CN113014109A - 一种副边采用lc自复位电路的正激变换器及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种副边采用LC自复位电路的正激变换器及系统。正激变换器包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第二电容和第二电感。本发明具有以下优点：实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整体效率；工作稳定性和可靠性高，磁复位回路结构简单，便于推广使用；磁复位电路中不含耗能元件，损耗小；并且输出端两电感电流增减性相反，可降低变换器的输出电流纹波。

Description

一种副边采用LC自复位电路的正激变换器及系统
技术领域
本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种副边采用LC自复位电路的正激变换器及系统。
背景技术
正激变换器具有结构简单、输入输出电气隔离、可靠性高、输出功率较大、输出电压平滑且输出功率不受变压器容量的限制等许多优点，因此在中低功率电源的应用场合中，正激变换器被广泛的使用。
当开关管导通时，输入端能量通过变压器传输至负载，此时，变压器磁芯在正向电流作用下工作于磁滞回线的第一象限，但是，开关关断期间，励磁能量无释放回路，正激变换器自身不能完成磁复位，若是在关断期间磁芯无法回到磁滞回线的初始位置，经历若干周期后磁芯将达到饱和，导致磁导率急剧下降，变压器相当于短路状态，流过开关管的电流将急剧增大，甚至损坏开关管和功率变换器，因此，正激变换器需要额外增加辅助电路以实现变压器磁复位，避免磁芯饱和。
为此，研究人员提出了许多磁复位方法，且不同的磁复位方式将导致不同的电路特性，常见的磁复位有传统原边辅助绕组、有源钳位和原边RCD、双管正激以及谐振磁复位等多种方式。但以上的磁复位方式均不能将励磁能量传输到负载，影响了变换器的能量传输效率，而正反激组合变换器综合了正激和反激变换器的特点，既能解决正激变换器的固有缺点，又可将励磁能量传递给负载，提高变换器的效率和整体性能，逐渐取代了正激变换器传统的磁复位方式，已经成为一个重要研究方向。
正反激组合变换器可将励磁能量传输到输出，提高变换器的整机效率，但具有副边绕组的正激拓扑增加了变压器绕制的复杂性，中心抽头全波整流移除了续流二极管，但存在正、反激电流难以匹配的问题；副边四个二极管结构能量传输需要通过较多二极管，增加了电路损耗，还会影响电路工作模式，不便传输大功率。
因此，研究新型的正反激组合变换器，对正激复位技术的发展显得尤为重要。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种副边采用LC自复位电路的正激变换器及系统，解决现有磁复位电路励磁能量利用率低、电路组成复杂、损耗大、效率低的问题。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种副边采用LC自复位电路的正激变换器，包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第二电容和第二电感；其中，所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管的阴极和第一电感的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管的阴极、第二电容的一端和第二电感的一端连接；所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；所述第一电感的另一端分别与第一电容的一端和第二电感的另一端连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端，所述第一二极管的阳极分别与第二二极管的阳极、第一电容的另一端和第二电容的另一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地。
其中，较佳方案是：所述第一二极管和第二二极管均为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管为全控型功率半导体器件。
其中，较佳方案是：所述开关管为NMOS开关管。
其中，较佳方案是，所述第二电容根据第一选取步骤选取，所述第一选取步骤包括：步骤S110、计算第二电容的容值C2；步骤S120、结合高频变压器的输入电压Vi和高频变压器的匝比n，计算第二电容的耐压值VC2,Ton；步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于VC2,Ton的电容作为第二电容。
其中，较佳方案是，所述第二电感根据第二选取步骤选取，所述第二选取步骤包括：步骤S210、确定第二电感的感值L2的取值范围；步骤S220、确定第二电感的最大电流IL2,max；步骤S230、根据感值L2的取值范围和最大电流 IL2,max选取符合条件的电感作为第二电感。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种正激变换系统，所述正激变换系统包括正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1、实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整机效率；
2、磁复位回路结构简单，电路简单，功耗低，能量传输效率高，便于推广使用；
3、相对辅助绕组复位，降低了变压器的设计难度；
4、正激电感、辅助电感及励磁电感均可工作于连续导电模式，可应用于更大功率场合；
5、相比较传统正激变换器，在开关管开通和关断期间正激电感与辅助电感电流增减性相反，因此可降低输出电流纹波；
6、工作安全性和可靠性更高，能量转移与传输电路能够使能量利用率提高，可广泛应用于计算机、医疗通信、工业控制、航天设备等领域，具有较高的推广应用价值。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明正激变换器的结构示意图；
图2是本发明正激变换系统的结构示意图；
图3是本发明第二电容选取的流程示意图；
图4是本发明第二电感选取的流程示意图。
具体实施方式
现结合附图，对本发明的较佳实施例作详细说明。
如图1所示，本发明提供一种副边采用LC自复位电路的正激变换器的优选实施例。
一种副边采用LC自复位电路的正激变换器，包括正激变换器主电路110 和能量转移与传输电路120，所述正激变换器主电路110包括高频变压器T、开关管S、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电感L1和第一电容C1，所述能量转移与传输电路120包括第二电容C2和第二电感L2；其中，所述高频变压器T的原边同名端为正激变换器主电路110的正极电压输入端IN+，其原边异名端与开关管S的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管D2的阴极和第一电感L1的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管D1的阴极、第二电容C2的一端和第二电感L2的一端连接；所述开关管S的源极为正激变换器主电路110的负极电压输入端IN-，其的栅极为控制信号输入端；所述第一电感L1的另一端分别与第一电容C1的一端和第二电感L2的另一端连接且为正激变换器主电路110的正极电压输出端OUT+，所述第一二极管D1的阳极分别与第二二极管D2的阳极、第一电容C1的另一端和第二电容C2的另一端连接且为正激变换器主电路110的负极电压输出端OUT-，所述负极电压输出端OUT- 接地。
其中，高频变压器T包括原边绕组w1和副边绕组w2。
具体地，并参考图2，设置一正激变换系统，所述正激变换系统包括正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端IN+和负极电压输入端IN-连接的电源200，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器300，以及与正激变换器的正极电压输出端OUT+和负极电压输出端OUT-连接的负载400。
在本实施例中，所述第一二极管D1和第二二极管D2均为快恢复二极管，快恢复二极管(简称FRD)是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，主要应用于开关电源200、PWM脉宽调制器、变频器等电子电路中，并且，快恢复二极管的反向恢复时间较短，正向压降较低，反向击穿电压 (耐压值)较高，通过加快第一二极管D1和第二二极管D2的反向恢复时间，从而提高正激变换器的反应。特别是，第二二极管D2用于续流，为第一电感 L1续流。
在本实施例中，所述开关管S为全控型功率半导体器件，全控型器件又称为自关断器件，是指通过控制信号既可以控制其导通，又可以控制其关断的电力电子器件，这类器件很多，门极可关断晶闸管，电力场效应晶体管，绝缘栅双极晶体管均属于此。优选地，所述开关管S为NMOS开关管。
在本实施例中，第一电感L1和第一电容C1均用于滤波，为负载400提供稳定电压。
在本实施例中，关于正激变换器的工作原理，首先，先假设第一电感L1、第二电感L2和高频变压器T的副边电感均工作于CCM，其中，CCM为连续导通模式，在一个开关周期内，元器件的电流从不会到零，或者说，器件从不“复位”，意味着在开关周期内元器件的磁通从不回到零，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。以及，约定第二电容C2，假定其电压下正上负为正向电压，以及对于副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流。
在开关管S关断期间包括四个阶段：
第一阶段为开关管S关断过程。在开关管S从导通过渡到关断的过程中，第一二极管D1维持导通，第二二极管D2尚未开启，第二电感L2续流，第二电感L2的电流IL2线性下降。励磁电流和从副边反射的电流为开关管S的寄生电容充电，高频变压器T的原边电流和副边电流开始减小。在此阶段中，第一电感L1的电流IL1线性增大，并在此阶段结束时达到其最大值，开关管S电压达到Vi。
第二阶段为励磁能量释放过程一。高频变压器T副边绕组w2的电压降低为零后，第一二极管D1关断，第二二极管D2开始导通，第一电感L1、第二电感L2续流。此阶段内，由于高频变压器T的励磁能量释放，高频变压器T 的副边电压开始反向，并给第二电容C2充电并使其电压VC2从零开始增加，当 VC2上升至Vo时，第二电感L2的电流下降至其最小值。此阶段，开关管S承受电压为Vi+nVC2(n为高频变压器T的原边与副边的匝比N1：N2)。
第三阶段为励磁能量释放过程二。第二电容C2上的电压在副边绕组w2 充电的作用下继续上升，且副边绕组w2在给第二电容C2充电的同时也在为第二电感L2充电，第二电感L2电流非线性上升，并且当高频变压器T副边绕组 w2的反向电流等于第二电感L2电流时，此时第二电容C2电压达到最大值，此阶段结束。此阶段，L1仍续流，且开关管S承受电压仍为Vi+nVC2。
第四阶段为励磁能量释放过程三。此后，第二电容C2开始放电，其两端电压值开始减小，第二电容C2和第二电感L2会共同向负载400供电，此阶段内，第二电感L2电流非线性下降，当第二电容C2电压下降到零时，此阶段结束。此时高频变压器T副边绕组w2的反向电流达到最小值。此阶段，第一电感L1仍续流，且开关管S承受电压仍为Vi+nVC2，直至开关管S导通过程的到来。
在开关管S导通期间包括一个阶段：
在此阶段中，第一二极管D1导通，输入电压Vi加在高频变压器T原边绕组w1的两端，与其耦合的副边绕组w2的两端电压为Vi/n，因此，第一二极管 D1正向导通，流过第一电感L1的电流从一非零值开始线性上升，输入电能的一部分传递给负载400，一部分转换为磁能储存在第一电感L1中。同时，流过高频变压器T的励磁电感Lm的电流从一非零值开始线性上升，输入电能的另一部分转化为磁能储存在高频变压器T的励磁电感Lm中。此阶段第二电感 L2通过第一二极管D1进行续流，第二电感L2电流线性下降。此模态将持续到开关管S关断为止。
如图3和图4所示，本发明提供第二电容C2和第二电感L2的选取的较佳实施例。
所述第二电容C2根据第一选取步骤选取，所述第一选取步骤包括：
步骤S110、计算第二电容C2的容值C2；
步骤S120、结合高频变压器T的输入电压Vi和高频变压器T的匝比n，计算第二电容C2的耐压值VC2,Ton；
步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于VC2,Ton的电容作为第二电容C2。
具体地，在步骤S110中，根据公式(A1)计算励磁储能第二电容C2的容值C2。
Figure 2
在步骤120中，根据公式(A2)计算电容第二电容C2的耐压值VC2,Ton。
Figure 1
其中，Vo为正激变换器主电路110的输出电压，Lw2为高频变压器T的副边绕组w2电感量，L2为第二电感L2的电感量，Lm为高频变压器T的励磁电感量，n为高频变压器T的绕组匝比，d为高频变压器T的开关占空比，T为正激变换器的开关周期。
在本实施例中，所述第二电感L2根据第二选取步骤选取，所述第二选取步骤包括：
步骤S210、确定第二电感L2的感值L2的取值范围；
步骤S220、确定第二电感L2的最大电流IL2,max；
步骤S230、根据感值L2的取值范围和最大电流IL2,max选取符合条件的电感作为第二电感L2。
具体地，在步骤210中，根据公式(A3)确定第二电感L2的感值L2的取值范围。
Figure BDA0002979365840000083
在步骤202中，根据公式(A4)确定第二电感L2电流的最大值IL2,max。
Figure 4
其中，C2为第二电容C2的电容值。
以上所述者，仅为本发明最佳实施例而已，并非用于限制本发明的范围，凡依本发明申请专利范围所作的等效变化或修饰，皆为本发明所涵盖。

Claims (7)

1.一种副边采用LC自复位电路的正激变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第二电容和第二电感；其中，
所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端分别与第二二极管的阴极和第一电感的一端连接，其副边异名端分别与第一二极管的阴极、第二电容的一端和第二电感的一端连接；
所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；
所述第一电感的另一端分别与第一电容的一端和第二电感的另一端连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端，所述第一二极管的阳极分别与第二二极管的阳极、第一电容的另一端和第二电容的另一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地。
2.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于：所述第一二极管和第二二极管均为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于：所述开关管为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1或3所述的正激变换器，其特征在于：所述开关管为NMOS开关管。
5.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于，所述第二电容根据第一选取步骤选取，所述第一选取步骤包括：
步骤S110、计算第二电容的容值C2；
步骤S120、结合高频变压器的输入电压Vi和高频变压器的匝比n，计算第二电容的耐压值VC2,Ton；
步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于VC2,Ton的电容作为第二电容。
6.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于，所述第二电感根据第二选取步骤选取，所述第二选取步骤包括：
步骤S210、确定第二电感的感值L2的取值范围；
步骤S220、确定第二电感的最大电流IL2,max；
步骤S230、根据感值L2的取值范围和最大电流IL2,max选取符合条件的电感作为第二电感。
7.一种正激变换系统，其特征在于：所述正激变换系统包括如权利要求1至6任一所述的正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。
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