイッチング制御回路とを備え、
前記スイッチング制御回路には、第１から第４の動作モードが設定され、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオフ、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第４の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオフ、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記スイッチング制御回路は、１つのスイッチング周期の中で前記第１から第４の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御するスイッチング電源装置である。

この場合、前記スイッチング制御回路は、前記第１の動作モードを開始する時、前記第１及び第６のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３及び第５のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３及び第５のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、前記第３の動作モードを開始する時、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２及び第６のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２及び第６のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、前記第４の動作モードを開始する時、前記第５のスイッチング素子をオフさせた後、前記第４のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第４のスイッチング素子をオンさせる制御を行うことが好ましい。また、前記第２の昇圧コンデンサは、前記第１の昇圧コンデンサで兼用されていてもよい。

また、本発明は、ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続された昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線の一端が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点に接続されたトランスと、前記昇圧コンデンサの両端電圧の半分の電圧を生成し、前記入力巻線の他端に供給するバイアス回路と、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、所定のスイッチング周期で前記第１から第３のスイッチング素子をオン・オフさせ、前記出力電圧を制御するスイッチング制御回路とを備え、
前記スイッチング制御回路には、第１から第３の動作モードが設定され、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記スイッチング制御回路は、１つのスイッチング周期の中で前記第１から第３の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御するスイッチング電源装置である。

この場合、前記スイッチング制御回路は、前記第１の動作モードを開始する時、前記第１のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、前記第３の動作モードを開始する時、前記第３のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２のスイッチング素子をオンさせる制御を行うことが好ましい。

前記入力巻線と直列の位置に、前記トランスを通過する電流の波形を正弦波状にするための共振用コンデンサ及び共振用インダクタが設けられている構成にしてもよい。また、前記入力電圧は正弦波電圧を全波整流したものであり、前記スイッチング制御回路は、入力電流の波形を前記入力電圧の波形に近づけて力率を改善する制御を行う構成にしてもよい。

また、本発明は、ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続され第１の昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第１の昇圧コンデンサと、ハイサイド側から順番に直列接続された第４、第５及び第６のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部が前記グランドに接続された第２アームと、一端に前記入力電圧が印加され、他端が前記第４及び第５のスイッチング素子の接続点に接続された第２の昇圧インダクタと、前記第２アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第２の昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路とを備え、所定のスイッチング周期で前記第１から第６のスイッチング素子がオン・オフすることによって前記出力電圧が制御されるスイッチング電源装置の制御方法であって、
第１から第４の動作モードを設定し、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオフ、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第４の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオフ、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、１つのスイッチング周期の中で前記第１から第４の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御するスイッチング電源装置の制御方法である。

この場合、前記第１の動作モードを開始する時、前記第１及び第６のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３及び第５のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３及び第５のスイッチング素子をオンさせ、前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせ、前記第３の動作モードを開始する時、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２及び第６のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２及び第６のスイッチング素子をオンさせ、前記第４の動作モードを開始する時、前記第５のスイッチング素子をオフさせた後、前記第４のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第４のスイッチング素子をオンさせることが好ましい。また、前記第２の昇圧コンデンサは、前記第１の昇圧コンデンサで兼用されて、動作するものでもよい。

また、本発明は、ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続された昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線の一端が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点に接続されたトランスと、前記昇圧コンデンサの両端電圧の半分の電圧を生成し、前記入力巻線の他端に供給するバイアス回路と、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路とを備え、所定のスイッチング周期で前記第１から第３のスイッチング素子がオン・オフすることによって前記出力電圧が制御されるスイッチング電源装置の制御方法であって、
第１から第３の動作モードを設定し、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、１つのスイッチング周期の中で前記第１から第３の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御するスイッチング電源装置の制御方法である。

この場合、前記第１の動作モードを開始する時、前記第１のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３のスイッチング素子をオンさせ、前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせ、前記第３の動作モードを開始する時、前記第３のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２のスイッチング素子をオンさせることが好ましい。

本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法は、入力電圧を昇圧し、この昇圧電圧をさらに変圧して出力電圧を生成する、という動作を少ない数のスイッチング素子で行うことができる。しかも、昇圧比の可変幅も広くできるので、入力電圧の範囲が広い電源装置の設計が容易になる。

また、すべてのスイッチング素子を容易にソフトスイッチング（例えば、ゼロボルトスイッチング）させることができ、電源装置の高効率化及び低ノイズ化を図ることができる。

本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の定常時の動作を示すタイムチャートである。 スイッチング素子の等価回路を示す図（ａ）、整流素子の等価回路を示す図（ｂ）、トランスの等価回路を示す図（ｃ）である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T11の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T12の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T13の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T14の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T15の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T16の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T21の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T22の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T23の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T24の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T25の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の期間T26の動作を示す等価回路である。 第一の実施形態のスイッチング電源装置の一変形例を示す回路図である。 本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。 第二の実施形態のスイッチング電源装置の定常時の動作を示すタイムチャートである。 第二の実施形態のスイッチング電源装置の期間T11の動作を示す等価回路である。 第二の実施形態のスイッチング電源装置の期間T21の動作を示す等価回路である。 第二の実施形態のスイッチング電源装置の一変形例を示す回路図である。 本発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の定常時の動作を示すタイムチャートである。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T51の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T52の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T53の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T54の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T55の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T56の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T61の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T62の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の期間T63の動作を示す等価回路である。 第三の実施形態のスイッチング電源装置の一変形例を示す回路図である。 本発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図である。 第四の実施形態のスイッチング電源装置の定常時の動作を示すタイムチャートである。 第四の実施形態のスイッチング電源装置の期間T51の動作を示す等価回路である。 第四の実施形態のスイッチング電源装置の期間T61の動作を示す等価回路である。 第四の実施形態のスイッチング電源装置の一変形例を示す回路図である。

以下、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第一の実施形態について、図１〜図１６に基づいて説明する。この実施形態のスイッチング電源装置１０は、一定の出力電圧Voを出力する装置であり、直流の入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成し、この昇圧電圧Vcをさらに変圧することによって出力電圧Voを生成する。主要な回路構成は、昇圧チョッパ（２台）と電流共振型のフルブリッジコンバータ（１台）を複合させた独特な構成になっている。また、この実施形態の制御方法は、スイッチング電源装置１０の図示しないスイッチング制御回路により実行され、スイッチング制御回路は、公知のアナログ回路、デジタル処理ＩＣ、またはそれらを組み合わせた回路により適宜構成することができる。

スイッチング電源装置１０は、図１に示すように、複数のスイッチング素子１２で構成された第１及び第２アーム１４，１６を備えている。第１アーム１４は、ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子１２(1)〜１２(3)で成り、ローサイド側の端部がグランド１８に接続されている。第２アーム１６は、ハイサイド側から順番に直列接続された第４、第５及び第６のスイッチング素子１２(4)〜１２(6)で成り、ローサイド側の端部がグランド１８に接続されている。スイッチング素子１２(1)〜１２(6)は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴが好適である。

第１及び第２のスイッチング素子１２(1)，１２(2)の接続点には、第１の昇圧インダクタ２０(1)の一端が接続されている。第１の昇圧インダクタ２０(1)の他端は、入力電源２２から入力電圧Viが印加される端子であり、この端子とグランド１８との間に入力コンデンサ２４が接続されている。同様に、第４及び第５のスイッチング素子１２(4)，１２(5)の接続点には、第２の昇圧インダクタ２０(2)の一端が接続されている。第２の昇圧インダクタ２０(2)の他端は、入力電源２２から入力電圧Viが印加される端子であり、入力コンデンサ２４の一端に接続されている。第１及び第２の昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)は、同一の部品である。

第１アーム１４のハイサイド側の端部とグランド１８との間には、第１の昇圧コンデンサ２６が接続されている。第２アーム１４のハイサイド側の端部とグランド１８との間にも第２の昇圧コンデンサが接続されるが、ここでは、第２の昇圧コンデンサが第１の昇圧コンデンサ２６で兼用されている。

第１及び第２アーム１４，１６には、入力巻線２８と出力巻線３０との間で入出力を絶縁するトランス３２が接続されている。出力巻線３０は中間点を引き出して使用されるので、中間点を挟んで片側を出力巻線３０(1)、反対側を出力巻線３０(2)と称する。図１の中の各巻線に付したドットは、極性を示している。

入力巻線２８は、第２及び第３のスイッチング素子１２(2)，１２(3)の接続点と第５及び第６のスイッチング素子１２(5)，１２(6)の接続点との間に接続され、入力巻線２８と直列の位置に、共振用コンデンサ３４及び共振用インダクタ３６が挿入されている。共振用コンデンサ３４及び共振用インダクタ３６は、トランス３２を通過する電流、すなわち入力巻線２８に流入して出力巻線３０(1)，３０(2)から流出する電流の波形を正弦波状にする働きをする。共振用インダクタ３６は、トランス３２内部のリーケージインダクタンスを利用してもよい。

出力巻線３０(1)，３０(2)には、出力巻線３０(1)及び３０(2)に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧Voを生成する整流平滑回路３８が接続されている。この整流平滑回路３８は、出力巻線３０(1)に接続された整流素子４０(1)、出力巻線３０(2)に接続された整流素子４０(2)、及び平滑コンデンサ４２で構成されたセンタタップ型の整流平滑回路であり、平滑コンデンサ４２の両端に出力電圧Voを生成し、負荷４４に向けて出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給する。整流素子４０(1)，４０(2)はダイオードでもよいが、ここでは導通損失を小さくするため、導通時の電圧降下が小さいＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴが使用されている。

スイッチング素子１２(1)〜１２(6)と整流素子４０(1)，４０(2)は、図示しないスイッチング制御回路によって駆動される。スイッチング制御回路は、スイッチング素子１２(1)〜１２(6)と整流素子４０(1)，４０(2)を所定のスイッチング周期Tswでオン・オフさせ、出力電圧Voが一定の値になるように制御する。

スイッチング制御回路には、次の表１に示すように、第１から第４の動作モードが設定されている。第１の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオフ、第２のスイッチング素子１２(2)をオン、第３のスイッチング素子１２(3)をオン、第４のスイッチング素子１２(4)をオン、第５のスイッチング素子１２(5)をオン、第６のスイッチング素子１２(6)をオフとする動作モードである。第２の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオン、第２のスイッチング素子１２(2)をオフ、第３のスイッチング素子１２(3)をオン、第４のスイッチング素子１２(4)をオン、第５のスイッチング素子１２(5)をオン、第６のスイッチング素子１２(6)をオフとする動作モードである。第３の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオン、第２のスイッチング素子１２(2)をオン、第３のスイッチング素子１２(3)をオフ、第４のスイッチング素子１２(4)をオフ、第５のスイッチング素子１２(5)をオン、第６のスイッチング素子１２(6)をオンとする動作モードである。そして、第４の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオン、第２のスイッチング素子１２(2)をオン、第３のスイッチング素子１２(3)をオフ、第４のスイッチング素子１２(4)をオン、第５のスイッチング素子１２(5)をオフ、第６のスイッチング素子１２(6)をオンとする動作モードである。

スイッチング制御回路は、１つのスイッチング周期Tswの中で、表１の第１から第４の動作モードを順番に実行し、これをスイッチング周期Tsw毎に繰り返す。

なお、このスイッチング制御回路は、各スイッチング素子１２(1)〜１２(6)をゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）させるため、各動作モードを開始する時に、オン・オフのタイミングを若干ずらす制御を行う。具体的には、第１の動作モードを開始する時は、第１及び第６のスイッチング素子１２(1)，１２(6)をオフさせた後、第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)をオンさせる制御を行う。第２の動作モードを開始する時は、第２のスイッチング素子１２(2)をオフさせた後、第１のスイッチング素子１２(1)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第１のスイッチング素子１２(1)をオンさせる制御を行う。第３の動作モードを開始する時は、第３及び第４のスイッチング素子１２(3)，１２(4)をオフさせた後、第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)をオンさせる制御を行う。そして、第４の動作モードを開始する時は、第５のスイッチング素子１２(5)をオフさせた後、第４のスイッチング素子１２(4)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第４のスイッチング素子１２(4)をオンさせる制御を行う。

その他、各動作モードには、整流素子４０(1)，４０(2)のオン・オフの状態についても設定されており、詳しくは、後の動作説明の中で述べる。

図２は、スイッチング電源装置１０の定常時の動作を示すタイムチャートである。期間T11〜T26が１つのスイッチング周期Tswであり、期間T11〜T13が第１の動作モード、期間T14〜T16が第２の動作モード、期間T21〜T23が第３の動作モード、期間T24〜T26が第４の動作モードの期間である。１つのスイッチング周期Tswの中では、期間T11〜T13（第１の動作モード）の長さと期間T21〜T23（第３の動作モード）の長さがほぼ同じで、期間T14〜T16（第３の動作モード）の長さと期間T24〜T26（第４の動作モード）の長さがほぼ同じである。

また図２では、動作波形を見やすくするため、期間T11及びT12、期間T14及びT15、期間T21及びT22、期間T24及びT25を実際よりも長く描いている。しかし、実際は、期間T11及びT12は、第１の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T13が実質的な第１の動作モードの期間となる。同様に、期間T14及びT15は、第２の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T16が実質的な第２の動作モードの期間となる。同様に、期間T21及びT22は、第３の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T23が実質的な第３の動作モードの期間となる。同様に、期間T24及びT25は、第４の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T26が実質的な第４の動作モードの期間となる。

図２の中のVg(1)〜Vg(3)は、スイッチング素子１２(1)〜１２(3)の各ゲート・ソース間電圧の波形であり、ソース側を基準電位にしている。Vd(1)，Vd(3)は、スイッチング素子１２(1)，１２(3)の各ドレイン・ソース間電圧の波形であり、ソース側を基準電位にしている。また、I(20(1))は、第１の昇圧インダクタ２０(1)の電流波形であり、第１アーム１４に向かって流出する方向を正方向としている。

Vg(4)〜Vg(6)は、スイッチング素子１２(4)〜１２(6)の各ゲート・ソース間電圧の波形であり、ソース側を基準電位にしている。Vd(4)，Vd(6)は、スイッチング素子１２(4)，１２(6)の各ドレイン・ソース間電圧の波形であり、ソース側を基準電位にしている。また、I(20(2))は、第２の昇圧インダクタ２０(2)の電流波形であり、第２アーム１６に向かって流出する方向を正方向としている。

V(28)は、入力巻線２８の電圧波形であり、ドットを付していない側を基準電位にしている。I(28)は、入力巻線２８の電流波形であり、ドットを付した側に流入する方向を正方向としている。I(40(1))，I(40(2))は、整流素子４０(1)，４０(2)の各電流波形であり、ドレインから流出する方向を正方向としている。Ioは出力電流の波形である。ここでは、負荷４４は定電流負荷又は定抵抗負荷であり、出力電流Ioは電流I(40(1))，I(40(2))の平均値となる。

次に、スイッチング電源装置１０の動作を、各期間T11〜T26の等価回路（図４〜図１５）を用いて説明する。等価回路では、図３（ａ）に示すように、スイッチング素子１２(1)〜１２(6)はスイッチの記号で表し、ドレイン・ソース間の寄生ダイオードとドレイン・ソース間の寄生容量も合わせて記載している。また、図３（ｂ）に示すように、整流素子４０(1)，４０(2)はスイッチの記号で表している。

また、図３（ｃ）に示すように、トランス３２を、励磁インダクタンスLmと理想トランス３２ａ（入力巻線２８ａ、出力巻線３０(1)，３０(2)）で表している。図２に示す電流I(28)の波形は、励磁インダクタンスLmに流れる電流I(Lm)と入力巻線２８ａの電流I(28a)とを合成したものであり、電流I(28)の波形の中の破線で示した部分（三角波状の部分）が電流I(Lm)で、ハッチングで示した部分（円弧状の部分）が電流I(28a)である。

また、図４〜図１５において、上段の等価回路は、入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作を示し、下段の等価回路は、昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作を示している。図中の矢印は主要な電流の流れであり、実際の回路では、上段の等価回路に書いた電流と下段に書いた電流が同時に流れている。

以下、期間T11〜T26の動作を順番に説明する。期間T11の直前の状態、つまり期間T26の状態は、第１のスイッチング素子１２(1)がオン、第２のスイッチング素子１２(2)がオン、第３のスイッチング素子１２(3)がオフ、第４のスイッチング素子１２(4)がオン、第５のスイッチング素子１２(5)がオフ、第６のスイッチング素子１２(6)がオンであり、整流素子４０(1)がオン、整流素子４０(2)がオフである。

期間T11は、整流素子４０(1)の電流I(40(1))がゼロになったタイミングで、第１及び第６のスイッチング素子１２(1)，１２(6)がターンオフし、整流素子４０(1)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T26と同じである。

なお、第１及び第６のスイッチング素子１２(1)，１２(6)のターンオフのタイミングは、厳密に一致している必要はない。しかし、グランド１８に対するトランス３２の電位の振れ幅を小さくして不要なノイズが放射されるのを防ぐため、ターンオフのタイミングは互いに一致していることが好ましい。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図４の下段の等価回路に示すように、スイッチング素子１２(1)，１２(3)，１２(5)，１２(6)と整流素子４０(1)，４０(2)がオフなので、第１の昇圧コンデンサ２６から負荷４４への電力伝送は行われず、出力電流Ioは平滑コンデンサ４２から供給される。この期間は、第１の昇圧コンデンサ２６から、第１及び第６のスイッチング素子１２(1)，１２(6)の寄生容量を充電する実線矢印の電流が流れ、電圧Vd(1)，Vd(6)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(3)，電圧Vd(5)がゼロに向かって低下し、電圧V(28)が正電圧から負電圧に反転する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図４の上段の等価回路に示すように、第２の昇圧インダクタ２０(2)がエネルギーを放出するため、破線矢印の電流I(20(2))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。第１の昇圧インダクタ２０(1)は、第１のスイッチング素子１２(1)がオフなので、エネルギーを放出する電流I(20(1))は、第１の昇圧コンデンサ２６には流れない。期間T11は、電圧Vd(3)，Vd(5)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T12に移行する。

期間T12は、電圧Vd(3)，電圧Vd(5)がゼロクロスするタイミングで、第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)の寄生ダイオードが導通し始め、さらに整流素子４０(2)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T11と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図５の下段の等価回路に示すように、励磁インダクタンスLmに、期間T11の終了時に流していた電流を流し続けようとする逆起電力が発生し、実線矢印の電流I(Lm)が流れて第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)の寄生ダイオードが導通し、その結果、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に-Vcが印加される。そして、整流素子４０(2)がオンなので、共振用コンデンサ３４から共振用インダクタ３６への共振電流が破線矢印の経路にが流れる。この破線矢印の電流は、図２の中の電流I(28a)とI(40(2))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図５の上段の等価回路に示すように、第２の昇圧インダクタ２０(2)がエネルギーを放出するため、破線矢印の電流I(20(2))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T11と同様である。一方、第１の昇圧インダクタ２０(1)は、第３のスイッチング素子１２(3)の寄生ダイオードが導通することによって両端に入力電圧Viが印加され、実線矢印の電流I(20(1))が流れてエネルギーが蓄積される。期間T12はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T13に速やかに移行する。

期間T13は、第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T12と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図６の下段の等価回路に示すように、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に-Vcが印加され、第１の昇圧コンデンサ２６から、励磁インダクタンスLmを励磁する実線矢印の電流I(Lm)が流れる。また、整流素子４０(2)がオンなので、第１の昇圧コンデンサ２６から破線矢印の電流が流れ、第１の昇圧コンデンサ２６から負荷４４への電力伝送が行われる。この破線矢印の電流は、図２の中の電流I(28a)とI(40(2))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図６の上段の等価回路に示す通りであり、期間T12（図５）を同様の動作が継続される。ただし、図２の中の電流I(20(1))の波形は、期間T13が開始するのとほぼ同時に電流I(20(1))の向きが負方向から正方向に反転しているので、図６の上段の等価回路では、実線矢印の向きを逆にしてある。電流I(20(1))の向きが反転するタイミングは、第１の昇圧インダクタタ２０(1)のＬ値の設定によって前後する。

その他、期間T13で特徴的なのは、第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)のターンオンが、両端電圧Vd(3)，Vd(5)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第３及び第５のスイッチング素子１２(3)，１２(5)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T13を終了するタイミングは、出力電圧Voが一定の値になるようにスイッチング制御回路が決定し、次の期間T14に移行する。

期間T14は、第２のスイッチング素子１２(2)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T13と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図７の下段の等価回路に示す通りであり、期間T13（図６）と同様の動作が継続される。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図７の上段の等価回路に示すように、第２の昇圧インダクタ２０(2)がエネルギーを放出するため、破線矢印の電流I(20(2))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T13と同様である。一方、第１の昇圧インダクタ２０(1)は、第２のスイッチング素子１２(2)がオフなので、エネルギーの蓄積が停止され、エネルギーを放出する実線矢印の電流I(20(1))が流れる。そして、第２のスイッチング素子１２(2)の寄生容量が充電され、電圧Vd(2)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(1)がゼロに向かって低下する。期間T14は、電圧Vd(1)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T15に移行する。

期間T15は、電圧Vd(1)がゼロクロスするタイミングで、第１のスイッチング素子１２(1)の寄生ダイオードが導通し始めることによって開始する。各スイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T14と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図８の下段の等価回路に示す通りであり、期間T14（図７）と同様の動作が継続される。ただし、図２の中の電流I(Lm)の波形は、期間T15の途中で電流I(Lm)の向きが正方向から負方向に反転しているので、図８の下段の等価回路では、実線矢印の向きを反転後の向きにしている。電流I(Lm)の向きが反転するタイミングは、励磁インダクタンスLmの設定によって前後する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図８の上段の等価回路に示すように、第２の昇圧インダクタ２０(2)がエネルギーを放出するため、破線矢印の電流I(20(2))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T14と同様である。ただし、図２の中の電流I(20(2))の波形では、期間T15の途中で電流の向きが正方向から負方向に反転しているので、図８の上段の等価回路では、破線矢印の向きを反転後の向きにしている。一方、第１の昇圧インダクタ２０(1)は、第１のスイッチング素子１２(1)の寄生ダイオードが導通するので、エネルギーを放出する電流I(20(1))の経路が実線矢印のように変化し、第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。期間T15はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T16に速やかに移行する。

期間T16は、第１のスイッチング素子１２(1)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T15と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図９の下段の等価回路に示す通りであり、期間T15（図８）と同様の動作が継続される。入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図９の上段の等価回路に示す通りであり、期間T15（図８）と同様の動作が継続される。

その他、期間T16で特徴的なのは、第１のスイッチング素子１２(1)のターンオンが、両端電圧Vd(1)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第１のスイッチング素子１２(1)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T16は、整流素子４０(2)の電流I(40(2))がゼロになったタイミングで終了し、次の期間T21に移行する。

期間T21は、整流素子４０(2)の電流I(40(2))がゼロになったタイミングで、第３及び第４のスイッチング素子１２(3)，１２(4)がターンオフし、整流素子４０(2)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T16と同じである。

なお、第３及び第４のスイッチング素子１２(3)，１２(4)のターンオフのタイミングは、厳密に一致している必要はない。しかし、グランド１８に対するトランス３２の電位の振れ幅を小さくして不要なノイズが放射されるのを防ぐため、ターンオフのタイミングは互いに一致していることが好ましい。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図１０の下段の等価回路に示すように、スイッチング素子１２(2)，１２(3)，１２(4)，１２(6)と整流素子４０(1)，４０(2)がオフなので、第１の昇圧コンデンサ２６から負荷４４への電力伝送は行われず、出力電流Ioは平滑コンデンサ４２から供給される。この期間は、第１の昇圧コンデンサ２６から、第３及び第４のスイッチング素子１２(3)，１２(4)の寄生容量を充電する実線矢印の電流が流れ、電圧Vd(3)，Vd(4)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(2)，電圧Vd(6)がゼロに向かって低下し、電圧V(28)が負電圧から正電圧に反転する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１０の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出するため、実線矢印の電流I(20(1))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。第２の昇圧インダクタ２０(2)は、第４のスイッチング素子１２(4)がオフなので、エネルギーを放出する電流I(20(2))は、第１の昇圧コンデンサ２６には流れない。期間T21は、電圧Vd(2)，Vd(6)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T22に移行する。

期間T22は、電圧Vd(2)，電圧Vd(6)がゼロクロスするタイミングで、第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)の寄生ダイオードが導通し始め、さらに整流素子４０(1)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T21と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図１１の下段の等価回路に示すように、励磁インダクタンスLmに、期間T21の終了時に流していた電流を流し続けようとする逆起電力が発生し、実線矢印の電流I(Lm)が流れて第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)の寄生ダイオードが導通し、その結果、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に+Vcが印加される。そして、整流素子４０(1)がオンなので、共振用コンデンサ３４から共振用インダクタ３６への共振電流が破線矢印の経路に流れる。この破線矢印の電流は、図２の中の電流I(28a)とI(40(1))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１１の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出するため、実線矢印の電流I(20(1))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T21と同様である。一方、第２の昇圧インダクタ２０(2)は、第６のスイッチング素子１２(6)の寄生ダイオードが導通することによって両端に入力電圧Viが印加され、破線矢印の電流I(20(2))が流れてエネルギーが蓄積される。期間T22はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T23に速やかに移行する。

期間T23は、第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T22と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図１２の下段の等価回路に示すように、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に+Vcが印加され、第１の昇圧コンデンサ２６から、励磁インダクタンスLmを励磁する実線矢印の電流I(Lm)が流れる。また、整流素子４０(1)がオンなので、第１の昇圧コンデンサ２６から破線矢印の電流が流れ、第１の昇圧コンデンサ２６から負荷４４への電力伝送が行われる。この破線矢印の電流は、図２の中の電流I(28a)とI(40(1))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１２の上段の等価回路に示す通りであり、期間T22（図１１）を同様の動作が継続される。ただし、図２の中の電流I(20(2))の波形は、期間T23が開始するのとほぼ同時に電流I(20(2))の向きが負方向から正方向に反転しているので、図１２の上段の等価回路では、破線矢印の向きを逆にしてある。電流I(20(2))の向きが反転するタイミングは、第２の昇圧インダクタタ２０(2)のＬ値の設定によって前後する。

その他、期間T23で特徴的なのは、第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)のターンオンが、両端電圧Vd(2)，Vd(6)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T23を終了するタイミングは、出力電圧Voが一定の値になるようにスイッチング制御回路が決定し、次の期間T24に移行する。

期間T24は、第５のスイッチング素子１２(5)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T23と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図１３の下段の等価回路に示す通りであり、期間T23（図１２）と同様の動作が継続される。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１３の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出するため、実線矢印の電流I(20(1))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T23と同様である。一方、第２の昇圧インダクタ２０(2)は、第５のスイッチング素子１２(5)がオフなので、エネルギーの蓄積が停止され、エネルギーを放出する破線矢印の電流I(20(2))が流れる。そして、第５のスイッチング素子１２(5)の寄生容量が充電され、電圧Vd(5)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(4)がゼロに向かって低下する。期間T24は、電圧Vd(4)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T25に移行する。

期間T25は、電圧Vd(4)がゼロクロスするタイミングで、第４のスイッチング素子１２(4)の寄生ダイオードが導通し始めることによって開始する。各スイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T24と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図１４の下段の等価回路に示す通りであり、期間T24（図１３）と同様の動作が継続される。ただし、図２の中の電流I(Lm)の波形は、期間T25の途中で電流I(Lm)の向きが負方向から正方向に反転しているので、図１４の下段の等価回路では、実線矢印の向きを反転後の向きにしている。電流I(Lm)の向きが反転するタイミングは、励磁インダクタンスLmの設定によって前後する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１４の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出するため、実線矢印の電流I(20(1))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T24と同様である。ただし、図２の中の電流I(20(1))の波形では、期間T25の途中で電流の向きが正方向から負方向に反転しているので、図１４の上段の等価回路では、実線矢印の向きを反転後の向きにしている。一方、第２の昇圧インダクタ２０(2)は、第４のスイッチング素子１２(4)の寄生ダイオードが導通するので、エネルギーを放出する電流I(20(2))の経路が破線矢印のように変化し、第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。期間T25はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T26に速やかに移行する。

期間T26は、第４のスイッチング素子１２(4)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T25と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図１５の下段の等価回路に示す通りであり、期間T25（図１４）と同様の動作が継続される。入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１５の上段の等価回路に示す通りであり、期間T25（図１４）と同様の動作が継続される。

その他、期間T26で特徴的なのは、第４のスイッチング素子１２(4)のターンオンが、両端電圧Vd(4)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第４のスイッチング素子１２(4)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T26は、整流素子４０(1)の電流I(40(1))がゼロになったタイミングで終了し、次の期間T11に移行する。

このように、スイッチング電源装置１０は、１つのスイッチング周期Tswの中で、第１の動作モード（期間T11〜T13）、第２の動作モード（期間T14〜T16）、第３の動作モード（期間T21〜T23）、第４の動作モード（期間T24〜T26）を順番に実行し、これをスイッチング周期Tsw毎に繰り返す。

次に、スイッチング制御回路が行う出力電圧Voの制御方法の一例を説明する。ここでは、説明を簡単にするため、各期間の長さについて「T13>>T11,T12」、「T16>>T14,T15」、「T23>>T21,T22」、「T26>>T24,T25」と仮定すると、各動作モードにおける第１及び第２の昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)の状態、及び入力巻線２８の状態は、表２のように整理することができる。定常時の各期間の長さは、T13≒T23かつT16≒T26となる。

表２に示す第１及び第２の昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)の状態の変化から、昇圧比Vc/Viは、時比率T13/TswとT23/Tswを高くすれば高くなり、低くすれば低くなることが分かる。これは、通常の昇圧チョッパと同じ原理である。また、入力巻線２８の状態の変化から、変圧比Vo/Vcはほぼ一定に固定されることが分かる。これは、通常の共振型フルブリッジコンバータと同じ原理である。

したがって、スイッチング制御回路は、例えば入力電圧Viが固定された状態で、出力電流Ioが増加した場合は、共振条件を調整するためにスイッチング周期Tswを長くし、昇圧比Vc/Viが変化しないように、期間T13とT23をスイッチング周期Tswと同じ比率で長くする。これによって、出力電圧Voを一定の値に制御することができる。

また、例えば出力電流Ioが固定された状態で入力電圧Viが高くなった場合は、スイッチング周期Tswを一定に保持しつつ、入力電圧Viが高くなった分だけ昇圧比Vc/Viを低くするため、期間T13，T23を短くして期間T16，T26を長くする。これによって、出力電圧Voを一定の値に制御することができる。

以上説明したように、スイッチング電源装置１０及びその制御方法によれば、特許文献１（図２）の直流電源装置よりも少ない数のスイッチング素子で、ほぼ同様の機能を実現することができる。また、すべてのスイッチング素子１２(1)〜１２(6)を容易にＺＶＳ動作せることができ、高効率化及び低ノイズ化を図ることができる。

また、スイッチング電源装置１０は、特許文献２のコンバータよりもスイッチング素子の数が１つ多いが、インターリーブ動作（電流I(20(1))とI(20(2))の位相がずれる動作)によって第１の昇圧コンデンサ２６のリップル電流が小さくなり、第１の昇圧コンデンサ２６を小型化することができる。また、昇圧比Vc/Viは変圧比Vo/Vcと関係なく調節できるのでき、トランスの利用効率を高くしたまま昇圧比Vc/Viを高くすることができる。したがって、電源装置の電力損失を大きく低下させることなく昇圧比Vc/Viの可変幅を広くすることができ、入力電圧Viの範囲が広い電源装置にも適用しやすいものである。

その他、スイッチング電源装置１０は、変形例のスイッチング電源装置４６のように、構成の一部を変更することにより、力率改善機能を付与することができる。スイッチング電源装置４６は、図１６に示すように、スイッチング電源装置１０の入力段に、入力電源４８から供給された交流電圧Veを整流する整流回路５０を設けたものであり、第１及び第２の昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)の一端に入力される電圧（入力電圧Vi）が、正弦波を全波整流した波形になるという特徴がある。そして、図示しないスイッチング制御回路が、出力電圧Voを一定の値に制御するとともに、入力電流Iiの波形を入力電圧Viの波形に近づけて力率を改善する制御を並行して行う。スイッチング電源装置４６によれば、スイッチング電源装置１０と同様の効果を得ることができ、さらに力率改善機能を備えた電源装置を容易に構成することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第二の実施形態について、図１７〜図２１に基づいて説明する。ここで、上記実施形態と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置５２は、一定の出力電圧Voを出力する装置であり、直流の入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成し、この昇圧電圧Vcをさらに変圧することによって出力電圧Voを生成する。回路構成は、概して言うと、昇圧チョッパ（２台）と非共振型のフルブリッジコンバータ（１台）を複合させた独特な構成になっている。また、この実施形態の制御方法は、スイッチング電源装置５２のスイッチング制御回路により実行される。

スイッチング電源装置５２は、上記のスイッチング電源装置１０と構成が類似しており、異なるのは、共振用コンデンサ３４及び共振用インダクタ３６が省略されている点と、整流平滑回路３８に平滑インダクタ５４が追加され、整流後の電圧を平滑する部分が、平滑インダクタ５４と平滑コンデンサ４２とで成るローパスフィルタで構成されている点である。

図１８は、スイッチング電源装置５２の定常時の動作を示すタイムチャートである。図１８の中のI(54)は、平滑インダクタ５４の電流波形であり、平滑コンデンサ４２側の一端から流出する方向を正方向としている。ここでも、負荷４４は定電流負荷又は定抵抗負荷であり、出力電流Ioは三角波状に連続している電流I(54)の平均値となる。

スイッチング電源装置５２は、上記のスイッチング電源装置１０と同様に、表１に示す４つの動作モードを有し、１つのスイッチング周期Tswの中で、第１の動作モード（期間T11〜T13）、第２の動作モード（期間T14〜T16）、第３の動作モード（期間T21〜T23）、第４の動作モード（期間T24〜T26）、を順番に実行し、これをスイッチング周期Tsw毎に繰り返す。

スイッチング電源装置５２は非共振型のコンバータなので、トランス３２の電流I(28)は正弦波状にならないが、各スイッチング素子１２(1)〜１２(6)のＺＶＳ動作は同様に行われる。

また、整流素子４０(1)，４０(2)の動作が期間T11とT21において少し異なる。期間T11では、図１９の下段の等価回路に示すように、整流素子４０(1)，４０(2)がオンの状態になり、平滑インダクタ５４がエネルギーを放出する電流が出力巻線３０(1)，３０(2)に流れる（実線矢印の電流）。同様に、期間T21でも、図２１の下段の等価回路に示すように、整流素子４０(1)，４０(2)がオンの状態になり、平滑インダクタ５４がエネルギーを放出する電流が出力巻線３０(1)，３０(2)に流れる（実線矢印の電流）。

各動作モードにおける第１及び第２の昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)の状態、及び入力巻線２８の状態は、上記のスイッチング電源装置１０と同様に、表２のように整理することができる。したがって、スイッチング電源装置５２の場合も同様に、昇圧比Vc/Viは、時比率T13/TswとT23/Tswを高くすれば高くなり、低くすれば低くなる。これは、通常の昇圧チョッパと原理は同じである。また、変圧比Vo/Vcはほぼ一定に固定されることになる。これは、通常の非共振型フルブリッジコンバータと原理は同じである。

スイッチング電源装置５２は非共振型なので、スイッチング制御回路は、入力電圧Viが固定された状態で出力電流Ioが増加した場合には、各期間の長さをそのまま保持することによって昇圧比Vc/Viが変化しないようにする。これは、共振条件を調整する必要がないからであり、出力電圧Voを容易に制御することができる。出力電流Ioが固定された状態で入力電圧Viが高くなった場合は、スイッチング電源装置１０と同様に、入力電圧Viが高くなった分だけ昇圧比Vc/Viを低くするため、期間T13，T23を長くして期間T16，T26を短くする。これによって、出力電圧Voを一定の値に制御することができる。

以上説明したように、スイッチング電源装置５６及びその制御方法によれば、上記のスイッチング電源装置１０と同様の効果を得ることができ、さらにスイッチング制御回路による制御が容易になる。また、スイッチング電源装置５２は、変形例のスイッチング電源装置５６のように、構成の一部を変更することにより、力率改善機能を付与することができる。スイッチング電源装置５６は、図２１示すように、スイッチング電源装置５２の入力段に、入力電源４８から供給された交流電圧Veを整流する整流回路５０を設けたものであり、第１及び第２の昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)の一端に入力される電圧（入力電圧Vi）が、正弦波を全波整流した波形になるという特徴がある。そして、図示しないスイッチング制御回路が、出力電圧Voを一定の値に制御するとともに、入力電流Iiの波形を入力電圧Viの波形に近づけて力率を改善する制御を並行して行う。スイッチング電源装置５６によれば、スイッチング電源装置５２と同様の効果を得ることができ、さらに力率改善機能を備えた電源装置を容易に構成することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第三の実施形態について、図２２〜図３３に基づいて説明する。ここで、上記実施形態と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。この実施形態のスイッチング電源装置５８は、一定の出力電圧Voを出力する装置であり、直流の入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成し、この昇圧電圧Vcをさらに変圧することによって出力電圧Voを生成する。回路構成は、概して言うと、昇圧チョッパ（１台）と共振型のハーフブリッジコンバータ（１台）を複合させた独特な構成になっている。また、この実施形態の制御方法は、スイッチング電源装置５８のスイッチング制御回路により実行される。

スイッチング電源装置５８は、図２２に示すように、複数のスイッチング素子１２で構成された第１アーム１４を備えている。第１アーム１４は、ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子１２(1)〜１２(3)で成り、ローサイド側の端部がグランド１８に接続されている。スイッチング素子１２(1)〜１２(3)は、例えばＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴが好適である。

第１及び第２のスイッチング素子１２(1)，１２(2)の接続点には、第１の昇圧インダクタ２０(1)の一端が接続されている。第１の昇圧インダクタ２０(1)の他端は、入力電源２２から入力電圧Viが印加される端子であり、この端子とグランド１８との間に入力コンデンサ２４が接続されている。同様に、第４及び第５のスイッチング素子１２(4)，１２(5)の接続点には、第２の昇圧インダクタ２０(2)の一端が接続されている。

第１アーム１４のハイサイド側の端部とグランド１８との間には、第１の昇圧コンデンサ２６が接続されている。第１の昇圧コンデンサ２６は、同じ静電容量を有した２つの昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)を直列接続したものであり、その接続点に昇圧電圧Vcのほぼ半分の電圧Vc/2を発生させるバイアス回路としても動作する。

第１アーム１４には、入力巻線２８と出力巻線３０とで入出力を絶縁するトランス３２が接続されている。出力巻線３０は中間点を引き出して使用されるので、中間点を挟んで片側を出力巻線３０(1)、反対側を出力巻線３０(2)と称する。図２２の中の各巻線に付したドットは、極性を示している。

入力巻線２８は、第２及び第３のスイッチング素子１２(2)，１２(3)の接続点と昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)の接続点との間に接続され、ドットを付していない側の一端がバイアス回路の+Vc/2でバイアスされる。そして、入力巻線２８と直列の位置に、共振用コンデンサ３４及び共振用インダクタ３６が挿入されている。共振用コンデンサ３４及び共振用インダクタ３６は、トランス３２に流れる電流波形を正弦波状にする働きをする。共振用インダクタ３６は、トランス３２内部のリーケージインダクタンスを利用してもよい。

出力巻線３０(1)，３０(2)には、出力巻線３０(1)及び３０(2)に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧Voを生成する整流平滑回路３８が接続されている。この整流平滑回路３８は、スイッチング電源装置１０の整流平滑回路３８と同様の構成である。

スイッチング素子１２(1)〜１２(3)と整流素子４０(1)，４０(2)は、図示しないスイッチング制御回路によって駆動される。スイッチング制御回路は、スイッチング素子１２(1)〜１２(3)と整流素子４０(1)，４０(2)を所定のスイッチング周期Tswでオン・オフさせ、出力電圧Voが一定の値になるように制御する。

スイッチング制御回路には、次の表３に示すように、第１から第３の動作モードが設定されている。第１の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオフ、第２のスイッチング素子１２(2)をオン、第３のスイッチング素子１２(3)をオンとする動作モードである。第２の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオン、第２のスイッチング素子１２(2)をオフ、第３のスイッチング素子１２(3)をオンとする動作モードである。そして、第３の動作モードは、第１のスイッチング素子１２(1)をオン、第２のスイッチング素子１２(2)をオン、第３のスイッチング素子１２(3)をオフとする動作モードである。

スイッチング制御回路は、１つのスイッチング周期Tswの中で、表３の前記第１から第３の動作モードを順番に実行し、これをスイッチング周期Tsw毎に繰り返す。

なお、このスイッチング制御回路は、各スイッチング素子１２(1)〜１２(3)をゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）させるため、各動作モードを開始する時に、オン・オフのタイミングを若干ずらす制御を行う。具体的には、第１の動作モードを開始する時は、第１のスイッチング素子１２(1)をオフさせた後、第３のスイッチング素子１２(3)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第３のスイッチング素子１２(3)をオンさせる制御を行う。第２の動作モードを開始する時は、第２のスイッチング素子１２(2)をオフさせた後、第１のスイッチング素子１２(1)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第１のスイッチング素子１２(1)をオンさせる制御を行う。そして、第３の動作モードを開始する時は、第３のスイッチング素子１２(3)をオフさせた後、第２のスイッチング素子１２(2)の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで第２のスイッチング素子１２(2)をオンさせる制御を行う。

その他、各動作モードには、整流素子４０(1)，４０(2)のオン・オフの状態についても設定されており、詳しくは、後の動作説明の中で述べる。

図２３は、スイッチング電源装置５８の定常時の動作を示すタイムチャートである。期間T51〜T63が１つのスイッチング周期Tswであり、期間T51〜T53が第１の動作モード、期間T54〜T56が第２の動作モード、期間T61〜T63が第３の動作モードの期間である。１つのスイッチング周期Tswの中では、期間T51〜T53（第１の動作モード）及び期間T54〜T56（第２の動作モード）の合計長さと期間T61〜T63（第３の動作モード）の長さとがほぼ同じである。

また図２３では、動作波形を見やすくするため、期間T51及びT52、期間T54及びT55、期間T61及びT62を実際よりも長く描いている。しかし、実際は、期間T51及びT52は、第１の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T53が実質的な第１の動作モードの期間となる。同様に、期間T54及びT55は、第２の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T56が実質的な第２の動作モードの期間となる。同様に、期間T61及びT62は、第３の動作モードを開始する時の過渡的な短い期間であり、期間T63が実質的な第３の動作モードの期間となる。

図２３の中のVg(1)〜Vg(3)は、スイッチング素子１２(1)〜１２(3)の各ゲート・ソース間電圧の波形であり、ソース側を基準電位にしている。また、I(20(1))は、第１の昇圧インダクタ２０(1)の電流波形であり、第１アーム１４に向かって流出する方向を正方向としている。V(28)は、入力巻線２８の電圧波形であり、ドットを付していない側を基準電位にしている。I(28)は、入力巻線２８の電流波形であり、ドットを付した側に流入する方向を正方向としている。I(40(1))，I(40(2))は、整流素子４０(1)，４０(2)の各電流波形であり、ドレインから流出する方向を正方向としている。Ioは出力電流の波形である。ここでは、負荷４４は定電流負荷又は定抵抗負荷であり、出力電流Ioは電流I(40(1))，I(40(2))の平均値となる。

次に、スイッチング電源装置５８の動作を、各期間T51〜T63の等価回路（図２４〜図３２）を用いて説明する。等価回路では、図３（ａ）に示すように、スイッチング素子１２(1)〜１２(6)はスイッチの記号で表し、ドレイン・ソース間の寄生ダイオードとドレイン・ソース間の寄生容量も合わせて記載している。また、図３（ｂ）に示すように、整流素子４０(1)，４０(2)はスイッチの記号で表している。

また、図３（ｃ）に示すように、トランス３２を、励磁インダクタンスLmと理想トランス３２ａ（入力巻線２８ａ、出力巻線３０(1)，３０(2)）で表している。図２３に示す電流I(28)の波形は、励磁インダクタンスLmに流れる電流I(Lm)と入力巻線２８ａの電流I(28a)とを合成したものであり、電流I(28)の波形の中の破線で示した部分（三角波状の部分）が電流I(Lm)で、ハッチングで示した部分（円弧状の部分）が電流I(28a)である。

また、図２４〜図３２において、上段の等価回路は、入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作を示し、下段の等価回路は、昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作を示している。図中の矢印は主要な電流の流れであり、実際の回路では、上段の等価回路に書いた電流と下段に書いた電流が同時に流れている。

以下、期間T51〜T63の動作を順番に説明する。期間T51の直前の状態、つまり期間T63の状態は、第１のスイッチング素子１２(1)がオン、第２のスイッチング素子１２(2)がオン、第３のスイッチング素子１２(3)がオフであり、整流素子４０(1)がオン、整流素子４０(2)がオフである。

期間T51は、整流素子４０(1)の電流I(40(1))がゼロになったタイミングで、第１のスイッチング素子１２(1)がターンオフし、整流素子４０(1)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T63と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図２４の下段の等価回路に示すように、スイッチング素子１２(1)，１２(3)と整流素子４０(1)、４０(2)がオフなので、昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)から負荷４４への電力伝送は行われず、出力電流Ioは平滑コンデンサ４２から供給される。この期間は、昇圧コンデンサ２６(1)から、第１のスイッチング素子１２(1)の寄生容量を充電する実線矢印の電流が流れ、電圧Vd(1)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(3)がゼロに向かって低下し、電圧V(28)が正電圧から負電圧に反転する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は停止する。つまり、図２４の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)はエネルギーを放出する電流I(20(1))は流すが、第１のスイッチング素子１２(1)がオフなので、昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)には流れない。期間T51は、電圧Vd(3)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T52に移行する。

期間T52は、電圧Vd(3)がゼロクロスするタイミングで、第３のスイッチング素子１２(3)の寄生ダイオードが導通し始め、さらに整流素子４０(2)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T51と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図２５の下段の等価回路に示すように、励磁インダクタンスLmに、期間T51の終了時に流していた電流を流し続けようとする逆起電力が発生し、実線矢印の電流I(Lm)が流れて第３のスイッチング素子１２(3)の寄生ダイオードが導通し、その結果、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に-Vc/2が印加される。そして、整流素子４０(2)がオンなので、共振用コンデンサ３４から共振用インダクタ３６への共振電流が破線矢印の経路に流れる。この破線矢印の電流は、図２３の中の電流I(28a)とI(40(2))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図２５の上段の等価回路に示すように、第３のスイッチング素子１２(3)の寄生ダイオードが導通することによって第１の昇圧インダクタ２０(1)の両端に入力電圧Viが印加され、実線矢印の電流I(20(1))が流れてエネルギーが蓄積される。期間T52はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T53に速やかに移行する。

期間T53は、第３のスイッチング素子１２(3)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T52と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図２６の下段の等価回路に示すように、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に-Vc/2が印加され、昇圧コンデンサ２６(2)から、励磁インダクタンスLmを励磁する実線矢印の電流I(Lm)が流れる。また、整流素子４０(2)がオンなので、昇圧コンデンサ２６(2)から破線矢印の電流が流れ、昇圧コンデンサ２６(2)から負荷４４への電力伝送が行われる。この破線矢印の電流は、図２３の中の電流I(28a)とI(40(2))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図２６の上段の等価回路に示す通りであり、期間T52（図２５）と同様の動作が継続される。ただし、図２３の中の電流I(20(1))の波形は、期間T53が開始するのとほぼ同時に電流I(20(1))の向きが負方向から正方向に反転しているので、図２６の上段の等価回路では、実線矢印の向きを逆にしてある。電流I(20(1))の向きが反転するタイミングは、第１の昇圧インダクタタ２０(1)のＬ値の設定によって前後する。

その他、期間T53で特徴的なのは、第３のスイッチング素子１２(3)のターンオンが、両端電圧Vd(3)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第３のスイッチング素子１２(3)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T53を終了するタイミングは、出力電圧Voが一定の値になるようにスイッチング制御回路が決定し、次の期間T54に移行する。

期間T54は、第２のスイッチング素子１２(2)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T53と同じである。昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図２７の下段の等価回路に示す通りであり、期間T53（図２６）と同様の動作が継続される。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図２７の上段の等価回路に示すように、第２のスイッチング素子１２(2)がオフなので、第１の昇圧インダクタ２０(1)へのエネルギーの蓄積が停止され、エネルギーを放出する実線矢印の電流I(20(1))が流れる。そして、第２のスイッチング素子１２(2)の寄生容量が充電され、電圧Vd(2)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(1)がゼロに向かって低下する。期間T54は、電圧Vd(1)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T55に移行する。

期間T55は、電圧Vd(1)がゼロクロスするタイミングで、第１のスイッチング素子１２(1)の寄生ダイオードが導通し始めることによって開始する。各スイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T54と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図２８の下段の等価回路に示す通りであり、期間T54（図２７）と同様の動作が継続される。ただし、図２３の中の電流I(Lm)の波形は、期間T55の途中で電流I(Lm)の向きが正方向から負方向に反転しているので、図２８の下段の等価回路では、実線矢印の向きを反転後の向きにしている。電流I(Lm)の向きが反転するタイミングは、励磁インダクタンスLmの設定によって前後する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図２８の上段の等価回路に示すように、第１のスイッチング素子１２(1)の寄生ダイオードが導通するので、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出する電流I(20(1))の経路が実線矢印のように変化し、昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)に向かって流れる。期間T55はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T56に速やかに移行する。

期間T56は、第１のスイッチング素子１２(1)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T55と同じである。昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図２９の下段の等価回路に示す通りであり、期間T55（図２８）と同様の動作が継続される。入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図２９の上段の等価回路に示す通りであり、期間T55（図２８）と同様の動作が継続される。

その他、期間T56で特徴的なのは、第１のスイッチング素子１２(1)のターンオンが、両端電圧Vd(1)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第１のスイッチング素子１２(1)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T56は、整流素子４０(2)の電流I(40(2))がゼロになったタイミングで終了し、次の期間T61に移行する。

期間T61は、整流素子４０(2)の電流I(40(2))がゼロになったタイミングで、第３のスイッチング素子１２(3)がターンオフし、整流素子４０(2)がターンオフすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T56と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図３０の下段の等価回路に示すように、スイッチング素子１２(2)，１２(3)と整流素子４０(1)，４０(2)がオフなので、昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)から負荷４４への電力伝送は行われず、出力電流Ioは平滑コンデンサ４２から供給される。この期間は、昇圧コンデンサ２６(2)から、第３のスイッチング素子１２(3)の寄生容量を充電する実線矢印の電流が流れ、電圧Vd(3)が+Vcに向かって上昇し、電圧Vd(2)がゼロに向かって低下し、電圧V(28)が負電圧から正電圧に反転する。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図３０の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出するため、実線矢印の電流I(20(1))が昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)に向かって流れる。期間T61は、電圧Vd(2)がゼロクロスしたタイミングで終了し、次の期間T62に移行する。

期間T62は、電圧Vd(2)がゼロクロスするタイミングで、第２のスイッチング素子１２(2)の寄生ダイオードが導通し始め、さらに整流素子４０(1)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T61と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図３１の下段の等価回路に示すように、励磁インダクタンスLmに、期間T21の終了時に流していた電流を流し続けようとする逆起電力が発生し、実線矢印の電流I(Lm)が流れて第２及び第６のスイッチング素子１２(2)，１２(6)の寄生ダイオードが導通し、その結果、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に+Vcが印加される。そして、整流素子４０(1)がオンなので、共振用コンデンサ３４から共振用インダクタ３６への共振電流が破線矢印の経路に流れる。この破線矢印の電流は、図２の中の電流I(28a)とI(40(1))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図１１の上段の等価回路に示すように、第１の昇圧インダクタ２０(1)がエネルギーを放出するため、実線矢印の電流I(20(1))が第１の昇圧コンデンサ２６に向かって流れる。これは期間T61と同様である。期間T62はごく短い時間であり、スイッチング制御回路の動作により、次の期間T63に速やかに移行する。

期間T63は、第２スイッチング素子１２(2)がターンオンすることによって開始する。その他のスイッチング素子及び整流素子のオン・オフの状態は、前の期間T62と同じである。

昇圧電圧Vcから出力電圧Voを生成する動作は、図３２の下段の等価回路に示すように、入力巻線２８ａ及び励磁インダクタンスLmの両端に+Vc/2が印加され、昇圧コンデンサ２６(1)から、励磁インダクタンスLmを励磁する実線矢印の電流I(Lm)が流れる。この電流I(Lm)の向きは、期間T63の途中で負方向から正方向に反転する。また、整流素子４０(1)がオンなので、昇圧コンデンサ２６(1)から破線矢印の電流が流れ、昇圧コンデンサ２６(1)から負荷４４への電力伝送が行われる。この破線矢印の電流は、図２３の中の電流I(28a)とI(40(1))の波形に現れている。

入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成する動作は、図３２の上段の等価回路に示す通りであり、期間T62（図３１）と同様の動作が継続される。この電流I(Lm)の向きは、期間T63の途中で正方向から負方向に反転する。

その他、期間T63で特徴的なのは、第２のスイッチング素子１２(2)のターンオンが、両端電圧Vd(2)がほぼゼロボルトの時（寄生ダイオードが導通している時）に行われるという点である。このＺＶＳ動作により、第２のスイッチング素子１２(2)のスイッチング損失が非常に小さくなり、スイッチングノイズの発生も大幅に抑えられる。期間T62は、整流素子４０(1)の電流I(40(1))がゼロになったタイミングで終了し、次の期間T51に移行する。

このように、スイッチング電源装置５８は、１つのスイッチング周期Tswの中で、第１の動作モード（期間T51〜T53）、第２の動作モード（期間T54〜T56）、第３の動作モード（期間T61〜T63）を順番に実行し、これをスイッチング周期Tsw毎に繰り返す。

次に、スイッチング制御回路が行う出力電圧Voの制御方法の一例を説明する。ここでは、説明を簡単にするため、各期間の長さについて、「T53>>T51,T52」、「T56>>T54,T55」、「T63>>T61,T62」と仮定すると、各動作モードにおける第１の昇圧インダクタ２０(1)と入力巻線２８の状態は、上記の表３のように整理することができる。定常時の各期間の長さは、T53＋T56≒T63となる。

表３に示す第１の昇圧インダクタ２０(1)の状態の変化から、昇圧比Vc/Viは、時比率T53/Tswを高くすれば高くなり、低くすれば低くなることが分かる。これは、通常の昇圧チョッパと同じ原理である。また、入力巻線２８の状態の変化から、変圧比Vo/Vcはほぼ一定に固定されることが分かる。これは、通常の共振型ハーフブリッジコンバータと同じ原理である。

したがって、スイッチング制御回路は、例えば入力電圧Viが固定された状態で、出力電流Ioが増加した場合は、共振条件を調整するためにスイッチング周期Tswを長くし、昇圧比Vc/Viが変化しないように、期間T53をスイッチング周期Tswと同じ比率で長くする。これによって、出力電圧Voを一定の値に制御することができる。

また、例えば出力電流Ioが固定された状態で入力電圧Viが高くなった場合は、スイッチング周期Tswを一定に保持しつつ、入力電圧Viが高くなった分だけ昇圧比Vc/Viを低くするため、期間T53を短くして期間T56，T63を長くする。これによって、出力電圧Voを一定の値に制御することができる。

スイッチング電源装置５８は、昇圧チョッパ（１台）と電流共振型のハーフブリッジコンバータ（１台）を複合させた独特な構成を有し、上記のスイッチング電源装置１０と同様の効果を得ることができる。ただし、スイッチング電源装置５８の場合、スイッチング電源装置１０のようなインターリーブ動作を行わないため、昇圧コンデンサ２６(1)，２６(2)のリップル電流は、従来の直流電源装置と同様に大きくなる。

また、スイッチング電源装置５８は、変形例のスイッチング電源装置６０のように、構成の一部を変更することにより、力率改善機能を付与することができる。スイッチング電源装置６０は、図３３に示すように、スイッチング電源装置５８の入力段に、入力電源４８から供給された交流電圧Veを整流する整流回路５０を設けたものであり、第１の昇圧インダクタ２０(1)の一端に入力される電圧（入力電圧Vi）が、正弦波を全波整流した波形になるという特徴がある。そして、図示しないスイッチング制御回路が、出力電圧Voを一定の値に制御するとともに、入力電流Iiの波形を入力電圧Viの波形に近づけて力率を改善する制御を並行して行う。スイッチング電源装置６０によれば、スイッチング電源装置５８と同様の効果を得ることができ、さらに力率改善機能を備えた電源装置を容易に構成することができる。

次に、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第四の実施形態について、図３４〜図３８に基づいて説明する。ここで、上記実施形態と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。この実施形態のスイッチング電源装置６２は、一定の出力電圧Voを出力する装置であり、直流の入力電圧Viから昇圧電圧Vcを生成し、この昇圧電圧Vcをさらに変圧することによって出力電圧Voを生成する。回路構成は、概して言うと、昇圧チョッパ（１台）と非共振型のハーフブリッジコンバータ（１台）を複合させた独特な構成になっている。また、この実施形態の制御方法は、スイッチング電源装置６２のスイッチング制御回路により実行される。

スイッチング電源装置６２は、上記のスイッチング電源装置５８と構成が類似しており、異なるのは、共振用コンデンサ３４及び共振用インダクタ３６が省略されている点と、整流平滑回路３８に平滑インダクタ５４が追加され、整流後の電圧を平滑する部分が、平滑インダクタ５４と平滑コンデンサ４２とで成るローパスフィルタで構成されている点である。

図３５は、スイッチング電源装置６２の定常時の動作を示すタイムチャートである。図３５の中のI(54)は、平滑インダクタ５４の電流波形であり、平滑コンデンサ４２側の一端から流出する方向を正方向としている。ここでも、負荷４４は定電流負荷又は定抵抗負荷であり、出力電流Ioは三角波状に連続している電流I(54)の平均値となる。

スイッチング電源装置６２は、上記のスイッチング電源装置５８と同様に、表３に示す３つの動作モードを有し、１つのスイッチング周期Tswの中で、第１の動作モード（期間T51〜T53）、第２の動作モード（期間T54〜T56）、第３の動作モード（期間T61〜T63）を順番に実行し、これをスイッチング周期Tsw毎に繰り返す。

スイッチング電源装置６２は非共振型のコンバータなので、トランス３２に流れる電流I(28)は正弦波状にならないが、各スイッチング素子１２(1)〜１２(6)のＺＶＳ動作は同様に行われる。

また、整流素子４０(1)，４０(2)の動作が期間T51とT61において少し異なる。期間T51では、図３６の下段の等価回路に示すように、整流素子４０(1)，４０(2)がオンの状態になり、平滑インダクタ５４がエネルギーを放出する電流が出力巻線３０(1)，３０(2)に流れる（実線矢印の電流）。同様に、期間T61でも、図３７の下段の等価回路に示すように、整流素子４０(1)，４０(2)がオンの状態になり、平滑インダクタ５４がエネルギーを放出する電流が出力巻線３０(1)，３０(2)に流れる（実線矢印の電流）。

各動作モードにおける第１の昇圧インダクタ２０(1)及び入力巻線２８の状態は、上記のスイッチング電源装置５８と同様に、表３のように整理することができる。したがって、スイッチング電源装置６２の場合も同様に、昇圧比Vc/Viは、時比率T53/Tswを高くすれば高くなり、低くすれば低くなる。これは、通常の昇圧チョッパと原理は同じである。また、変圧比Vo/Vcはほぼ一定に固定されることになる。これは、通常の非共振型ハーフブリッジコンバータと原理は同じである。

スイッチング電源装置６２は非共振型なので、スイッチング制御回路は、入力電圧Viが固定された状態で出力電流Ioが増加した場合には、各期間の長さをそのまま保持することによって昇圧比Vc/Viが変化しないようにする。これは、共振条件を調整する必要がないからであり、出力電圧Voを容易に制御することができる。出力電流Ioが固定された状態で入力電圧Viが高くなった場合は、スイッチング電源装置５８と同様に、入力電圧Viが高くなった分だけ昇圧比Vc/Viを低くするため、期間T53を長くして期間T56，T63を短くする。これによって、出力電圧Voを一定の値に制御することができる。

以上説明したように、スイッチング電源装置６２及びその制御方法によれば、上記のスイッチング電源装置５８と同様の効果を得ることができ、さらにスイッチング制御回路による制御が容易になる。また、スイッチング電源装置６２は、変形例のスイッチング電源装置６４のように、構成の一部を変更することにより、力率改善機能を付与することができる。スイッチング電源装置６４は、図３８示すように、スイッチング電源装置５８の入力段に、入力電源４８から供給された交流電圧Veを整流する整流回路５０を設けたものであり、第１の昇圧インダクタ２０(1)の一端に入力される電圧（入力電圧Vi）が、正弦波を全波整流した波形になるという特徴がある。そして、図示しないスイッチング制御回路が、出力電圧Voを一定の値に制御するとともに、入力電流Iiの波形を入力電圧Viの波形に近づけて力率を改善する制御を並行して行う。スイッチング電源装置６４によれば、スイッチング電源装置５８と同様の効果を得ることができ、さらに力率改善機能を備えた電源装置を容易に構成することができる。

なお、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法は、上記実施形態に限定されない。例えば、上記実施形態は、個々のスイッチング素子のＺＶＳ動作を行うため、対象のスイッチング素子の寄生ダイオードが導通した後、そのスイッチング素子がターンオンする構成になっている。しかし、寄生ダイオードに電流が流れることによって発生する損失が無視できない場合は、寄生ダイオードに電流が流れ始める少し前、つまり、両端電圧が所定の低い値に低下した時にターンオンするようにしてもよい。このようなソフトスイッチング動作を行う構成に変更しても、スイッチング素子のクロス損失やスイッチングノイズを十分に低減することができる。

上記のスイッチング電源装置１０，４６，５２，５６は、第２の昇圧コンデンサを第１の昇圧コンデンサ２６で兼用させてインターリーブ動作を行う構成になっているが、昇圧コンデンサのリップル電流の許容値が大きい場合は、第２の昇圧コンデンサを第１の昇圧コンデンサ２６とは別々に設けてもよい。また、２つの昇圧インダクタ２０(1)，２０(2)を適度な結合度で磁気結合させ、電流I(20(1))，I(20(2))の波形やリップル成分の大きさを微調整できるようにしてもよい。

各実施形態が有する整流平滑回路３８はいわゆるセンタタップ型であるが、ブリッジ型、電流ダブラ型、その他の形式に変更することも可能である。また、本発明の目的の動作が妨げられない範囲で、各種の付属回路（例えば、ノイズフィルタ、突入電流抑制回路、過電流保護回路等）を付設してもよい。また、スイッチング制御回路は、どのようなハードウエアを用いて構成してもよく、例えば、専用ＩＣ内に構成したり、デジタル処理とアナログ回路とを組み合わせて構成することもできる。

その他、上述した各スイッチング制御回路が実行する出力電圧の制御方法（各動作モードの期間の長さの可変方法）は、定常時に出力電圧を一定の値に制御する場合の好ましい例を示したものであり、定常時は勿論のこと、入力投入時、入力電圧急変時、出力電流急変時などの状況に応じて、上記とは異なる制御方法で出力電圧を制御してもよい。

１０，４６，５２，５６，５８，６０，６２，６４ スイッチング電源装置
１２(1)〜１２(6) スイッチング素子
１４ 第１アーム
１６ 第２アーム
１８ グランド
２０(1) 第１の昇圧インダクタ
２０(2) 第２の昇圧インダクタ
２６ 第１の昇圧コンデンサ
２６(1)，２６(2) 昇圧コンデンサ（第１の昇圧コンデンサ）
２８ 入力巻線
３０（３０(1)，３０(2)） 出力巻線
３２ トランス
３４ 共振用コンデンサ
３６ 共振用インダクタ
３８ 整流平滑回路
４０(1)，４０(2) 整流素子
４２ 平滑コンデンサ
５４ 平滑インダクタ
Ii 入力電流
Io 出力電流
Vc 昇圧電圧
Vi 入力電圧
Vo 出力電圧
Tsw スイッチング周期

Claims (11)

1. ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続され第１の昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第１の昇圧コンデンサと、ハイサイド側から順番に直列接続された第４、第５及び第６のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部が前記グランドに接続された第２アームと、一端に前記入力電圧が印加され、他端が前記第４及び第５のスイッチング素子の接続点に接続された第２の昇圧インダクタと、前記第２アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第２の昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、所定のスイッチング周期で前記第１から第６のスイッチング素子をオン・オフさせ、前記出力電圧を制御するスイッチング制御回路とを備え、
   前記スイッチング制御回路には、第１から第４の動作モードが設定され、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオフ、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第４の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオフ、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、
   前記スイッチング制御回路は、１つのスイッチング周期の中で前記第１から第４の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング制御回路は、
   前記第１の動作モードを開始する時、前記第１及び第６のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３及び第５のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３及び第５のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、
   前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、
   前記第３の動作モードを開始する時、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２及び第６のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２及び第６のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、
   前記第４の動作モードを開始する時、前記第５のスイッチング素子をオフさせた後、前記第４のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第４のスイッチング素子をオンさせる制御を行う請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第２の昇圧コンデンサは、前記第１の昇圧コンデンサで兼用されている請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
4. ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続された昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線の一端が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点に接続されたトランスと、前記昇圧コンデンサの両端電圧の半分の電圧を生成し、前記入力巻線の他端に供給するバイアス回路と、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、所定のスイッチング周期で前記第１から第３のスイッチング素子をオン・オフさせ、前記出力電圧を制御するスイッチング制御回路とを備え、
   前記スイッチング制御回路には、第１から第３の動作モードが設定され、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、
   前記スイッチング制御回路は、１つのスイッチング周期の中で前記第１から第３の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 前記スイッチング制御回路は、
   前記第１の動作モードを開始する時、前記第１のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、
   前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせる制御を行い、
   前記第３の動作モードを開始する時、前記第３のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２のスイッチング素子をオンさせる制御を行う請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記入力巻線と直列の位置に、前記トランスを通過する電流の波形を正弦波状にするための共振用コンデンサ及び共振用インダクタが設けられている請求項１乃至５のいずれか記載のスイッチング電源装置。
7. 前記入力電圧は正弦波電圧を全波整流したものであり、前記スイッチング制御回路は、入力電流の波形を前記入力電圧の波形に近づけて力率を改善する制御を行う請求項１乃至６のいずれか記載のスイッチング電源装置。
8. ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続され第１の昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第１の昇圧コンデンサと、ハイサイド側から順番に直列接続された第４、第５及び第６のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部が前記グランドに接続された第２アームと、一端に前記入力電圧が印加され、他端が前記第４及び第５のスイッチング素子の接続点に接続された第２の昇圧インダクタと、前記第２アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された第２の昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点と前記第５及び第６のスイッチング素子の接続点との間に接続されたトランスと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路とを備え、所定のスイッチング周期で前記第１から第６のスイッチング素子がオン・オフすることによって前記出力電圧が制御されるスイッチング電源装置の制御方法であって、
   第１から第４の動作モードを設定し、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオン、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオフ、前記第５のスイッチング素子をオン、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第４の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフ、前記第４のスイッチング素子をオン、前記第５のスイッチング素子をオフ、前記第６のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、
   １つのスイッチング周期の中で前記第１から第４の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御することを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
9. 前記第１の動作モードを開始する時、前記第１及び第６のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３及び第５のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３及び第５のスイッチング素子をオンさせ、
   前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせ、
   前記第３の動作モードを開始する時、前記第３及び第４のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２及び第６のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２及び第６のスイッチング素子をオンさせ、
   前記第４の動作モードを開始する時、前記第５のスイッチング素子をオフさせた後、前記第４のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第４のスイッチング素子をオンさせる請求項８記載のスイッチング電源装置の制御方法。
10. ハイサイド側から順番に直列接続された第１、第２及び第３のスイッチング素子を有し、ローサイド側の端部がグランドに接続された第１アームと、一端に入力電圧が印加され、他端が前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に接続された昇圧インダクタと、前記第１アームのハイサイド側の端部と前記グランドとの間に接続された昇圧コンデンサと、入力巻線及び出力巻線を有し、前記入力巻線の一端が前記第２及び第３のスイッチング素子の接続点に接続されたトランスと、前記昇圧コンデンサの両端電圧の半分の電圧を生成し、前記入力巻線の他端に供給するバイアス回路と、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路とを備え、所定のスイッチング周期で前記第１から第３のスイッチング素子がオン・オフすることによって前記出力電圧が制御されるスイッチング電源装置の制御方法であって、
    第１から第３の動作モードを設定し、前記第１の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第２の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオフ、前記第３のスイッチング素子をオンとする動作モードであり、前記第３の動作モードは、前記第１のスイッチング素子をオン、前記第２のスイッチング素子をオン、前記第３のスイッチング素子をオフとする動作モードであり、
    １つのスイッチング周期の中で前記第１から第３の動作モードを順番に実行し、各動作モードの時比率を調節することによって前記出力電圧を制御することを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
11. 前記第１の動作モードを開始する時、前記第１のスイッチング素子をオフさせた後、前記第３のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第３のスイッチング素子をオンさせ、
    前記第２の動作モードを開始する時、前記第２のスイッチング素子をオフさせた後、前記第１のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第１のスイッチング素子をオンさせ、
    前記第３の動作モードを開始する時、前記第３のスイッチング素子をオフさせた後、前記第２のスイッチング素子の両端電圧が一定以下に低下したタイミングで前記第２のスイッチング素子をオンさせる請求項１０記載のスイッチング電源装置の制御方法。

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