JP2018121390A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】フォワード方式のスイッチング電源においてリセット回路を不要としかつトランスに蓄積されたエネルギーを二次側に出力可能する。
【解決手段】トランスと、一次コイルに流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ駆動されるスイッチング素子Ｑと、二次コイルの一端と出力端３の間に接続されたチョークコイルと、二次コイルの他端と出力端４の間に接続されオン時の二次コイルの他端の電位に対して順バイアスかつオフ時に逆バイアスとなる第１整流手段と、二次コイルの一端と出力端４の間に接続されオン時の二次コイルの一端の電位に対して逆バイアスかつオフ時に順バイアスとなる第２整流手段と、二次コイルの他端と出力端３の間に接続されオン時の二次コイルの他端の電位に対して逆バイアスかつオフ時に順バイアスとなる第３整流手段と、出力端間の平滑コンデンサと、を有するスイッチング電源。
【選択図】図１

Description

本発明は、フォワード方式のスイッチング電源に関する。

トランスの一次コイルに入力される直流電力をスイッチング素子によりオンオフすることにより、二次コイルから所望する直流電力を取り出す絶縁型のスイッチング電源は周知である。絶縁型のスイッチング電源におけるフォワード方式もまた周知である。

フォワード方式では、スイッチング素子のオン期間に一次コイルに励磁電流が流れ、相互誘導により巻数比に応じて二次コイルに負荷電流が流れ、対応して一次コイルにも負荷電流が流れる。二次コイルの負荷電流は、出力ダイオードと外付けチョークコイルを通して出力されると共に、外付けチョークコイルを励磁して磁気エネルギーを蓄積する。スイッチング素子のオフ期間には外付けチョークコイルに蓄積された磁気エネルギーを放出するようにフライホイールダイオードを通して出力電流が流れる。

フォワード方式は、オン期間に励磁電流によりトランスに蓄積された磁気エネルギーをオフ期間に放出するために、トランスの一次側にリセット回路が必要である。リセット回路は、一般的にダイオード、コンデンサ及び抵抗により構成され、また、一次コイルにリセット用コイルを付加した構成もあり、多様な構成のリセット回路が公知である（例えば特許文献１等）。

特開平９−２７５６６８１号公報

しかしながら、フォワード方式のスイッチング電源における一般的なリセット回路では、リセット電流がダイオードを通してコンデンサを充電し、コンデンサに蓄積されたエネルギーが抵抗によって消費される構成となっており、電力が無駄に消費されることとなる。また、一次コイルにリセット用コイルを付加した構成は、トランスが大きくなるという欠点がある。

また、リセット電流を入力側に回生させる構成のリセット回路も公知であるが、二次側に電力を送ることはできない。

以上の問題点に鑑み本発明の目的は、フォワード方式のスイッチング電源においてリセット回路を不要とするとともに、トランスに蓄積された磁気エネルギーを二次側の電力として出力可能とすることである。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。

・ 本発明の態様は、スイッチング電源において、
トランス（Ｔ）と、
入力電圧により前記トランス（Ｔ）の一次コイル（Ｎ１）に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子（Ｑ）と、
前記トランスの二次コイル（Ｎ２）の一端と第１出力端（３）の間に接続されたチョークコイル（ＣＨ）と、
前記トランス（Ｔ）の二次コイル（Ｎ２）の他端と第２出力端（４）の間に接続され、前記スイッチング素子（Ｑ）のオン時に前記二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して順バイアスとなりかつオフ時に該二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなる第１整流手段（Ｄ１）と、
前記トランス（Ｔ）の前記二次コイル（Ｎ２）の一端と前記第２出力端（４）の間に接続され、前記スイッチング素子（Ｑ）のオン時に前記二次コイル（Ｎ２）の一端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に該二次コイル（Ｎ２）の一端に生じる電位に対して順バイアスとなる第２整流手段（Ｄ２）と、
前記トランス（Ｔ）の前記二次コイル（Ｎ２）の他端と前記第１出力端（３）の間に接続され、前記スイッチング素子（Ｑ）のオン時に前記二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に該二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して順バイアスとなる第３整流手段（Ｄ３）と、
前記第１出力端（３）と前記第２出力端（４）の間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記第１整流手段（Ｄ１）、前記第２整流手段（Ｄ２）及び前記第３整流手段（Ｄ３）がそれぞれダイオードであることが好適である。
・ 本発明の別の態様は、前記第１整流手段（Ｄ１）に替えて、前記トランス（Ｔ）の二次コイル（Ｎ２）の他端と第２出力端（４）の間に接続された電流路と該電流路を流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される制御端とを具備する第２のスイッチング素子（Ｑ２）を有し、
前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）は前記スイッチング素子（Ｑ）と同期してオンオフ駆動されることが好適である。
・ 上記別の態様において、前記第２整流手段（Ｄ２）及び前記第３整流手段（Ｄ３）がそれぞれダイオードであることが好適である。

本発明は、フォワード方式のスイッチング電源において、二次側の構成要素として、従来のチョークコイル、出力ダイオード及びフライホイールダイオードに相当する整流手段に加えて、第３の整流手段を追加したことにより、従来のフォワード方式における出力電流に加え、スイッチング素子のオン期間にトランスに蓄積された磁気エネルギーを放出させる電流をオフ期間に二次コイルに流して出力することができる。よってトランスの利用効率が向上する。

この結果、トランスの磁気リセットを行うことができるので、従来のフォワード方式における一次側のリセット回路が不要となる。従って、リセット回路による電力損失を生じない。また好適にはダイオードである整流手段を１つ追加するだけでリセット回路を省くことができるので、回路全体をコンパクトとしかつ低コストとすることがる。さらに、トランスに蓄積された磁気エネルギーを二次側に電流として出力することができるので、従来よりも大きな電力変換が可能である。

図１は、本発明によるスイッチング電源の第１の実施形態の構成例を概略的に示す回路図である。 図２は、図１に示した回路におけるオン期間の電流の流れを示した図である。 図３は、図１に示した回路におけるオフ期間の電流の流れを示した図である。 図４は、図１に示した回路図における電圧及び電流の時間変化の例を模式的に示した図である。 図５は、本発明によるスイッチング電源の第２の実施形態の構成例を概略的に示す回路図である。 図６は、図５に示した回路におけるオン期間の電流の流れを示した図である。 図７は、図５に示した回路におけるオフ期間の電流の流れを示した図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明によるスイッチング電源の実施形態について詳細に説明する。

本発明によるスイッチング電源は、一対の入力端と一対の出力端の間でトランスを介して電力変換を行う絶縁型のものである。一対の入力端の間に直流電力が供給される。供給される直流電力は、別の任意の直流電源の出力でもよく、交流電源の整流後の出力でもよい。従って入力される直流電圧は、一定電圧の場合の他、一極性の変動する電圧の場合も含まれる。例えば、交流整流後の脈流、方形波、三角波等である。一対の出力端には負荷が接続される（図面では省略）。

（１）第１の実施形態
＜スイッチング電源の構成＞
図１は、本発明によるスイッチング電源の第１の実施形態の構成例を概略的に示す回路図である。本回路は、入力端１と入力端２の間に直流電力が供給される。すなわち直流電圧が印加される。また、出力端３と出力端４の間に直流電力が出力される。以下では、入力側の基準電位である入力端２に対して入力端１が正電位となる入力電圧が印加され、出力側の基準電位である出力端４に対して出力端３が正電位となる電圧が出力される場合について説明する。

本回路は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を具備するトランスＴを有する。各コイルの巻き始め端子を黒丸で示している（黒丸はコイルの極性を示す）。コイルについて「一端」と「他端」という場合は、「巻き始め端子」と「巻き終わり端子」の場合と、「巻き終わり端子」と「巻き始め端子」の場合の双方が含まれる。

本発明のスイッチング電源はフォワード方式の回路を基本構成とするので、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２は密結合であること、すなわち磁気結合の結合係数が１に近いことが好適である。

一次コイルＮ１の一端（本例では巻き始め端子）が入力端１に接続されている。一次コイルＮ１の他端（本例では巻き終わり端子）にＮチャネルＦＥＴであるスイッチング素子Ｑのドレインが接続され、ソースが入力端２に接続されている。スイッチング素子Ｑの制御端であるゲートには、制御電圧Ｖｇとして、所定のスイッチング周波数及びデューティ比のパルス電圧が入力される。

この場合、制御電圧Ｖｇがソース（入力端２）電位に対して正電位のときスイッチング素子Ｑはオンとなり、一次コイルＮ１と入力端２の間の電流路が導通する。制御電圧Ｖｇが零のときスイッチング素子Ｑはオフとなり、一次コイルＮ１と入力端２の間の電流路は遮断される。

スイッチング素子Ｑとして、ＦＥＴ以外に例えばＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子を用いてもよい。

本発明のスイッチング電源はフォワード方式を基本構成としているが、一般的なフォワード方式において必須のトランス一次側のリセット回路は、図示の通り設けられておらず、不要である。

二次コイルＮ２の一端（本例では巻き始め端子）と出力端３の間にはチョークコイルＣＨが接続されている。

二次コイルＮ２の他端（本例では巻き終わり端子）と出力端４の間にはダイオードＤ１が接続されている。ダイオードＤ１の極性は、アノードが出力端４側、カソードが二次コイルの他端側となる向きである。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑのオン時に二次コイルＮ２の他端に生じる電位に対して順バイアスとなり、かつ、スイッチング素子Ｑのオフ時に二次コイルＮ２の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなる向きで接続されている。

さらに、二次コイルＮ２の一端と出力端４の間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ２の極性は、アノードが出力端４側、カソードが二次コイルＮ２の一端側となる向きである。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑのオン時に二次コイルＮ２の一端に生じる電位に対して逆バイアスとなり、かつ、スイッチング素子Ｑのオフ時に二次コイルＮ２の一端に生じる電位に対して順バイアスとなる向きで接続されている。

さらに、二次コイルＮ２の他端と出力端３の間にはダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３の極性は、アノードが二次コイルＮ２の他端側、カソードが出力端３側となる向きである。ダイオードＤ３は、スイッチング素子Ｑのオン時に二次コイルＮ２の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなり、かつ、スイッチング素子Ｑのオフ時に二次コイルＮ２の他端に生じる電位に対して順バイアスとなる向きで接続されている。

ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３は、順バイアスの電圧（アノードがカソードに対して高電位）が印加されると導通し、逆バイアスの電圧（アノードがカソードに対して低電位）に対して遮断される整流手段の一つである。整流手段には、整流素子であるダイオードの他に、ダイオードと等価の整流デバイス又は整流回路も含まれるものとする。

出力端３と出力端４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。図示しないが、これらの出力端３と出力端４の間には負荷が接続されている。

本発明のスイッチング電源の別の構成例として、一次側の基準電位である入力端２に対して入力端１が負電位となる入力電圧を印加する構成とすることもできる。その場合、二次側の各ダイオードの極性を逆向きとする。

＜スイッチング電源の動作＞
図２は、図１に示した回路におけるオン期間の電流の流れを示した図である。図３は、図１に示した回路におけるオフ期間の電流の流れを示した図である。図４は、図１に示した回路図における電圧及び電流の時間変化の例を模式的に示した図である。

・オン期間の動作
図２は、オン期間の電流の流れを示している。スイッチング素子Ｑのゲートに入力されるパルス電圧である制御電圧Ｖｇは、例えば図４（Ａ）の通りである。制御信号Ｖｇがオンになると、スイッチング素子Ｑの電流路が導通し、直流電圧が一次コイルＮ１の一端に印加され、一次コイルＮ１の一端が正電位、他端が負電位となる。これにより、入力端１→一次コイルＮ１→スイッチング素子Ｑ→入力端２の経路で電流ｉｄが流れる。電流ｉｄのオン期間の変化は、図４（Ｂ）の通りである。

一次コイルＮ１に電流が流れるとトランスＴのコアを通って二次コイルＮ２を通る磁束が増加し、相互誘導による起電力が二次コイルＮ２に生じ、二次コイルＮ２の一端が正電位、他端が負電位となる。これによりダイオードＤ１が順バイアスとなって導通し、二次コイルＮ２→チョークコイルＣＨ→出力端３→負荷（又は平滑コンデンサＣ）→出力端４→ダイオードＤ１の経路で第１電流ｉ１が流れる。第１電流ｉ１のオン期間の変化は、図４（Ｃ）の通りである。第１電流ｉ１は、通常のフォワード方式におけるオン期間の出力電流に相当する。

二次側の第１電流ｉ１は、チョークコイルＣＨの励磁電流でもあり、これによりチョークコイルＣＨに磁気エネルギーが蓄積される。

ダイオードＤ２は、二次コイルＮ２の一端が正電位となり逆バイアスとなるので電流は流れない。ダイオードＤ３も、二次コイルＮ２の他端が負電位となり逆バイアスとなるので電流は流れない。

なお、一次コイルＮ１に流れる電流ｉｄは、二次コイルＮ２との相互誘導による負荷電流とトランスＴに磁気エネルギーを蓄積する励磁電流を含むものである。オン期間には、励磁電流によりトランスＴの磁束が増加し磁気エネルギーが蓄積される。

・オフ期間の動作
図３は、オフ期間の電流の流れを示している。制御信号Ｖｇがオフになると、スイッチング素子Ｑの電流路が遮断され、一次コイルＮ１を流れる電流ｉｄは消失する。これにより、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。

逆起電力により二次コイルＮ２の他端が正電位となり、ダイオードＤ１は逆バイアスとなるので第１電流ｉ１は流れない。

一方、二次側では、チョークコイルＣＨに蓄積された磁気エネルギーを放出するように第２電流ｉ２が流れる。第２電流ｉ２の経路は、チョークコイルＣＨ→出力端３→負荷（又は平滑コンデンサ）→出力端４→ダイオードＤ２である。第２電流ｉ２のオフ期間の変化は、図４（Ｄ）の通りである。第２電流ｉ２は、通常のフォワード方式におけるオフ期間の出力電流に相当し、第２電流ｉ２に関してダイオードＤ２はフライホイールダイオードとして機能する。

さらに、逆起電力により二次コイルＮ２の一端が負電位、他端が正電位となり、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３がいずれも順バイアスとなって導通し、二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端３→負荷（又は平滑コンデンサ）→出力端４→ダイオードＤ２の経路で第３電流ｉ３が流れる。第３電流ｉ３のオフ期間の変化は、図４（Ｅ）の通りである。

従って、オン期間にトランスＴに蓄積された磁気エネルギーは、二次コイルＮ２を通る第３電流ｉ３が流れることにより放出される。第３電流ｉ３も出力電流となるので、トランスの利用効率が向上する。図４（Ｆ）は、二次側に流れる全電流を示す。出力端３と出力端４の間に出力される電圧Ｖｏと電流Ｉｏは、平滑コンデンサＣにより平滑化され、図４（Ｇ）の通りである。

本発明のスイッチング電源は、フォワード方式を基本構成としながら、さらにダイオードＤ３を追加したことにより、オン期間にトランスに蓄積された磁気エネルギーをオフ期間に二次側の出力電流として放出することができるので、一次側のリセット回路が不要となる。従来はオフ時に発生するスパイク電圧によるスイッチング素子の耐圧対策が必要であったが、磁気エネルギーが二次側に放出されることによりスパイク対策も不要となる。

（２）第２の実施形態
図５〜図７を参照して本発明の第２の実施形態を説明する。上述した第１の実施形態と同じ構成については説明を省略する。

図５は、本発明によるスイッチング電源の第２の実施形態の構成例を概略的に示す回路図である。第２の実施形態においては、第１の実施形態における第１ダイオードＤ１に替えて、第２のスイッチング素子Ｑ２を有する。

第２のスイッチング素子Ｑ２は、この例ではＮチャネルＦＥＴである。ドレインが二次コイルＮ２の他端に接続され、ソースが出力端４に接続されている。すなわち、第２のスイッチング素子Ｑ２の電流路は、二次コイルＮ２の他端と出力端４の間に接続される。第２のスイッチング素子Ｑ２は、一次コイルＮ１に接続されたスイッチング素子Ｑと同期してオンオフ駆動される。従って、第２のスイッチング素子Ｑ２の制御端であるゲートには、スイッチング素子Ｑと同じ制御電圧Ｖｇが入力される。

図６は、オン期間の電流の流れを示している。オン期間における一次側の動作は、第１の実施形態と同じである。

一次コイルＮ１に電流が流れると、相互誘導による起電力が二次コイルＮ２に生じ、二次コイルＮ２の一端が正電位、他端が負電位となる点も第１の実施形態と同じである。このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２は、制御電圧Ｖｇによりオンとなっているので電流路が導通状態である。これにより、二次コイルＮ２→チョークコイルＣＨ→出力端３→負荷（又は平滑コンデンサＣ）→出力端４→第２のスイッチング素子Ｑ２の経路で第１電流ｉ１が流れる。第２のスイッチング素子Ｑ２に置き換えたことにより、第１の実施形態のダイオードＤ１に比べてオン期間の損失が少なくなる。その他の動作については、第１の実施形態と同じである。

図７は、オフ期間の電流の流れを示している。オン期間における一次側の動作は、第１の実施形態と同じである。

逆起電力により二次コイルＮ２の他端が正電位となる。このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２は、制御電圧Ｖｇによりオフとなっているので電流路が遮断状態である。よって第１電流ｉ１は流れない。

一方、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３については、第１の実施形態と同様に、第２電流ｉ２及び第３電流ｉ３が流れる。

別の実施例として、第２のスイッチング素子Ｑ２は、ＮチャネルＦＥＴではなくＰチャネルＦＥＴとすることもできる。

Ｔ トランス
Ｎ１ 一次コイル
Ｎ２ 二次コイル
１、２ 入力端
３、４ 出力端
Ｑ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３ ダイオード
Ｃ 平滑コンデンサ

Claims (4)

1. トランス（Ｔ）と、
   入力電圧により前記トランス（Ｔ）の一次コイル（Ｎ１）に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される、制御端を具備するスイッチング素子（Ｑ）と、
   前記トランスの二次コイル（Ｎ２）の一端と第１出力端（３）の間に接続されたチョークコイル（ＣＨ）と、
   前記トランス（Ｔ）の二次コイル（Ｎ２）の他端と第２出力端（４）の間に接続され、前記スイッチング素子（Ｑ）のオン時に前記二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して順バイアスとなりかつオフ時に該二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなる第１整流手段（Ｄ１）と、
   前記トランス（Ｔ）の前記二次コイル（Ｎ２）の一端と前記第２出力端（４）の間に接続され、前記スイッチング素子（Ｑ）のオン時に前記二次コイル（Ｎ２）の一端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に該二次コイル（Ｎ２）の一端に生じる電位に対して順バイアスとなる第２整流手段（Ｄ２）と、
   前記トランス（Ｔ）の前記二次コイル（Ｎ２）の他端と前記第１出力端（３）の間に接続され、前記スイッチング素子（Ｑ）のオン時に前記二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して逆バイアスとなりかつオフ時に該二次コイル（Ｎ２）の他端に生じる電位に対して順バイアスとなる第３整流手段（Ｄ３）と、
   前記第１出力端（３）と前記第２出力端（４）の間に接続された平滑コンデンサ（Ｃ）と、を有することを特徴とする
   スイッチング電源。
2. 前記第１整流手段（Ｄ１）、前記第２整流手段（Ｄ２）及び前記第３整流手段（Ｄ３）がそれぞれダイオードであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記第１整流手段（Ｄ１）に替えて、前記トランス（Ｔ）の二次コイル（Ｎ２）の他端と第２出力端（４）の間に接続された電流路と該電流路を流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ駆動される制御端とを具備する第２のスイッチング素子（Ｑ２）を有し、
   前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）は前記スイッチング素子（Ｑ）と同期してオンオフ駆動されることを特徴とする
   請求項１に記載のスイッチング電源。
4. 前記第２整流手段（Ｄ２）及び前記第３整流手段（Ｄ３）がそれぞれダイオードであることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。

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